JPH0697729B2 - 自己適応型イコライザ - Google Patents
自己適応型イコライザInfo
- Publication number
- JPH0697729B2 JPH0697729B2 JP58189804A JP18980483A JPH0697729B2 JP H0697729 B2 JPH0697729 B2 JP H0697729B2 JP 58189804 A JP58189804 A JP 58189804A JP 18980483 A JP18980483 A JP 18980483A JP H0697729 B2 JPH0697729 B2 JP H0697729B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- self
- sampling time
- adaptive equalizer
- value
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、データ伝送モデムの受信機内で使用される自
己適応型イコライザに関するものであって、該イコライ
ザは、受信した信号と、調整可能な係数を持つトランス
バーサル・フィルタにより形成される訂正信号＜correc
tion signal＞との差から、訂正された信号＜corrected
signal＞を生成するための差分回路を有し、また、該
イコライザは、訂正された信号から復元されたデータ信
号＜recovered data signal＞を復元するための判定回
路を有し、また、上記トランスバーサル・フィルタは、
復元されたデータ信号から訂正信号を導くように設定さ
れ、上記トランスバーサル・フィルタの調整可能な係数
は、エラー信号の予め定められた関数を最小にするよう
に調整されている。
己適応型イコライザに関するものであって、該イコライ
ザは、受信した信号と、調整可能な係数を持つトランス
バーサル・フィルタにより形成される訂正信号＜correc
tion signal＞との差から、訂正された信号＜corrected
signal＞を生成するための差分回路を有し、また、該
イコライザは、訂正された信号から復元されたデータ信
号＜recovered data signal＞を復元するための判定回
路を有し、また、上記トランスバーサル・フィルタは、
復元されたデータ信号から訂正信号を導くように設定さ
れ、上記トランスバーサル・フィルタの調整可能な係数
は、エラー信号の予め定められた関数を最小にするよう
に調整されている。
ベースバンド・データ信号で動作するイコライザは明ら
かにその直接の用途を、ベースバンドで伝送されるデー
タを受信するモデムに見出す。しかしその代わりに、受
信した信号の復調という手段で受信機中に得られたベー
スバンド信号で動作するこれらのイコライザを持つこと
により、搬送波変調で伝送されたデータを受信するモデ
ム中にこの型のイコライザを用いることも可能である。
かにその直接の用途を、ベースバンドで伝送されるデー
タを受信するモデムに見出す。しかしその代わりに、受
信した信号の復調という手段で受信機中に得られたベー
スバンド信号で動作するこれらのイコライザを持つこと
により、搬送波変調で伝送されたデータを受信するモデ
ム中にこの型のイコライザを用いることも可能である。
受信した信号に関しては、今考察しているイコライザ
は、そのループが判定回路とトランスバーサル・フィル
タとのカスケード（縦列）配置を有する回帰的フィルタ
（recursive filter）として作用する。「判定フィード
バック・イコライザ（Decision Feedback Equalizer
s）」として汎く識られるこの型のイコライザでは、標
本代の時点において、トランスバーサル・フィルタは判
定回路により供給される信号で動作するものであり、ま
たその係数は次のようなやり方で調整されなければなら
ない、すなわちそのやり方というのは、受信機の入力点
に存在するデータ（単数）に先行するデータにより生成
される干渉信号（interference signal）のコピイによ
って形成される訂正信号をこれらの標本化時点において
造出するというものである。この訂正信号は差分回路に
与えられ、受信した信号から減算されて干渉の除去され
た信号が形成される。トランスバーサル・フィルタの係
数の調整に用いられる判断基準は、エラー信号の予め定
められた関数（通常は自乗平均値）を最小にするという
もので、該エラー信号とは、差分回路により生成される
訂正された信号中で置き換える干渉信号の特性であるべ
きものである。
は、そのループが判定回路とトランスバーサル・フィル
タとのカスケード（縦列）配置を有する回帰的フィルタ
（recursive filter）として作用する。「判定フィード
バック・イコライザ（Decision Feedback Equalizer
s）」として汎く識られるこの型のイコライザでは、標
本代の時点において、トランスバーサル・フィルタは判
定回路により供給される信号で動作するものであり、ま
たその係数は次のようなやり方で調整されなければなら
ない、すなわちそのやり方というのは、受信機の入力点
に存在するデータ（単数）に先行するデータにより生成
される干渉信号（interference signal）のコピイによ
って形成される訂正信号をこれらの標本化時点において
造出するというものである。この訂正信号は差分回路に
与えられ、受信した信号から減算されて干渉の除去され
た信号が形成される。トランスバーサル・フィルタの係
数の調整に用いられる判断基準は、エラー信号の予め定
められた関数（通常は自乗平均値）を最小にするという
もので、該エラー信号とは、差分回路により生成される
訂正された信号中で置き換える干渉信号の特性であるべ
きものである。
従来技術のイコライザ（例えば、IEEE Transactions誌
Vol.COM−19,No.3,1971年６月発行の281−292頁に公表
された文献“An Adaptive Decision Feedback Equalize
r"を参照）では、エラー信号は、差分回路により生成さ
れる訂正された信号と判定回路により復元される固定レ
ベルのデータ信号との差として各標本化時点で形成され
る。しかしこうして形成されたエラー信号は、先行する
データにより生成されたイコライザが収束し終わらない
限り訂正された信号中に存在する干渉信号のみに依存す
るものではなく、これは判定回路により復元されるべき
データ（単数）なのだから、訂正された信号中にも存在
する実際のデータ（単数）のレベルにも依存する。この
レベルは、リンクの長さや伝送条件の関数として変動す
る可能性がある。エラー信号が干渉信号の特性であるこ
とを保証するために、既知のイコライザでは、イコライ
ザに与えられる信号中のデータ・レベルを、自動利得制
御装置（AGC）を用いて安定させることが必要である。
Vol.COM−19,No.3,1971年６月発行の281−292頁に公表
された文献“An Adaptive Decision Feedback Equalize
r"を参照）では、エラー信号は、差分回路により生成さ
れる訂正された信号と判定回路により復元される固定レ
ベルのデータ信号との差として各標本化時点で形成され
る。しかしこうして形成されたエラー信号は、先行する
データにより生成されたイコライザが収束し終わらない
限り訂正された信号中に存在する干渉信号のみに依存す
るものではなく、これは判定回路により復元されるべき
データ（単数）なのだから、訂正された信号中にも存在
する実際のデータ（単数）のレベルにも依存する。この
レベルは、リンクの長さや伝送条件の関数として変動す
る可能性がある。エラー信号が干渉信号の特性であるこ
とを保証するために、既知のイコライザでは、イコライ
ザに与えられる信号中のデータ・レベルを、自動利得制
御装置（AGC）を用いて安定させることが必要である。
本発明は、受信した信号のレベルに依存することなく、
また比較的高価であり実現の困難な自動利得制御装置の
使用を避けることを許して、干渉信号の特性であるエラ
ー信号を異なるやり方で形成する手段を提供する。
また比較的高価であり実現の困難な自動利得制御装置の
使用を避けることを許して、干渉信号の特性であるエラ
ー信号を異なるやり方で形成する手段を提供する。
本発明によれば、受信したデータ信号をベースバンドで
訂正するためにモデム中で使用する自己適応型イコライ
ザは、エラー信号は、実際の標本化時点における訂正さ
れた信号の値と、以前の標本化時点における訂正された
信号の重み付けされた値との差に比例し、上記重み付け
された値は、実際の標本化時点における復元されたデー
タ信号の値と、以前の標本化時点における復元されたデ
ータ信号の値との比に比例する重み付けファクタを用い
て決定され、トランスバーサル・フィルタの係数の変更
は、実際の標本化時点における復元されたデータ信号の
値と、以前の標本化時点における復元されたデータ信号
