JPH069327B2 - 利得制御回路 - Google Patents
利得制御回路Info
- Publication number
- JPH069327B2 JPH069327B2 JP28770488A JP28770488A JPH069327B2 JP H069327 B2 JPH069327 B2 JP H069327B2 JP 28770488 A JP28770488 A JP 28770488A JP 28770488 A JP28770488 A JP 28770488A JP H069327 B2 JPH069327 B2 JP H069327B2
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- Japan
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- current
- signal
- transistors
- control circuit
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は利得制御回路に係り、特にカラーCRTモニター
用ビデオ信号増幅系における利得制御回路に関する。
用ビデオ信号増幅系における利得制御回路に関する。
〔従来の技術〕 カラーＣＲＴモニター用ビデオ信号増幅系の中での利得
の制御（振幅調整）には、従来可変トランスコンダクタ
ンス形掛算回路が使用されている。
の制御（振幅調整）には、従来可変トランスコンダクタ
ンス形掛算回路が使用されている。
なお、本発明に関連する従来例としては、例えば、宇都
宮，和久井編著：画像電子回路，テレビジヨン学会編，
コロナ社，昭６１年７月，ＰＰ １００〜１０９があ
る。
宮，和久井編著：画像電子回路，テレビジヨン学会編，
コロナ社，昭６１年７月，ＰＰ １００〜１０９があ
る。
上記従来技術の第１象現のみを有する可変トランスコン
ダクタンス形掛算回路では、制御信号の大小により得ら
れる入力信号に対する出力信号の傾斜、即ち利得は第３
図のようになる。
ダクタンス形掛算回路では、制御信号の大小により得ら
れる入力信号に対する出力信号の傾斜、即ち利得は第３
図のようになる。
一方、ビデオ信号増幅系のビデオ信号は、第４図に示す
ように黒レベルを基準に白レベル側に振幅が変化するビ
デオ特有の信号波形である。
ように黒レベルを基準に白レベル側に振幅が変化するビ
デオ特有の信号波形である。
このため、第３図においてビデオ信号の基準値（黒レベ
ル）を仮にＶiBに設定した場合に、出力信号にオフセツ
トを生じビデオ信号の基準値がこの回路のみでは定まら
ないという問題があつた。
ル）を仮にＶiBに設定した場合に、出力信号にオフセツ
トを生じビデオ信号の基準値がこの回路のみでは定まら
ないという問題があつた。
本発明の目的は、制御信号の大小により変えられる入力
信号に対する出力信号の傾斜、即ち利得がすべての利得
において一点で交わるようにした利得制御回路を提供す
ることにある。
信号に対する出力信号の傾斜、即ち利得がすべての利得
において一点で交わるようにした利得制御回路を提供す
ることにある。
上記目的は、可変トランスコンダクタンス形掛算回路に
おいて、差動増幅部の一方の出力を電流形式で取り出
し、この出力電流に前記差動増幅部入力トランジスタの
非線形動作を補正するための非線形補正部の動作電流に
リンクした電流を加えることにより、達成される。
おいて、差動増幅部の一方の出力を電流形式で取り出
し、この出力電流に前記差動増幅部入力トランジスタの
非線形動作を補正するための非線形補正部の動作電流に
リンクした電流を加えることにより、達成される。
差動増幅部の出力電流に非線形補正部の動作電流にリン
クした電流を取り出して加えることは、制御信号により
設定した入力信号に対する出力信号の傾斜、即ち利得に
バイアス量を加えることになる。このバイアス量を制御
信号に逆比例した量として得るようにすると、利得の小
さいときは多い量、利得の大きいときは少ない量がバイ
アスされるので、すべての利得は一定で交わることにな
る。これによつて、ビデオ信号の基準値を一定にできる