の値とが共に０とは異なる時に限って実現することを特
徴とする。
訂正するためにモデム中で使用する自己適応型イコライ
ザは、エラー信号は、実際の標本化時点における訂正さ
れた信号の値と、以前の標本化時点における訂正された
信号の重み付けされた値との差に比例し、上記重み付け
された値は、実際の標本化時点における復元されたデー
タ信号の値と、以前の標本化時点における復元されたデ
ータ信号の値との比に比例する重み付けファクタを用い
て決定され、トランスバーサル・フィルタの係数の変更
は、実際の標本化時点における復元されたデータ信号の
値と、以前の標本化時点における復元されたデータ信号
の値とが共に０とは異なる時に限って実現することを特
徴とする。
本発明によるイコライザは、受信したデータ信号中で、
この受信した信号が送信端において複レベル・データ信
号（multi−level data signal）からの、２レベル・デ
ータ信号からのか、或いは２レベル・データの疑似３進
（pseudo−ternary）符号かによりもたされる３レベル
・データ信号からの結果であるのかという事実に拘わり
なく、干渉を抑圧することを可能なものとしている。
この受信した信号が送信端において複レベル・データ信
号（multi−level data signal）からの、２レベル・デ
ータ信号からのか、或いは２レベル・データの疑似３進
（pseudo−ternary）符号かによりもたされる３レベル
・データ信号からの結果であるのかという事実に拘わり
なく、干渉を抑圧することを可能なものとしている。
疑似３進信号化によりもたらされる２レベル・データ又
は３レベル・データを伝送する場合には、受信機の判定
回路は正及び負のレベルを持つデータを復元することが
でき、エラー信号ｅ（ｎ）は、実際の標本化時点とその
前の標本化時点とにおいて復元したデータ信号の値が同
じ符号を持つか又は異なる符号を持つかに依存して、実
際の標本化時点とその前の標本化時点とにおいて訂正さ
れた信号の値の差として又は和として、計算回路内にお
いて形成することができる。
は３レベル・データを伝送する場合には、受信機の判定
回路は正及び負のレベルを持つデータを復元することが
でき、エラー信号ｅ（ｎ）は、実際の標本化時点とその
前の標本化時点とにおいて復元したデータ信号の値が同
じ符号を持つか又は異なる符号を持つかに依存して、実
際の標本化時点とその前の標本化時点とにおいて訂正さ
れた信号の値の差として又は和として、計算回路内にお
いて形成することができる。
本発明によるイコライザの特に簡単な実施例は、トラン
スバーサル・フィルタの係数の調整のために、例えば復
元された２レベル・データ信号の場合に対して上に示し
たように形成されたエラー信号ｅ（ｎ）の符号を定義す
る信号Sgn［ｅ（ｎ）］を使用することによって得られ
る。
スバーサル・フィルタの係数の調整のために、例えば復
元された２レベル・データ信号の場合に対して上に示し
たように形成されたエラー信号ｅ（ｎ）の符号を定義す
る信号Sgn［ｅ（ｎ）］を使用することによって得られ
る。
以下図面により本発明を詳細に説明する。
第１図に示すのは、回帰的フィルタによって形成される
タイプのイコライザの既知の構造であって、該イコライ
ザの中には判定回路がこのフィルタ中に含まれている
（判定フィードバック・イコライザ）。
タイプのイコライザの既知の構造であって、該イコライ
ザの中には判定回路がこのフィルタ中に含まれている
（判定フィードバック・イコライザ）。
このイコライザはベースバンド・データ伝送モデムの受
信機で用いられるものとする。このイコライザの入力点
１に与えられる信号ｓ（ｔ）はそのとき受信機が受信し
た信号であって、該信号は２レベル・データの疑似３進
符号化によりもたらされる２レベル・データ信号又は３
レベル・データ信号若しくは最終的には複レベル・デー
タ信号を送信する遠方の送信機から来るものである。
信機で用いられるものとする。このイコライザの入力点
１に与えられる信号ｓ（ｔ）はそのとき受信機が受信し
た信号であって、該信号は２レベル・データの疑似３進
符号化によりもたらされる２レベル・データ信号又は３
レベル・データ信号若しくは最終的には複レベル・デー
タ信号を送信する遠方の送信機から来るものである。
第１図に示す実施例では、受信したデータ信号ｓ（ｔ）
は先ず最初に、標本化及び保持回路２において、受信し
たデータの周波数に既知の手段で同期しているクロック
発振器９により生成された標本化周波数Ｈ＝1/Teで標本
化される。既知のベースバンド・イコライザの大多数で
は標本化周波数Ｈはデータ周波数に等しい。整数ｎによ
り標本化の時点nTeを定義することによって、回路２の
出力点に現れる標本化信号はｓ（ｎ）と名付けることが
できる。第１図の回路を簡単にするために、イコライザ
中での標本化信号ｓ（ｎ）の処理はアナログ・モードで
実行されるものと仮定する。
は先ず最初に、標本化及び保持回路２において、受信し
たデータの周波数に既知の手段で同期しているクロック
発振器９により生成された標本化周波数Ｈ＝1/Teで標本
化される。既知のベースバンド・イコライザの大多数で
は標本化周波数Ｈはデータ周波数に等しい。整数ｎによ
り標本化の時点nTeを定義することによって、回路２の
出力点に現れる標本化信号はｓ（ｎ）と名付けることが
できる。第１図の回路を簡単にするために、イコライザ
中での標本化信号ｓ（ｎ）の処理はアナログ・モードで
実行されるものと仮定する。
送信機、受信機間の伝送媒体に影響を与える振幅歪や位
相歪の故に、受信した信号ｓ（ｎ）は同じ時点ｎに送信
された１つのデータｄ（ｎ）に依存するのみではなく、
時点ｎより前に送信されたある数のデータに依存する。
受信した信号ｓ（ｎ）は と書ける。この式では、tiは基準時点０から時点Ｎに亘
る時点ｉにおける伝送媒体のインパルス応答の標本を表
し、ｉ＞Ｎとなる時点ｉに対してはこれらの標本は０値
を持つと仮定する。さらにｄ（ｎ−ｉ）は、時点（ｎ−
ｉ）において送信されたデータを表す。
相歪の故に、受信した信号ｓ（ｎ）は同じ時点ｎに送信
された１つのデータｄ（ｎ）に依存するのみではなく、
時点ｎより前に送信されたある数のデータに依存する。
受信した信号ｓ（ｎ）は と書ける。この式では、tiは基準時点０から時点Ｎに亘
る時点ｉにおける伝送媒体のインパルス応答の標本を表
し、ｉ＞Ｎとなる時点ｉに対してはこれらの標本は０値
を持つと仮定する。さらにｄ（ｎ−ｉ）は、時点（ｎ−
ｉ）において送信されたデータを表す。
後の説明のためには、（１）式を と書く方が便利である。この（２）式ではt0は伝送媒体
のインパルス応答の中心標本（すなわちこの伝送媒体の
伝送係数）であり、t0・ｄ（ｎ）という項は同じ時点ｎ
において送信されたデータｄ（ｎ）への受信した信号ｓ
（ｎ）の寄与を表す。また、合計項 は、時点ｎに先行し時点ｎ−１からｎ−Ｎで送信された
データの受信した信号ｓ（ｎ）への寄与を表す。
のインパルス応答の中心標本（すなわちこの伝送媒体の
伝送係数）であり、t0・ｄ（ｎ）という項は同じ時点ｎ
において送信されたデータｄ（ｎ）への受信した信号ｓ
（ｎ）の寄与を表す。また、合計項 は、時点ｎに先行し時点ｎ−１からｎ−Ｎで送信された
データの受信した信号ｓ（ｎ）への寄与を表す。
この最後の項が受信した信号中で望ましくない信号に対
応するもので、しばしば干渉信号と呼ばれてデータｄ
（ｎ）の正しい復元をかなり妨害する。いま考察してい
るイコライザはその目的として、干渉信号のコピイから
成る訂正信号を造出し、受信した信号からこの訂正信号
を減算して、干渉信号がその中からほぼ消去されている
訂正された信号を得ようとするものである。
応するもので、しばしば干渉信号と呼ばれてデータｄ
（ｎ）の正しい復元をかなり妨害する。いま考察してい
るイコライザはその目的として、干渉信号のコピイから
成る訂正信号を造出し、受信した信号からこの訂正信号
を減算して、干渉信号がその中からほぼ消去されている
訂正された信号を得ようとするものである。
第１図に示すイコライザはその目的のために、差分回路
３を有し、該差分回路はその（＋）入力点において受信
した信号ｓ（ｎ）を受け取り、その（−）入力点におい
て訂正信号 を受け取って、訂正された信号 を生成する。茲で注意すべきは、時点ｎにおける信号ｓ
（ｎ）を訂正しようと意図する訂正信号は とされていることである、後に明らかにされるように、
それは時点ｎに先行するデータを援用し、１つのデータ
ｄ（ｎ−１）から計算される。この訂正された信号は判
定回路４に与えられ、該判定回路はイコライザが収束し
ている時にエミッタに与えられたデータｄ（ｎ）を復元
する。もしデータｄ（ｎ）が正のレベル及び負のレベル
を持つならば、判定回路４はｒ（ｎ）の符号であるとこ
ろの信号Sgn［ｒ（ｎ）］を生成する。データｄ（ｎ）
が送信される前に疑似３進コード（pseudo−ternary co
de）に符号化されている時には、判定回路４は該疑似３
進コードの３レベル信号に対応する正のレベル及び負の
レベルを持つ信号を生成する。最後に、もしデータｄ
（ｎ）が複レベルのタイプであるならば、判定回路４が
送信されたデータと同じレベルを持つ信号を生成する。
判定回路４で復元された信号はイコライザの出力端子５
に向けて伝達される。同時に、この復元された信号は、
標本化周波数Ｈで動作し訂正信号 を生成することをその目的とするトランスバーサル・フ
ィルタ６の入力点に与えられ、該訂正信号 は差分回路３の（−）入力点に与えられる。トランスバ
ーサル・フィルタ６は通常のやり方で配置され、各時点
ｎにおいて、判定回路４により復元されたデータ信号の
Ｎ個の標本ｄ（ｎ−ｉ）を記憶し、また、hiがフィルタ
の係数を表すとして次式 に従って出力標本 を計算する。
３を有し、該差分回路はその（＋）入力点において受信
した信号ｓ（ｎ）を受け取り、その（−）入力点におい
て訂正信号 を受け取って、訂正された信号 を生成する。茲で注意すべきは、時点ｎにおける信号ｓ
（ｎ）を訂正しようと意図する訂正信号は とされていることである、後に明らかにされるように、
それは時点ｎに先行するデータを援用し、１つのデータ
ｄ（ｎ−１）から計算される。この訂正された信号は判
定回路４に与えられ、該判定回路はイコライザが収束し
ている時にエミッタに与えられたデータｄ（ｎ）を復元
する。もしデータｄ（ｎ）が正のレベル及び負のレベル
を持つならば、判定回路４はｒ（ｎ）の符号であるとこ
ろの信号Sgn［ｒ（ｎ）］を生成する。データｄ（ｎ）
が送信される前に疑似３進コード（pseudo−ternary co
de）に符号化されている時には、判定回路４は該疑似３
進コードの３レベル信号に対応する正のレベル及び負の
レベルを持つ信号を生成する。最後に、もしデータｄ
（ｎ）が複レベルのタイプであるならば、判定回路４が
送信されたデータと同じレベルを持つ信号を生成する。
判定回路４で復元された信号はイコライザの出力端子５
に向けて伝達される。同時に、この復元された信号は、
標本化周波数Ｈで動作し訂正信号 を生成することをその目的とするトランスバーサル・フ
ィルタ６の入力点に与えられ、該訂正信号 は差分回路３の（−）入力点に与えられる。トランスバ
ーサル・フィルタ６は通常のやり方で配置され、各時点
ｎにおいて、判定回路４により復元されたデータ信号の
Ｎ個の標本ｄ（ｎ−ｉ）を記憶し、また、hiがフィルタ
の係数を表すとして次式 に従って出力標本 を計算する。
フィルタの係数hiは制御可能であり、これがエラー信号
ｅ（ｎ）の予め定められた関数を最小にするように、制
御回路７で調整される。エラー信号ｅ（ｎ）は、計算回
路８で造出され、イコライザが収束し終わらない限り訂
正された信号ｒ（ｎ）中に存続する干渉信号の特性でな
ければならない。エラー信号の計算の仕方はこれから説
明する。一般的には、係数はエラー信号ｅ（ｎ）の自乗
平均値、Ｅ［|e（ｎ）|2］を最小にするように調整され
る。この場合、係数hiは勾配アルゴリズムを用いて、次
の回帰公式 hi（ｎ＋１） ＝hi（ｎ）＋α・Ｅ［ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ（ｎ）］（４） に従う逐次繰り返しにより調整される。但しこの公式
（４）中のαは１より小さい係数とする。
ｅ（ｎ）の予め定められた関数を最小にするように、制
御回路７で調整される。エラー信号ｅ（ｎ）は、計算回
路８で造出され、イコライザが収束し終わらない限り訂
正された信号ｒ（ｎ）中に存続する干渉信号の特性でな
ければならない。エラー信号の計算の仕方はこれから説
明する。一般的には、係数はエラー信号ｅ（ｎ）の自乗
平均値、Ｅ［|e（ｎ）|2］を最小にするように調整され
る。この場合、係数hiは勾配アルゴリズムを用いて、次
の回帰公式 hi（ｎ＋１） ＝hi（ｎ）＋α・Ｅ［ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ（ｎ）］（４） に従う逐次繰り返しにより調整される。但しこの公式
（４）中のαは１より小さい係数とする。
実際には、演算子Ｅにより指示される平均値の計算の演
算を避けるため、次の回帰公式 hi（ｎ＋１）＝hi（ｎ）＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ（ｎ）
（５） が好適に用いられる。この公式ではβは、１に比べて小
さい値を持つ固定した係数で、繰り返し（ｎ＋１）にお
ける係数hi（ｎ＋１）が得られるように繰り返しｎにお
ける係数hi（ｎ）に適用される変形の大きさを規制する
ものである。
算を避けるため、次の回帰公式 hi（ｎ＋１）＝hi（ｎ）＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ（ｎ）
（５） が好適に用いられる。この公式ではβは、１に比べて小
さい値を持つ固定した係数で、繰り返し（ｎ＋１）にお
ける係数hi（ｎ＋１）が得られるように繰り返しｎにお
ける係数hi（ｎ）に適用される変形の大きさを規制する
ものである。
該実用的な回帰公式（５）は、係数hiに対して第２図に
示す回路図による制御回路７中で使用することができ
る。トランスバーサル・フィルタ６のメモリ位置内にあ
るデータ信号ｄ（ｎ−ｉ）は乗算回路10に与えられて、
回路８で造出されたエラー信号ｅ（ｎ）に掛け算され
る。こうして形成された積は乗算回路11に与えられて、
固定した係数βを乗算される。さらにこうして形成され
た変形項 β・ｄ（ｎ−ｉ）・ε（ｎ） が、加算回路12とメモリ13により形成され１標本周期Te
の遅延を生成する累積に与えられる。該加算回路は、時
点ｎにおいて計算された変形項と時点ｎにおいてメモリ
13の出力点に現れる係数hi（ｎ）との和を形成する。時
点ｎ＋１においてメモリ13の出力点に出ているこの和
は、時点ｎ＋１においてトランスバーサル・フィルタ６
内で使用されるべき係数hi（ｎ＋１）を構成した。
示す回路図による制御回路７中で使用することができ
る。トランスバーサル・フィルタ６のメモリ位置内にあ
るデータ信号ｄ（ｎ−ｉ）は乗算回路10に与えられて、
回路８で造出されたエラー信号ｅ（ｎ）に掛け算され
る。こうして形成された積は乗算回路11に与えられて、
固定した係数βを乗算される。さらにこうして形成され
た変形項 β・ｄ（ｎ−ｉ）・ε（ｎ） が、加算回路12とメモリ13により形成され１標本周期Te
の遅延を生成する累積に与えられる。該加算回路は、時
点ｎにおいて計算された変形項と時点ｎにおいてメモリ
13の出力点に現れる係数hi（ｎ）との和を形成する。時
点ｎ＋１においてメモリ13の出力点に出ているこの和
は、時点ｎ＋１においてトランスバーサル・フィルタ６
内で使用されるべき係数hi（ｎ＋１）を構成した。
係数hiを調整するのに、公式（５）より簡単な回帰公式
を用いることが代案として可能であって、それはエラー
信号ｅ（ｎ）をその符号で置き換えてこれをSgn［ｅ
（ｎ）］と書いたものである。すると、回帰公式（５）
は hi（ｎ＋１） ＝hi（ｎ）＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Sgn［ｅ（ｎ）］
（６） となる。
を用いることが代案として可能であって、それはエラー
信号ｅ（ｎ）をその符号で置き換えてこれをSgn［ｅ
（ｎ）］と書いたものである。すると、回帰公式（５）
は hi（ｎ＋１） ＝hi（ｎ）＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Sgn［ｅ（ｎ）］
（６） となる。
従来技術のイコライザ、例えば上記IEEE Transactions
所載の文献に記述されたイコライザにおいては、回帰公
式（４），（５）又は（６）に従って係数hiを調整する
のに用いられるエラー信号ｅ（ｎ）は、判定回路４で復
元された信号と差分回路３の生成する訂正された信号ｒ
（ｎ）との差を形成することにより決定される。公式
（２），（３）から訂正された信号 は次のように書くことができる： この式では、括弧で括られた第１項はイコライザが完全
に収束しない限り訂正された信号ｒ（ｎ）中で置換する
残留干渉信号であり、また、第２項t0・ｄ（ｎ）は伝送
媒体の伝送係数t0で加重された送信データｄ（ｎ）に対
応する、すなわち実際には受信データのレベルに対応す
る。このことから従来技術のイコライザを使用すること
の限界は明らかである。これらのイコライザでは、判定
回路で復元した固定レベルの信号と訂正された信号ｒ
（ｎ）との差により形成されるエラー信号ｅ（ｎ）は、
当然そうであるべき残留干渉信号のみ依存するのではな
く、受信したデータのレベルt0・ｄ（ｎ）にも依存す
る。伝送係数t0が可変であるような場合には、この既知
のイコライザは極めて不十分にしか機能せず、干渉信号
を消去することは出来ない。これらのイコライザが正し
く機能を果たすためには、イコライザに加わる信号のレ
ベルを安定させる自動利得制御装置（AGC device）が使
用されなければならない。