ので、出力信号にオフセツトが生じることがない。
クした電流を取り出して加えることは、制御信号により
設定した入力信号に対する出力信号の傾斜、即ち利得に
バイアス量を加えることになる。このバイアス量を制御
信号に逆比例した量として得るようにすると、利得の小
さいときは多い量、利得の大きいときは少ない量がバイ
アスされるので、すべての利得は一定で交わることにな
る。これによつて、ビデオ信号の基準値を一定にできる
ので、出力信号にオフセツトが生じることがない。
以下、本発明を適用した具体的な一実施例を第１図によ
り説明する。
り説明する。
第１図において、１が入力端子、２が制御端子、３が出
力端子、４が電源電圧端子、１００が差動増幅部、２０
０が非線形補正部、３００が電流−電圧変換部である。
差動増幅部１００は、可変トランスコンダクタンス形掛
算回路で、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３、及びＱ６と
抵抗ＲＥからなり、トランジスタＱ１，Ｑ２は差動対を
構成し、トランジスタＱ６のベースには入力端子１が接
続される。非線形補正部２００はトランジスタＱ７〜Ｑ
11と抵抗Ｒ１と定電流源ＣＣ１，ＣＣ２からなり、トラ
ンジスタＱ７のベースには制御端子２が、トランジスタ
Ｑ８のベースには基準電圧源Ｖrが、トランジスタ
Ｑ９，Ｑ10のそれぞれのベースにバイアス電源ＶＢが接
続される。電流−電圧変換部３００はトランジスタ
Ｑ４，Ｑ５と抵抗Ｒ２からなり、トランジスタＱ４，Ｑ
５のそれぞれのエミツタから出力端子３に接続される。
差動増幅部１００のトランジスタＱ１，Ｑ２のベースは
それぞれ非線形補正部２００のトランジスタＱ９，Ｑ10
のエミツタに接続される。差動増幅部１００のトランジ
スタＱ３と電流−電圧変換部 ３００のトランジスタＱ
４とはカレントミラー構成になつている。また、非線形
補正部２００のトランジスタＱ11と電流−電圧変換部３
００のトランジスタＱ５もカレントミラー構成であり、
このカレントミラーはバイアス電流を加えるためのもの
である。
力端子、４が電源電圧端子、１００が差動増幅部、２０
０が非線形補正部、３００が電流−電圧変換部である。
差動増幅部１００は、可変トランスコンダクタンス形掛
算回路で、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３、及びＱ６と
抵抗ＲＥからなり、トランジスタＱ１，Ｑ２は差動対を
構成し、トランジスタＱ６のベースには入力端子１が接
続される。非線形補正部２００はトランジスタＱ７〜Ｑ
11と抵抗Ｒ１と定電流源ＣＣ１，ＣＣ２からなり、トラ
ンジスタＱ７のベースには制御端子２が、トランジスタ
Ｑ８のベースには基準電圧源Ｖrが、トランジスタ
Ｑ９，Ｑ10のそれぞれのベースにバイアス電源ＶＢが接
続される。電流−電圧変換部３００はトランジスタ
Ｑ４，Ｑ５と抵抗Ｒ２からなり、トランジスタＱ４，Ｑ
５のそれぞれのエミツタから出力端子３に接続される。
差動増幅部１００のトランジスタＱ１，Ｑ２のベースは
それぞれ非線形補正部２００のトランジスタＱ９，Ｑ10
のエミツタに接続される。差動増幅部１００のトランジ
スタＱ３と電流−電圧変換部 ３００のトランジスタＱ
４とはカレントミラー構成になつている。また、非線形
補正部２００のトランジスタＱ11と電流−電圧変換部３
００のトランジスタＱ５もカレントミラー構成であり、
このカレントミラーはバイアス電流を加えるためのもの
である。
以上の構成における第１図の動作を説明する。まず、ト
ランジスタＱ11とＱ５のカレントミラー構成を除いたバ
イアス電流を加えないときの動作について述べる。
ランジスタＱ11とＱ５のカレントミラー構成を除いたバ
イアス電流を加えないときの動作について述べる。
差動増幅部１００では、トランジスタＱ１，Ｑ２コレク
タ電流をそれぞれＩ１，Ｉ２、入力端子１に印加する入
力信号をＶｉ、トランジスタＱ６のベース・エミツタ電
圧をＶBE、及び抵抗ＲＥの値をＲＥとすると、入力信号
Ｖｉに対するトランジスタＱ１とＱ２に流れるコレクタ
電流の和の電流Ｉ１＋Ｉ２は（Ｖｉ−ＶBE）／ＲＥで得
られる。このＩ１とＩ２の電流比は、トランジスタＱ１