所載の文献に記述されたイコライザにおいては、回帰公
式（４），（５）又は（６）に従って係数hiを調整する
のに用いられるエラー信号ｅ（ｎ）は、判定回路４で復
元された信号と差分回路３の生成する訂正された信号ｒ
（ｎ）との差を形成することにより決定される。公式
（２），（３）から訂正された信号 は次のように書くことができる： この式では、括弧で括られた第１項はイコライザが完全
に収束しない限り訂正された信号ｒ（ｎ）中で置換する
残留干渉信号であり、また、第２項t0・ｄ（ｎ）は伝送
媒体の伝送係数t0で加重された送信データｄ（ｎ）に対
応する、すなわち実際には受信データのレベルに対応す
る。このことから従来技術のイコライザを使用すること
の限界は明らかである。これらのイコライザでは、判定
回路で復元した固定レベルの信号と訂正された信号ｒ
（ｎ）との差により形成されるエラー信号ｅ（ｎ）は、
当然そうであるべき残留干渉信号のみ依存するのではな
く、受信したデータのレベルt0・ｄ（ｎ）にも依存す
る。伝送係数t0が可変であるような場合には、この既知
のイコライザは極めて不十分にしか機能せず、干渉信号
を消去することは出来ない。これらのイコライザが正し
く機能を果たすためには、イコライザに加わる信号のレ
ベルを安定させる自動利得制御装置（AGC device）が使
用されなければならない。
本発明はエラー信号ｅ（ｎ）を計算するための異なる手
段を提供する。それらは実際には受信した信号のレベル
には依存せず、その結果として従来技術のイコライザの
持つ不都合を持っていない。
段を提供する。それらは実際には受信した信号のレベル
には依存せず、その結果として従来技術のイコライザの
持つ不都合を持っていない。
本発明のイコライザでは、トランスバーサル・フィルタ
６の係数hiを変形するのに用いるエラー信号ｅ（ｎ）
は、標本化時点ｎにおいて、時点ｎにおける訂正された
信号ｒ（ｎ）の値と時点ｎに先行する標本化時点におい
て訂正された信号の値との差を形成することにより決定
される。但し茲でこの最後の値すなわち時点ｎに先行す
る標本化時点において訂正された信号の値というのは、
時点ｎにおいて判定回路４により復元されたデータｄ
（ｎ）の値と上記先行する標本化時点において復元され
たデータの値との化が前もって乗算されている。今考察
している先行する標本化時点というのは、例えば時点ｎ
の直前の標本化時点ｎ−１であって、その場合にはエラ
ー信号ｅ（ｎ）は e(n)=r(n)-r(n-1)・[d(n)/d(n-1)] （８） という公式であらわすことが出来る。
６の係数hiを変形するのに用いるエラー信号ｅ（ｎ）
は、標本化時点ｎにおいて、時点ｎにおける訂正された
信号ｒ（ｎ）の値と時点ｎに先行する標本化時点におい
て訂正された信号の値との差を形成することにより決定
される。但し茲でこの最後の値すなわち時点ｎに先行す
る標本化時点において訂正された信号の値というのは、
時点ｎにおいて判定回路４により復元されたデータｄ
（ｎ）の値と上記先行する標本化時点において復元され
たデータの値との化が前もって乗算されている。今考察
している先行する標本化時点というのは、例えば時点ｎ
の直前の標本化時点ｎ−１であって、その場合にはエラ
ー信号ｅ（ｎ）は e(n)=r(n)-r(n-1)・[d(n)/d(n-1)] （８） という公式であらわすことが出来る。
この公式においては、訂正された信号の先行値ｒ（ｎ−
１）に比ｄ（ｎ）/d（ｎ−１）を乗算することはその目
的として、訂正された信号の現在値ｒ（ｎ）に関連する
先行値を「標準化」して、その差がデータの値とは無関
係についても同じ意義（significance）を持つようにす
るのであることは明らかであろう。判定回路４により復
元されたデータ信号が０レベルを持たない時には、係数
の変形は常にエラー信号ｅ（ｎ）でもたらされる、例え
ばこれは０レベルを持たない多レベル・データに対して
すなわち２レベル・データ又は疑似３進符号化データに
対して生じる。判定回路４により復元されたデータ信号
が０レベルを含むタイプの時には、係数の変形は、デー
タの２つの値ｄ（ｎ）、ｄ（ｎ−１）が共に０と異なる
ならば公式（８）に従って実現し、これら２つの値の少
なくとも１つが０に等しいならば実現しない。
１）に比ｄ（ｎ）/d（ｎ−１）を乗算することはその目
的として、訂正された信号の現在値ｒ（ｎ）に関連する
先行値を「標準化」して、その差がデータの値とは無関
係についても同じ意義（significance）を持つようにす
るのであることは明らかであろう。判定回路４により復
元されたデータ信号が０レベルを持たない時には、係数
の変形は常にエラー信号ｅ（ｎ）でもたらされる、例え
ばこれは０レベルを持たない多レベル・データに対して
すなわち２レベル・データ又は疑似３進符号化データに
対して生じる。判定回路４により復元されたデータ信号
が０レベルを含むタイプの時には、係数の変形は、デー
タの２つの値ｄ（ｎ）、ｄ（ｎ−１）が共に０と異なる
ならば公式（８）に従って実現し、これら２つの値の少
なくとも１つが０に等しいならば実現しない。
本発明を実施することは、一般的な場合には第３図に示
すようにして実現する。この第３図では第１図のイコラ
イザの主要なエレメントが同じ番号で引用されており、
本発明によりエラーｅ（ｎ）を計算するための回路８の
略回路図が付け加えられている。差分回路３で生成され
る訂正された信号は遅延回路50に与えられ、該遅延回路
50は例えば１標本化周期に等しい時間遅延を生成し、そ
れにより標本化時点ｎにおいて訂正された信号の値ｒ
（ｎ）及びｒ（ｎ−１）がこの遅延回路50の入力点及び
出力点に得られる。判定回路４により復元されたデータ
が遅延回路51に与えられ、該遅延回路51も１標本化周期
に等しい時間遅延を生成し、それにより標本化時点ｎに
おいてデータの値ｄ（ｎ）及びｄ（ｎ−１）がこの遅延
回路51の入力点及び出力点に得られる。比ｄ（ｎ）/d
（ｎ−１）は回路51中で形成される。乗算回路53が積 ｒ（ｎ−１）・［ｄ（ｎ）/d（ｎ−１）］ を生成し、これは差分回路４の（−）入力点に与えられ
る。この差分回路54はその（＋）入力点において量ｒ
（ｎ）を受け取り、こうして公式（８）に従ってエラー
信号ｅ（ｎ）を供給し、それはトランスバーサル・フィ
ルタ６の係数制御回路７に与えられる。更にまた、AND
ゲート55はその２つの入力点を遅延回路51の入力点及び
出力点にそれぞれ接続する。ANDゲート55は論理信号ｘ
を生成し、該論理信号ｘはエラー信号ｅ（ｎ）による係
数の変形を、２つのデータ値ｄ（ｎ）、ｄ（ｎ−１）が
共に０と異なる時には容認し、これらの値ｄ（ｎ）、ｄ
（ｎ−１）のうちの少なくとも１つが０に等しい時には
該変形を禁止する。論理信号ｘはまた、例えば加算回路
12に与えられる変形項を、変形が容認されないときは消
去することもできる（第２図参照）。
すようにして実現する。この第３図では第１図のイコラ
イザの主要なエレメントが同じ番号で引用されており、
本発明によりエラーｅ（ｎ）を計算するための回路８の
略回路図が付け加えられている。差分回路３で生成され
る訂正された信号は遅延回路50に与えられ、該遅延回路
50は例えば１標本化周期に等しい時間遅延を生成し、そ
れにより標本化時点ｎにおいて訂正された信号の値ｒ
（ｎ）及びｒ（ｎ−１）がこの遅延回路50の入力点及び
出力点に得られる。判定回路４により復元されたデータ
が遅延回路51に与えられ、該遅延回路51も１標本化周期
に等しい時間遅延を生成し、それにより標本化時点ｎに
おいてデータの値ｄ（ｎ）及びｄ（ｎ−１）がこの遅延
回路51の入力点及び出力点に得られる。比ｄ（ｎ）/d
（ｎ−１）は回路51中で形成される。乗算回路53が積 ｒ（ｎ−１）・［ｄ（ｎ）/d（ｎ−１）］ を生成し、これは差分回路４の（−）入力点に与えられ
る。この差分回路54はその（＋）入力点において量ｒ
（ｎ）を受け取り、こうして公式（８）に従ってエラー
信号ｅ（ｎ）を供給し、それはトランスバーサル・フィ
ルタ６の係数制御回路７に与えられる。更にまた、AND
ゲート55はその２つの入力点を遅延回路51の入力点及び
出力点にそれぞれ接続する。ANDゲート55は論理信号ｘ
を生成し、該論理信号ｘはエラー信号ｅ（ｎ）による係
数の変形を、２つのデータ値ｄ（ｎ）、ｄ（ｎ−１）が
共に０と異なる時には容認し、これらの値ｄ（ｎ）、ｄ
（ｎ−１）のうちの少なくとも１つが０に等しい時には
該変形を禁止する。論理信号ｘはまた、例えば加算回路
12に与えられる変形項を、変形が容認されないときは消
去することもできる（第２図参照）。
送信されたデータ信号が、２レベルを持つ場合又は２レ
ベル・データの疑似３進符号化の結果として３レベルを
持つ場合には、判定回路４は、訂正された信号ｒ（ｎ）
の符号の形式で負及び正のレベルを持つ２レベル・デー
タを復元する。この場合には公式（８）の信号ｅ（ｎ）
は e(n)=r(n)-r(n-1)・Sgn[r(n)]・Sgn[r(n-1)] （９） という形を持つ。
ベル・データの疑似３進符号化の結果として３レベルを
持つ場合には、判定回路４は、訂正された信号ｒ（ｎ）
の符号の形式で負及び正のレベルを持つ２レベル・デー
タを復元する。この場合には公式（８）の信号ｅ（ｎ）
は e(n)=r(n)-r(n-1)・Sgn[r(n)]・Sgn[r(n-1)] （９） という形を持つ。
そうするとこれから、 PS（ｎ）＝Sgn［ｒ（ｎ）］・Sgn［ｒ（ｎ−１）］ と置いて、エラー信号ｅ（ｎ）の計算は という関係に基づくことが出来るということが得られ
る。
る。
次に、イコライザのトランスバーサル・フィルタの係数
hiが上記のようにして形成れたエラー信号ｅ（ｎ）の自
乗平均値を最小にするように調整されているとすると、
すなわち回帰公式（４）又は（５）に従ってこれらの式
にこのエラー信号ｅ（ｎ）を用いるとすると、これらの
係数hiは、ｉが１からＮまでに亙るときに伝送媒体のイ
ンパルス応答の標本tiに向かって収束し、そのことは従
来技術のイコライザのようにこのインパルス応答の中央
係数t0の不都合な変動を伴わずに干渉信号が消去される
ということを立証しよう。この議論の中では簡単のため
に、判定回路４により復元されるデータは２つのレベル
（＋１及び−１）を持つとし、またその結果としてエラ
ー信号ｅ（ｎ）は（９）式で表されるものとする。
hiが上記のようにして形成れたエラー信号ｅ（ｎ）の自
乗平均値を最小にするように調整されているとすると、
すなわち回帰公式（４）又は（５）に従ってこれらの式
にこのエラー信号ｅ（ｎ）を用いるとすると、これらの
係数hiは、ｉが１からＮまでに亙るときに伝送媒体のイ
ンパルス応答の標本tiに向かって収束し、そのことは従
来技術のイコライザのようにこのインパルス応答の中央
係数t0の不都合な変動を伴わずに干渉信号が消去される
ということを立証しよう。この議論の中では簡単のため
に、判定回路４により復元されるデータは２つのレベル
（＋１及び−１）を持つとし、またその結果としてエラ
ー信号ｅ（ｎ）は（９）式で表されるものとする。
時点ｎ−１において訂正された信号ｒ（ｎ−１）を、
（７）式による時点ｎでの訂正された信号ｒ（ｎ）と同
様に公式化すれば、 が得られる。
（７）式による時点ｎでの訂正された信号ｒ（ｎ）と同
様に公式化すれば、 が得られる。
（７）式と同様にこの（11）式も、ｉ＞Ｎの場合には伝
送媒体のインパルス応答の係数tiは０と仮定する。
送媒体のインパルス応答の係数tiは０と仮定する。
次に、訂正された信号ｒ（ｎ）ではエミッタから来るデ
ータｄ（ｎ）の寄与が支配的だと仮定する。これらのデ
ータｄ（ｎ）は＋１又は−１という値を持つから、この
仮定によって Sgn［ｒ（ｎ）］＝ｄ（ｎ）及び Sgn［ｒ（ｎ−１）］＝ｄ（ｎ−１） が得られて、（９）式によるエラー信号ｅ（ｎ）は ｅ（ｎ） ＝ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）・ｄ（ｎ）・ｄ（ｎ−１） と書くことができる。
ータｄ（ｎ）の寄与が支配的だと仮定する。これらのデ
ータｄ（ｎ）は＋１又は−１という値を持つから、この
仮定によって Sgn［ｒ（ｎ）］＝ｄ（ｎ）及び Sgn［ｒ（ｎ−１）］＝ｄ（ｎ−１） が得られて、（９）式によるエラー信号ｅ（ｎ）は ｅ（ｎ） ＝ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）・ｄ（ｎ）・ｄ（ｎ−１） と書くことができる。
公式（７）及び（11）を用いてエラー信号ｅ（ｎ）は と書くことができる、すなわちデータが＋１又は−１に
等しいときは ｄ（ｎ−１）・ｄ（ｎ−１）＝１ であることを考慮に入れれば と書くことができる。
等しいときは ｄ（ｎ−１）・ｄ（ｎ−１）＝１ であることを考慮に入れれば と書くことができる。
従って、訂正された信号の符号が送信されて来たデータ
の符号によって定められるときには、この最後の公式
（12）はエラー信号ｅ（ｎ）が伝送媒体の伝送係数t0と
は無関係であることを示している。この仮説が立証され
ていると仮定することは、少なくともある標本化の時点
では、また随意にはイコライザの養成期間後には完全に
正当化されているように見える。
の符号によって定められるときには、この最後の公式
（12）はエラー信号ｅ（ｎ）が伝送媒体の伝送係数t0と
は無関係であることを示している。この仮説が立証され
ていると仮定することは、少なくともある標本化の時点
では、また随意にはイコライザの養成期間後には完全に
正当化されているように見える。
次に、本発明によるイコライザの収束が、トランスバー
サル・フィルタの係数hiの調整のために（９）式に従う
エラー信号ｅ（ｎ）を用いて立証される。すべてのイコ
ライザにおいてそうであるように、送信されたデータｄ
（ｎ）は統計的に独立であると仮定する、これは実際上
ランダム・データでは正しい。
サル・フィルタの係数hiの調整のために（９）式に従う
エラー信号ｅ（ｎ）を用いて立証される。すべてのイコ
ライザにおいてそうであるように、送信されたデータｄ
（ｎ）は統計的に独立であると仮定する、これは実際上
ランダム・データでは正しい。
数式を簡単にするためにベクトル記号を用いることと
し、ベクトル，（ｎ），（ｎ），（ｎ−１）の
転置行列をそれぞれ次のように定義する： この記号を使って（12）式に従うエラー信号ｅ（ｎ）を
書き直すと となる。
し、ベクトル，（ｎ），（ｎ），（ｎ−１）の
転置行列をそれぞれ次のように定義する： この記号を使って（12）式に従うエラー信号ｅ（ｎ）を
書き直すと となる。
さらにトランスバーサル・フィルタの係数の調整に用い
られる回帰公式（４）はベクトル記号を使って （ｎ＋１） ＝（ｎ）＋α・Ｅ［（ｎ）・ｅ（ｎ）］ （14） と書ける。
られる回帰公式（４）はベクトル記号を使って （ｎ＋１） ＝（ｎ）＋α・Ｅ［（ｎ）・ｅ（ｎ）］ （14） と書ける。
（13）式で与えられるｅ（ｎ）の数式を使えば、（14）
式中に生じる平均値Ｅ［（ｎ）・ｅ（ｎ）］は次のよ
うになる： Ｅ［（ｎ）・ｅ（ｎ）］に関するこの数式中で、第２
項は０に等しい。実際に行列 はデータｄ（ｎ）を含むいかなるコンポネントも有せ
ず、またそのコンポネントにｄ（ｎ）・ｄ（ｎ−１）乗
じたものは、その中のデータは統計的に独立であるとい
う前記の仮定により、すべて０に等しい平均値を持つ。
この同じ仮定の下に、Πを恒等行列（identity matri
x）とし、σ２をデータの分散（factor characterizing
the power of the deta）とすれば、行列 はΠ・σ２と書けることが立証できる。これらの条件の
下に回帰公式（14）は （ｎ＋１）＝（ｎ）＋α［−（ｎ）］σ２ と書くことができる。この回帰公式の通常の形式は、ｎ
が無限大に近づけば （ｎ）＝［１−ασ２］ｎ＋ と書くことを可能にする。係数αを、ασ２＜１となる
ことが保証されるよう十分小さく選ばならば、十分大き
い反復回数ｎに対して（ｎ）が実際上成り立つ。
これがイコライザの収束することの証明である。
式中に生じる平均値Ｅ［（ｎ）・ｅ（ｎ）］は次のよ
うになる： Ｅ［（ｎ）・ｅ（ｎ）］に関するこの数式中で、第２
項は０に等しい。実際に行列 はデータｄ（ｎ）を含むいかなるコンポネントも有せ
ず、またそのコンポネントにｄ（ｎ）・ｄ（ｎ−１）乗
じたものは、その中のデータは統計的に独立であるとい
う前記の仮定により、すべて０に等しい平均値を持つ。
この同じ仮定の下に、Πを恒等行列（identity matri
x）とし、σ２をデータの分散（factor characterizing
the power of the deta）とすれば、行列 はΠ・σ２と書けることが立証できる。これらの条件の
下に回帰公式（14）は （ｎ＋１）＝（ｎ）＋α［−（ｎ）］σ２ と書くことができる。この回帰公式の通常の形式は、ｎ
が無限大に近づけば （ｎ）＝［１−ασ２］ｎ＋ と書くことを可能にする。係数αを、ασ２＜１となる
ことが保証されるよう十分小さく選ばならば、十分大き
い反復回数ｎに対して（ｎ）が実際上成り立つ。
これがイコライザの収束することの証明である。
茲までの処は、標本化時点ｎにおけるエラー信号ｅ
（ｎ）を計算するために、時点ｎ及びその直前の標本化
時点ｎ−１における訂正された信号の置及び復元された
データの値が（８）式に従って用いられる場合を記述し
てきた。この場合にはトランスバーサル・フィルタの出
力標本が計算されるレートである標本化レートでエラー
信号が計算される。しかしその代案として、エラー信号
ｅ（ｎ）の計算に対して時点ｎに先行するいくつかの時
点、例えばｎ−2,n−3,…等々における訂正された信号
の値及び復元されたデータの値を用いることが可能であ
る。この場合にはエラー信号は、標本化周波数よりも低
いレート、但しトランスバーサル・フィルタが該標本化
周波数で動作できる可能性を除外するものではないレー
トで、計算することができる。エラー信号計算のために
より長い時間間隔が適用できるこの技術は、高い標本化