とＱ２のベース間の差動電圧をΔＶとすると、 の関係で得ることができる。ここで、ＶＴは熱電圧を示
す。(1)式からわかるように、Ｉ１／Ｉ２の線形性はΔ
ＶがＶＴの範囲でしか得られず、約２６ｍＶと狭い。
タ電流をそれぞれＩ１，Ｉ２、入力端子１に印加する入
力信号をＶｉ、トランジスタＱ６のベース・エミツタ電
圧をＶBE、及び抵抗ＲＥの値をＲＥとすると、入力信号
Ｖｉに対するトランジスタＱ１とＱ２に流れるコレクタ
電流の和の電流Ｉ１＋Ｉ２は（Ｖｉ−ＶBE）／ＲＥで得
られる。このＩ１とＩ２の電流比は、トランジスタＱ１
とＱ２のベース間の差動電圧をΔＶとすると、 の関係で得ることができる。ここで、ＶＴは熱電圧を示
す。(1)式からわかるように、Ｉ１／Ｉ２の線形性はΔ
ＶがＶＴの範囲でしか得られず、約２６ｍＶと狭い。
そこで、非線形補正部２００を用いて広い線形動作範囲
を得るようにする。このため、トランジスタＱ１とＱ２
のベース間の差動電圧ΔＶはトランジスタＱ９とＱ10の
エミツタ間に得られる電圧として発生させる。即ち、Δ
ＶはトランジスタＱ９とＱ10のコレクタ電流をそれぞれ
ＩＡ，ＩＢとすると、 で得られる。更に、(2)式の電流比ＩＢ／ＩＡは制御端
子２に印加される制御信号をＶｃ、基準電圧源Ｖｒの基
準信号をＶｒ、定電流源ＣＣ１とCC2の値をＩCC、及び
抵抗Ｒ１の値をＲ１とすると、 で得られる。したがつて、(1)式に(2)式を代入すると、 の関係が成り立ち、差動増幅部１００の指数関数的な電
流動作が非線形補正部２００の対数変換で線形化でき、
かつ制御信号Ｖｃの基準信号Ｖｒに対する大小により電
流比Ｉ１／Ｉ２を変えることができる。即ち、制御信号
により利得を変えることを示している。
を得るようにする。このため、トランジスタＱ１とＱ２
のベース間の差動電圧ΔＶはトランジスタＱ９とＱ10の
エミツタ間に得られる電圧として発生させる。即ち、Δ
ＶはトランジスタＱ９とＱ10のコレクタ電流をそれぞれ
ＩＡ，ＩＢとすると、 で得られる。更に、(2)式の電流比ＩＢ／ＩＡは制御端
子２に印加される制御信号をＶｃ、基準電圧源Ｖｒの基
準信号をＶｒ、定電流源ＣＣ１とCC2の値をＩCC、及び
抵抗Ｒ１の値をＲ１とすると、 で得られる。したがつて、(1)式に(2)式を代入すると、 の関係が成り立ち、差動増幅部１００の指数関数的な電
流動作が非線形補正部２００の対数変換で線形化でき、
かつ制御信号Ｖｃの基準信号Ｖｒに対する大小により電
流比Ｉ１／Ｉ２を変えることができる。即ち、制御信号
により利得を変えることを示している。
このようにして得られたコレクタ電流Ｉ２はトランジス
タＱ３とＱ４のカレントミラーにより、電流−電圧変換
部３００の出力端子３に出力信号として得られる。今、
トランジスタＱ３とＱ４のカレントミラーの電流比を
１：１を考え、抵抗Ｒ２の値をＲ２とすると、出力信号
Ｖ０はＲ２Ｉ２となる。このとき、入力信号Ｖｉと出力
信号Ｖ０の関係を制御信号Ｖｃをパラメータにして表わ
すと第３図のようになる。
タＱ３とＱ４のカレントミラーにより、電流−電圧変換
部３００の出力端子３に出力信号として得られる。今、
トランジスタＱ３とＱ４のカレントミラーの電流比を
１：１を考え、抵抗Ｒ２の値をＲ２とすると、出力信号
Ｖ０はＲ２Ｉ２となる。このとき、入力信号Ｖｉと出力
信号Ｖ０の関係を制御信号Ｖｃをパラメータにして表わ
すと第３図のようになる。
次に、トランジスタＱ11とＱ５のカレントミラーを入れ
たバイアス動作について述べる。このバイアス動作は、
トランジスタＱ４のコレクタ電流にトランジスタＱ５の
コレクタ電流、即ち、バイアス電流を加えることであ
る。したがつて、出力信号Ｖ０には、今トランジスタＱ
11とＱ５のカレントミラーの電流比を１：１に考える
と、 Ｖ０＝Ｒ２（Ｉ２＋ＩＢ） …(5) が得られ、更にこの式に(3)式を参照して代入すると、 Ｖ０＝Ｒ２｛Ｉ２＋Ｉcc−（Ｖｃ−Ｖｒ）／Ｒ１｝…(6) と改められる。(6)式をグラフに表わすと第２図のよう
になり、第３図に比べてすべての制御信号Ｖｃに対して
出力信号Ｖ０はＶOAの一点で交わることを示している。
たバイアス動作について述べる。このバイアス動作は、