周波数が用いられなければならないときには有用であ
る。例えば高速度ベースバンド・データ伝送の場合にお
いて、受信信号の広帯域で等化を実行するデータ周波数
より高い周波数で更に標本化動作が実行されるとき等で
ある。
（ｎ）を計算するために、時点ｎ及びその直前の標本化
時点ｎ−１における訂正された信号の置及び復元された
データの値が（８）式に従って用いられる場合を記述し
てきた。この場合にはトランスバーサル・フィルタの出
力標本が計算されるレートである標本化レートでエラー
信号が計算される。しかしその代案として、エラー信号
ｅ（ｎ）の計算に対して時点ｎに先行するいくつかの時
点、例えばｎ−2,n−3,…等々における訂正された信号
の値及び復元されたデータの値を用いることが可能であ
る。この場合にはエラー信号は、標本化周波数よりも低
いレート、但しトランスバーサル・フィルタが該標本化
周波数で動作できる可能性を除外するものではないレー
トで、計算することができる。エラー信号計算のために
より長い時間間隔が適用できるこの技術は、高い標本化
周波数が用いられなければならないときには有用であ
る。例えば高速度ベースバンド・データ伝送の場合にお
いて、受信信号の広帯域で等化を実行するデータ周波数
より高い周波数で更に標本化動作が実行されるとき等で
ある。
本発明によるイコライザの特に簡単な実施例を第４図を
引用して、更に詳しくいえば正及び負のレベルを持つデ
ータを復元する受信機を引用して、説明する。この実施
例では、係数hiは回帰公式（６）により制御され、この
式内のSgn［ｅ（ｎ）］と表されるエラー信号が係数の
変形項の計算のために用いられ、該エラー信号は計算回
路８により生成される。この回路８内の量Sgn［ｅ
（ｎ）］の計算は、 PS（ｎ）＝Sgn［ｒ（ｎ）］・Sgn［ｒ（ｎ−１）］ とするとき（10）式から直接得られる次の関係式すなわ
ち に基づくのである。
引用して、更に詳しくいえば正及び負のレベルを持つデ
ータを復元する受信機を引用して、説明する。この実施
例では、係数hiは回帰公式（６）により制御され、この
式内のSgn［ｅ（ｎ）］と表されるエラー信号が係数の
変形項の計算のために用いられ、該エラー信号は計算回
路８により生成される。この回路８内の量Sgn［ｅ
（ｎ）］の計算は、 PS（ｎ）＝Sgn［ｒ（ｎ）］・Sgn［ｒ（ｎ−１）］ とするとき（10）式から直接得られる次の関係式すなわ
ち に基づくのである。
第４図に示すイコライザでは、第１図のものと同じ機能
のエレメントには同じ引用番号が付してある。このイコ
ライザでは、等化されるべき信号ｓ（ｔ）は第１図にお
けるように最初に標本化されるのではなく、差分回路３
の（＋）入力点に直接与えられる。この差分回路の
（−）入力点は、ディジタル・タイプのトラスバーサル
・フィルタ６により与えられたディジタル標本をアナロ
グ標本に変換するコンバータ21で生成されたアナログ訂
正信号 を受信する。差分回路３で生成される訂正された信号 は比較器回路22の（＋）端子に与えられ、該比較器回路
22の（−）端子には大地電位の０ボルトが出ている。こ
うして比較器回路22は信号ｒ（ｔ）を決定し、判定回路
４の役割の一部分を果たす。すなわち送信されたデータ
ｄ（ｎ）に対応し、ｒ（ｔ）が正か負かによって＋１又
は−１の値を持つ信号Sgn［ｒ（ｔ）］を復元する。判
定回路４で復元されたデータ信号はトランスバーサル・
フィルタ６の入力点に与えられ、そこで該信号は、クロ
ック発振機９により生成された標本化周波数Ｈ＝1/Teで
標本化される。上記の（３）式に従う訂正信号ｓ（ｎ−
１）のディジタル標本は、このフィルタ６中で計算され
る。
のエレメントには同じ引用番号が付してある。このイコ
ライザでは、等化されるべき信号ｓ（ｔ）は第１図にお
けるように最初に標本化されるのではなく、差分回路３
の（＋）入力点に直接与えられる。この差分回路の
（−）入力点は、ディジタル・タイプのトラスバーサル
・フィルタ６により与えられたディジタル標本をアナロ
グ標本に変換するコンバータ21で生成されたアナログ訂
正信号 を受信する。差分回路３で生成される訂正された信号 は比較器回路22の（＋）端子に与えられ、該比較器回路
22の（−）端子には大地電位の０ボルトが出ている。こ
うして比較器回路22は信号ｒ（ｔ）を決定し、判定回路
４の役割の一部分を果たす。すなわち送信されたデータ
ｄ（ｎ）に対応し、ｒ（ｔ）が正か負かによって＋１又
は−１の値を持つ信号Sgn［ｒ（ｔ）］を復元する。判
定回路４で復元されたデータ信号はトランスバーサル・
フィルタ６の入力点に与えられ、そこで該信号は、クロ
ック発振機９により生成された標本化周波数Ｈ＝1/Teで
標本化される。上記の（３）式に従う訂正信号ｓ（ｎ−
１）のディジタル標本は、このフィルタ６中で計算され
る。
回路８は（15）式の１つに従う量Sgn［ｅ（ｎ）］を供
給するという目的を持ち、それは次のようなやり方で形
成されている：訂正された信号ｒ（ｔ）はカスケード配
置された２つの標本化及び保持回路23、24に与えられ
る。１番目の回路23は標本化周波数1/Teを持つクロック
信号Ｈにより能動状態になり、２番目の回路24は補正信
号により能動状態になる。回路23、24のこの動作は第
５図を用いて説明される。第5a図ではクロック信号Ｈが
時点ｎ−2,n−1,nで立ち上がりエッジを持つとされ、第
5b図はクロック信号を表す。第5c図は、回路23の入力
点e1に与えられ、時点ｎ−2,n−1,nでそれぞれｒ（ｎ−
２）,r（ｎ−１）,r（ｎ）という値を持つアナログ信号
ｒ（ｔ）を表す。標本化回路23及び24はその制御信号Ｈ
又はが「低」の状態にあれば導電的であり、それらの
信号が「高」の状態にあればブロックされているものと
仮定する。例えば第5d図に示さるような、回路23の出力
点s1（すなわち回路24の入力点e2）における信号の形状
はそれから得られる。最後に、第5e図に示されている回
路24の出力点s2における信号の形状は、回路24が導電的
になった時のある信号設定時間を考慮すれば第5d図から
得られる。第５図の各グラフは、クロックＨの立ち上が
りエッジの直前、例えば時点ｎで生成されるエッジの直
前に回路23の入力点e1における信号は値ｒ（ｎ）をを持
ち、回路24の出力点s2における信号は値ｒ（ｎ−１）を
持つ、ということを明瞭に示している。
給するという目的を持ち、それは次のようなやり方で形
成されている：訂正された信号ｒ（ｔ）はカスケード配
置された２つの標本化及び保持回路23、24に与えられ
る。１番目の回路23は標本化周波数1/Teを持つクロック
信号Ｈにより能動状態になり、２番目の回路24は補正信
号により能動状態になる。回路23、24のこの動作は第
５図を用いて説明される。第5a図ではクロック信号Ｈが
時点ｎ−2,n−1,nで立ち上がりエッジを持つとされ、第
5b図はクロック信号を表す。第5c図は、回路23の入力
点e1に与えられ、時点ｎ−2,n−1,nでそれぞれｒ（ｎ−
２）,r（ｎ−１）,r（ｎ）という値を持つアナログ信号
ｒ（ｔ）を表す。標本化回路23及び24はその制御信号Ｈ
又はが「低」の状態にあれば導電的であり、それらの
信号が「高」の状態にあればブロックされているものと
仮定する。例えば第5d図に示さるような、回路23の出力
点s1（すなわち回路24の入力点e2）における信号の形状
はそれから得られる。最後に、第5e図に示されている回
路24の出力点s2における信号の形状は、回路24が導電的
になった時のある信号設定時間を考慮すれば第5d図から
得られる。第５図の各グラフは、クロックＨの立ち上が
りエッジの直前、例えば時点ｎで生成されるエッジの直
前に回路23の入力点e1における信号は値ｒ（ｎ）をを持
ち、回路24の出力点s2における信号は値ｒ（ｎ−１）を
持つ、ということを明瞭に示している。
信号ｒ（ｔ）は２つの比較器回路25、26の（＋）入力点
にも与えられる。回路24の出力点s2で得られた信号は比
較器回路25の（−）入力点に直接与えられ、また反転増
幅器27を経由して比較器回路26の（−）入力点に与えら
れる。
にも与えられる。回路24の出力点s2で得られた信号は比
較器回路25の（−）入力点に直接与えられ、また反転増
幅器27を経由して比較器回路26の（−）入力点に与えら
れる。
こうして、次の値： ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）＞０ならばΔ（ｎ）＝１ ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）＜０ならばΔ（ｎ）＝０ を持つ論理信号Δ（ｎ）が、時点ｎでのクロックＨの立
ち上がりエッジの直前に比較器回路25の出力点において
得られる。
ち上がりエッジの直前に比較器回路25の出力点において
得られる。