トランジスタＱ４のコレクタ電流にトランジスタＱ５の
コレクタ電流、即ち、バイアス電流を加えることであ
る。したがつて、出力信号Ｖ０には、今トランジスタＱ
11とＱ５のカレントミラーの電流比を１：１に考える
と、 Ｖ０＝Ｒ２（Ｉ２＋ＩＢ） …(5) が得られ、更にこの式に(3)式を参照して代入すると、 Ｖ０＝Ｒ２｛Ｉ２＋Ｉcc−（Ｖｃ−Ｖｒ）／Ｒ１｝…(6) と改められる。(6)式をグラフに表わすと第２図のよう
になり、第３図に比べてすべての制御信号Ｖｃに対して
出力信号Ｖ０はＶOAの一点で交わることを示している。
この操作は、(6)式から、Ｖｃ＝ＶｒにおいてＩ２にＩc
cになるバイアス量を加えており、Ｖｃ＜Ｖｒにおいて
利得Ｖｏ／Ｖｉが小さいのでＩccより多いバイアス量を
加え、またＶｃ＞Ｖｒにおいて利得が大きいのでＩccよ
り少ないバイアス量を加えることを行つている。このバ
イアス量は、制御信号Ｖｃに逆比例で変わるＩＢにリン
クしているので出力信号Ｖ０はＲ２Ｉ２より大きな値で
交点を持つことである。
cになるバイアス量を加えており、Ｖｃ＜Ｖｒにおいて
利得Ｖｏ／Ｖｉが小さいのでＩccより多いバイアス量を
加え、またＶｃ＞Ｖｒにおいて利得が大きいのでＩccよ
り少ないバイアス量を加えることを行つている。このバ
イアス量は、制御信号Ｖｃに逆比例で変わるＩＢにリン
クしているので出力信号Ｖ０はＲ２Ｉ２より大きな値で
交点を持つことである。
なお、この交点はトランジスタＱ11とＱ５のカレントミ
ラーの電流比を１：１のときを説明したが、それ以外の
電流比でも実現できるので任意の位置に交点を得ること
ができる。
ラーの電流比を１：１のときを説明したが、それ以外の
電流比でも実現できるので任意の位置に交点を得ること
ができる。
また、本実施例はＰＮＰ，ＮＰＮを有するバイポーラト
ランジスタプロセスを用いた例で示したが、ＣＭＯＳや
BiCMOS等の素子プロセスを使用しても実現できる。
ランジスタプロセスを用いた例で示したが、ＣＭＯＳや
BiCMOS等の素子プロセスを使用しても実現できる。
本実施例によれば、差動増幅部の制御信号に比例した出
力電流に、非線形補正部の制御信号に逆比例した動作電
流にリンクした電流を加えることにより、すべての制御
信号により得られる入力信号に対する出力信号の傾斜、
即ち利得が一点で交わることができる。
力電流に、非線形補正部の制御信号に逆比例した動作電
流にリンクした電流を加えることにより、すべての制御
信号により得られる入力信号に対する出力信号の傾斜、
即ち利得が一点で交わることができる。
カラーＣＲＴモニター用ビデオ信号増幅系の構成例を第
５図に示す。第５図において、本発明の適用部分は４３
０のゲイン調整回路である。第５図で第１図と同等品に
は同一符号を符した。１は入力端子、３は出力端子、２
は制御端子である。制御端子２には第５図図示の可変電
圧源４３１を印加するほか、ボリユームによる分圧電圧
を加えることもできる。
５図に示す。第５図において、本発明の適用部分は４３
０のゲイン調整回路である。第５図で第１図と同等品に
は同一符号を符した。１は入力端子、３は出力端子、２
は制御端子である。制御端子２には第５図図示の可変電
圧源４３１を印加するほか、ボリユームによる分圧電圧
を加えることもできる。
本発明によれば、制御信号の大小により得られる入力信
号に対する出力信号の傾斜、即ち利得がすべての利得に
おいて一点で交わることができるので、カラーＣＲＴモ
ニター用やカラーテレビジヨン受像機のビデオ信号増幅
系のビデオ信号の基準値、即ち黒レベルをオフセツトな
く安定に得ることができる。
号に対する出力信号の傾斜、即ち利得がすべての利得に
おいて一点で交わることができるので、カラーＣＲＴモ
ニター用やカラーテレビジヨン受像機のビデオ信号増幅
系のビデオ信号の基準値、即ち黒レベルをオフセツトな
く安定に得ることができる。
また、利得制御回路自身で基準値をオフセツトなく設定
できるので、直結の利得制御回路として使用できる効果
がある。
できるので、直結の利得制御回路として使用できる効果
がある。
第１図は本発明の一実施例を示した回路図、第２図は第
１図の入出力特性図、第３図は第１図トランジスタＱ11
とＱ５を除いたときの入出力特性図、第４図はビデオ信
号波形図、第５図は本発明を適用したビデオ信号増幅系
の構成図である。 １…入力端子、２…制御端子、３…出力端子、４…電源
電圧端子、１００…差動増幅部、２００…非線形補正
部、３００…電気−電圧変換部、Ｑ１〜Ｑ11…トランジ
スタ、Ｒ１，Ｒ２，ＲＥ…抵抗、ＣＣ１，ＣＣ２…定電
流源、Ｖｒ…基準電圧源、ＶＢ…バイアス電源。
１図の入出力特性図、第３図は第１図トランジスタＱ11
とＱ５を除いたときの入出力特性図、第４図はビデオ信
号波形図、第５図は本発明を適用したビデオ信号増幅系
の構成図である。 １…入力端子、２…制御端子、３…出力端子、４…電源
電圧端子、１００…差動増幅部、２００…非線形補正
部、３００…電気−電圧変換部、Ｑ１〜Ｑ11…トランジ
スタ、Ｒ１，Ｒ２，ＲＥ…抵抗、ＣＣ１，ＣＣ２…定電
流源、Ｖｒ…基準電圧源、ＶＢ…バイアス電源。
Claims (2)
- 【請求項１】可変トランスコンダクタンス形掛算回路に
おいて、差動増幅部の一方の出力を電流形式で取り出
し、この出力電流に前記差動増幅部入力トランジスタの
非線形動作を補正するための非線形補正部の動作電流に
リンクした電流を加えることを特徴とする利得制御回
路。 - 【請求項２】カラーＣＲＴモニター用、及びカラーテレ
ビジヨン受像機のビデオ信号増幅系に適用したことを特
徴とする特許請求の範囲第１項の利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28770488A JPH069327B2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | 利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28770488A JPH069327B2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | 利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02135810A JPH02135810A (ja) | 1990-05-24 |
| JPH069327B2 true JPH069327B2 (ja) | 1994-02-02 |
Family
ID=17720657
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28770488A Expired - Lifetime JPH069327B2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | 利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH069327B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08205367A (ja) * | 1995-01-23 | 1996-08-09 | Iwaki Electron Corp Ltd | ケーブル固定金具 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001195035A (ja) * | 2000-01-14 | 2001-07-19 | Fujitsu General Ltd | コントラスト調整回路 |
-
1988
- 1988-11-16 JP JP28770488A patent/JPH069327B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08205367A (ja) * | 1995-01-23 | 1996-08-09 | Iwaki Electron Corp Ltd | ケーブル固定金具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02135810A (ja) | 1990-05-24 |
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