それと同時に、次の値： ｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ−１）＞０ならばΣ（ｎ）＝１ ｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ−１）＜０ならばΣ（ｎ）＝０ を持つ論理信号Σ（ｎ）が、比較器回路26の出力点にお
いて得られる。
いて得られる。
論理値１及び０がそれぞれ符号＋及び−を表すという規
約を用いれば、信号Δ（ｎ）及びΣ（ｎ）はSgn［ｒ
（ｎ）−ｒ（ｎ−１）］及びSgn［ｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ−
１）］を完全に表し、これらの量は（15）式に従って量
Sgn［ｅ（ｎ）］を得るために必要なものである。
約を用いれば、信号Δ（ｎ）及びΣ（ｎ）はSgn［ｒ
（ｎ）−ｒ（ｎ−１）］及びSgn［ｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ−
１）］を完全に表し、これらの量は（15）式に従って量
Sgn［ｅ（ｎ）］を得るために必要なものである。
こうして形成された信号Δ（ｎ）及びΣ（ｎ）はそれぞ
れフリップフロップ28及び29のＤ入力点に与えられ、ク
ロック信号Ｈの立ち上がりエッジ上で標本化される。標
本化された信号Δ（ｎ）及びΣ（ｎ）はスイッチ30に与
えられる。該スイッチ30は、（15）式を用いて、量PS
（ｎ）が正か負かに従って信号Δ（ｎ）か又は信号Σ
（ｎ）のいずれかを計算回路８の出力点31に向けるよう
に指示されている。スイッチ30は、第４図に示すように
配列したANDゲート32と33、ORゲート34及び反転器35を
用いて普通のやり方で形成される。このスイッチは、そ
の制御端子39に現れて量PS（ｎ）を表す論理制御信号に
より制御される。この制御信号は次のようなやり方で形
成される：すなわち、量Sgn［ｒ（ｔ）］を表す判定回
路４の出力信号は排他的OR回路36の１番目の入力点とク
ロック信号Ｈの立ち上がりエッジで標本化されるフリッ
プフロップ37のＤ入力点と同時に与えられる。フリップ
フロップ37の出力点は排他的OR回路36の２番目の入力点
に接続されている。クロック信号Ｈの立ち上がりエッジ
の時点ｎにおいて、排他的OR回路36の１番目の入力点は
量Sgn［ｒ（ｎ）］を受け取り、一方、２番目の入力点
は、先行する時点ｎ−１においてフリップフロップ37に
記憶された量Sgn［ｒ（ｎ−１）］を受け取る。こうし
て排他的OR回路36の出力点には、 PS（ｎ）＝Sgn［ｒ（ｎ）］・Sgn［ｒ（ｎ−１）］ という量が負のときには１という値を持ち、量PS（ｎ）
が正のときには０という値を持つ信号Ｃ（ｎ）が得られ
る。信号Ｃ（ｎ）はフリップフロップ38のＤ入力点に与
えられ、クロック信号Ｈの立ち上がりエッジで標本化さ
れる。フリップフロップ38の出力点はスイッチ30に対し
て制御信号を供給する。このスイッチの回路構成によれ
ば、Ｃ（ｎ）＝１（すなわちPS（ｎ）＜０）であるか又
はＣ（ｎ）＝０（すなわちPS（ｎ）＞０）であるかによ
って、クロック信号Ｈの立ち上がりエッジの時点ｎの後
に信号Σ（ｎ）か又は信号Δ（ｎ）かのいずれかが出力
端子31に現れることは明らかである。出力端子31に現れ
るこの信号が量Sgn［ｅ（ｎ）］を表し、制御回路７で
トランスバーサル・フィルタ６の係数として使用され
る。
れフリップフロップ28及び29のＤ入力点に与えられ、ク
ロック信号Ｈの立ち上がりエッジ上で標本化される。標
本化された信号Δ（ｎ）及びΣ（ｎ）はスイッチ30に与
えられる。該スイッチ30は、（15）式を用いて、量PS
（ｎ）が正か負かに従って信号Δ（ｎ）か又は信号Σ
（ｎ）のいずれかを計算回路８の出力点31に向けるよう
に指示されている。スイッチ30は、第４図に示すように
配列したANDゲート32と33、ORゲート34及び反転器35を
用いて普通のやり方で形成される。このスイッチは、そ
の制御端子39に現れて量PS（ｎ）を表す論理制御信号に
より制御される。この制御信号は次のようなやり方で形
成される：すなわち、量Sgn［ｒ（ｔ）］を表す判定回
路４の出力信号は排他的OR回路36の１番目の入力点とク
ロック信号Ｈの立ち上がりエッジで標本化されるフリッ
プフロップ37のＤ入力点と同時に与えられる。フリップ
フロップ37の出力点は排他的OR回路36の２番目の入力点
に接続されている。クロック信号Ｈの立ち上がりエッジ
の時点ｎにおいて、排他的OR回路36の１番目の入力点は
量Sgn［ｒ（ｎ）］を受け取り、一方、２番目の入力点
は、先行する時点ｎ−１においてフリップフロップ37に
記憶された量Sgn［ｒ（ｎ−１）］を受け取る。こうし
て排他的OR回路36の出力点には、 PS（ｎ）＝Sgn［ｒ（ｎ）］・Sgn［ｒ（ｎ−１）］ という量が負のときには１という値を持ち、量PS（ｎ）
が正のときには０という値を持つ信号Ｃ（ｎ）が得られ
る。信号Ｃ（ｎ）はフリップフロップ38のＤ入力点に与
えられ、クロック信号Ｈの立ち上がりエッジで標本化さ
れる。フリップフロップ38の出力点はスイッチ30に対し
て制御信号を供給する。このスイッチの回路構成によれ
ば、Ｃ（ｎ）＝１（すなわちPS（ｎ）＜０）であるか又
はＣ（ｎ）＝０（すなわちPS（ｎ）＞０）であるかによ
って、クロック信号Ｈの立ち上がりエッジの時点ｎの後
に信号Σ（ｎ）か又は信号Δ（ｎ）かのいずれかが出力
端子31に現れることは明らかである。出力端子31に現れ
るこの信号が量Sgn［ｅ（ｎ）］を表し、制御回路７で
トランスバーサル・フィルタ６の係数として使用され
る。
上記の実施例では、訂正された信号の逐次標本化ｒ
（ｎ）及びｒ（ｎ−１）に基づいてトランスバーサル・
フィルタの動作を決定する標本化周波数Ｈ＝1/Teでエラ
ー信号ｅ（ｎ）が形成されるものと仮定した。このエラ
ー信号が更に低い周波数例えばH/2で、すなわち訂正さ
れた信号の標本ｒ（ｎ）及びｒ（ｎ−２）に基づいて形
成されることが望ましい場合には、、エラー計算回路８
においては周波数H/2を持つクロック信号を用い、一方
トランスバーサル・フィルタ６に対しては標本化周波数
Ｈをそのまま用いるということで十分である。
（ｎ）及びｒ（ｎ−１）に基づいてトランスバーサル・
フィルタの動作を決定する標本化周波数Ｈ＝1/Teでエラ
ー信号ｅ（ｎ）が形成されるものと仮定した。このエラ
ー信号が更に低い周波数例えばH/2で、すなわち訂正さ
れた信号の標本ｒ（ｎ）及びｒ（ｎ−２）に基づいて形
成されることが望ましい場合には、、エラー計算回路８
においては周波数H/2を持つクロック信号を用い、一方
トランスバーサル・フィルタ６に対しては標本化周波数
Ｈをそのまま用いるということで十分である。
第１図は、本発明のイコライザの実施例の構成を示す図
であり、 第２図は、該イコライザのトランスバーサル・フィルタ
の係数を調整するための回路の概略回路図であり、 第３図は、一般的な場合における本発明のイコライザの
基本回路図であり、 第４図は、２レベル・データを復元する受信機と共に用
いるのに適した本発明のイコライザの実施例の概略回路
図であり、 第５図は、第４図のイコライザの動作を説明するための
信号のダイアグラムを示す図である。 ２、23、24……標本化及び保持回路 ３、54……差分回路 ４……判定回路 ６……トランスバーサル・フィルタ ７……制御回路 ８……計算回路 ９……クロック発振器 10、11、53……乗算回路 12……加算回路 13……メモリ 22、25、26……比較器回路 27……反転増幅器 28、29、37、38……フリップフロップ 30……スイッチ 32、33、55……ANDゲート 34……ORゲート 36……排他的OR回路 50、51……遅延回路
であり、 第２図は、該イコライザのトランスバーサル・フィルタ
の係数を調整するための回路の概略回路図であり、 第３図は、一般的な場合における本発明のイコライザの
基本回路図であり、 第４図は、２レベル・データを復元する受信機と共に用
いるのに適した本発明のイコライザの実施例の概略回路
図であり、 第５図は、第４図のイコライザの動作を説明するための
信号のダイアグラムを示す図である。 ２、23、24……標本化及び保持回路 ３、54……差分回路 ４……判定回路 ６……トランスバーサル・フィルタ ７……制御回路 ８……計算回路 ９……クロック発振器 10、11、53……乗算回路 12……加算回路 13……メモリ 22、25、26……比較器回路 27……反転増幅器 28、29、37、38……フリップフロップ 30……スイッチ 32、33、55……ANDゲート 34……ORゲート 36……排他的OR回路 50、51……遅延回路
Claims (10)
- 【請求項１】データ伝送モデムの受信機内で使用される
自己適応型イコライザであって、 このイコライザは、受信した信号と、調整可能な係数を
持つトランスバーサル・フィルタにより形成される訂正
信号との差から、訂正された信号を生成するための差分
回路を有し、また、 このイコライザは、訂正された信号から復元されたデー
タ信号を復元するための判定回路を有し、 上記トランスバーサル・フィルタは、復元されたデータ
信号から訂正信号を導くように設定され、 上記トランスバーサル・フィルタの調整可能な係数は、
エラー信号の予め定められた関数を最小にするように調
整されている自己適応型イコライザにおいて、 エラー信号は、実際の標本化時点における訂正された信
号の値と、以前の標本化時点における訂正された信号の
重み付けされた値との差に比例し、 上記重み付けされた値は、実際の標本化時点における復
元されたデータ信号の値と、以前の標本化時点における
復元されたデータ信号の値との比に比例する重み付けフ
ァクタを用いて決定され、 トランスバーサル・フィルタの係数の変更は、実際の標
本化時点における復元されたデータ信号の値と、以前の
標本化時点における復元されたデータ信号の値とが共に
０とは異なる時に限って実現する ことを特徴とする自己適応型イコライザ。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の自己適応型
イコライザにおいて、実際の標本化時点とその前の標本
化時点とは少なくとも１標本化周期だけ分離されている
ことを特徴とする自己適応型イコライザ。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の
自己適応型イコライザにおいて、トランスバーサル・フ
ィルタの係数は、上記エラー信号の自乗平均値を最小に
するように調整されることを特徴とする自己適応型イコ
ライザ。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項に記載の自己適応型
イコライザにおいて、 反復時点ｎ及びｎ＋１における係数hiの値をhi（ｎ）及
びhi（ｎ＋１）とし、 βを１より小さい係数とし、 トランスバーサル・フィルタ中に記憶され、係数hiに対
応するデータをｄ（ｎ−ｉ）とし、 ｅ（ｎ）を上記エラー信号とするとき、 hi（ｎ＋１）＝hi（ｎ）＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ（ｎ） という回帰公式によって各係数を繰り返し調整するよう
に設定されたトランスバーサル・フィルタの係数のため
の制御回路を有することを特徴とする自己適応型イコラ
イザ。 - 【請求項５】特許請求の範囲第４項に記載の自己適応型
イコライザであって、 送信される２レベル・ベースバンド・データ信号のもた
らすところの、或いは２レベル・データ信号の疑似３進
符号化により生成される３レベル・ベースバンド・デー
タ信号のもたらすところの受信されるデータ信号を訂正
するのに適するものであり、また、 判定回路は、正の値及び負の値をとることのできるデー
タ信号を復元するように設定されている自己適応型イコ
ライザにおいて、 このイコライザは計算回路を有し、該計算回路は、 もし、実際の標本化時点における復元されたデータ信号
の値と、以前の標本化時点における復元されたデータ信
号の値とが同じ正負の符号を持つならば、実際の標本化
時点ｎにおける訂正された信号の値と、以前の標本化時
点における訂正された信号の値と差として、エラー信号
ｅ（ｎ）を形成するものであり、また、 もし、実際の標本化時点における復元されたデータ信号
の値と、以前の標本化時点における復元されたデータ信
号の値とが異なる正負の符号を持つならば、実際の標本
化時点ｎにおける訂正された信号の値と、以前の標本化
時点における訂正された信号の値と和として、エラー信
号ｅ（ｎ）を形成するものである ことを特徴とする自己適応型イコライザ。 - 【請求項６】特許請求の範囲第３項に記載の自己適応型
イコライザにおいて、上記エラー信号ｅ（ｎ）の正負の
信号を特徴づける信号をSgn［ｅ（ｎ）］とするとき、 hi（ｎ＋１） ＝hi（ｎ）＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Sgn［ｅ（ｎ）］ という回帰公式によって各係数を繰り返し調整するよう
に設定されたトランスバーサル・フィルタの係数のため
の制御回路を有することを特徴とする自己適応型イコラ
イザ。 - 【請求項７】特許請求の範囲第６項に記載の自己適応型
イコライザであって、 送信される２レベル・ベースバンド・データ信号のもた
らすところの、或いは２レベル・データ信号の疑似３進
符号により生成される３レベル・ベースバンド・データ
信号のもたらすところの受信されるデータ信号を訂正す
るのに適するものであり、また、 受信機の判定回路は、正の値及び負の値をとることので
きるデータ信号を復元するように設定されている自己適
応型イコライザにおいて、 実際の標本化時点とその前の標本化時点とにおける復元
したデータ信号の値が同じ正負の符号を持つか又は異な
る正負の符号を持つかに依存して、実際の標本化時点ｎ
とその前の標本化時点とにおける訂正された信号の値の
差の正負の符号として又は和の正負の符号として、信号
Sgn［ｅ（ｎ）］を形成するための計算回路を有するこ
とを特徴とする自己適応型イコライザ。 - 【請求項８】特許請求の範囲第７項に記載の自己適応型
イコライザにおいて、 信号Sgn［ｅ（ｎ）］を形成する計算回路は、信号Sgn
［ｅ（ｎ）］の所望の計算レートを持つ２つの相補的ク
ロック信号により能動状態にされる２つのカスケード配
置された標本化及び保持回路を有し、 訂正された信号はこのカスケード配置の入力点及び２つ
の比較器回路のそれぞれ１つの入力点に与えられ、 上記カスケード配置の出力信号は、上記比較器回路のう
ちの１つのもう一方の入力点に与えられ、また、反転増
幅器を介してもう一方の比較器回路のもう一方の入力点
に与えられ、 これら２つの比較器回路は、標本化時点とその前の標本
化時点とにて訂正された信号の値の差の符号として及び
和の符号としてそれぞれ特徴づけられる信号Δ（ｎ）及
びΣ（ｎ）を形成することを特徴とする自己適応型イコ
ライザ。 - 【請求項９】特許請求の範囲第７項又は第８項に記載の
自己適応型イコライザにおいて、 信号Sgn［ｅ（ｎ）］を形成する計算回路は排他的ORゲ
ートを有し、 該排他的ORゲートの１つの入力点は判定回路の出力信号
を受信し、もう１つの入力点は信号Sgn［ｅ（ｎ）］の
計算レートで判定回路の出力信号を標本化する双安定ト
リガ回路の出力信号を受信し、また この排他的ORゲートは、標本化時点とその前の標本化時
点とにて復元されたデータ信号の上記値の符号の積を特
徴づける信号Ｃ（ｎ）を生成することを特徴とする自己
適応型イコライザ。 - 【請求項１０】特許請求の範囲第８項又は第９項に記載
の自己適応型イコライザにおいて、 信号Δ（ｎ）、Σ（ｎ）、Ｃ（ｎ）は双安定トリガ回路
に与えられて信号Sgn［ｅ（ｎ）］の計算レートで標本
化され、また 信号Δ（ｎ）及びΣ（ｎ）の標本は信号Ｃ（ｎ）の標本
により制御されるスイッチに与えられて信号Δ（ｎ）の
標本又は信号Σ（ｎ）の標本により信号Sgn［ｅ
（ｎ）］を形成することを特徴とする自己適応型イコラ
イザ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8216997 | 1982-10-11 | ||
| FR8216997A FR2534426A1 (fr) | 1982-10-11 | 1982-10-11 | Egaliseur auto-adaptatif pour signal de donnees en bande de base |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59107624A JPS59107624A (ja) | 1984-06-21 |
| JPH0697729B2 true JPH0697729B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=9278146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58189804A Expired - Lifetime JPH0697729B2 (ja) | 1982-10-11 | 1983-10-11 | 自己適応型イコライザ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4577329A (ja) |
| EP (1) | EP0106406B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0697729B2 (ja) |
| AU (1) | AU560892B2 (ja) |
| CA (1) | CA1211516A (ja) |
| DE (1) | DE3362943D1 (ja) |
| FR (1) | FR2534426A1 (ja) |
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
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