JPH0697834B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明はGTOサイリスタ（ゲート・ターン・オフ・サイ
リスタ）を用いた電力変換装置に関するものである。

［発明の技術的背景とその問題点］ GTOサイリスタは自己消弧能力を有するので、従来、サ
イリスタでは不可欠の強制転流回路が不用である。この
ため、素子自身の損失が低減出来る上、装置として回路
が簡単になり、小形・軽量化、効率向上が図れる。そこ
で、これらの特徴を活かしてGTOサイリスタを用いた電
力変換装置が実用化されている。

従来の電力変換装置について、以下説明する。電力変換
装置にはチョッパ形とインバータ形のものがあるが、い
ずれも動作モードは等価であるので、以下はチョッパ形
を例に説明する。

第３図に従来のチョッパ形回路を示す。図において、１
は直流電源であり、例えば、交流の商用電源出力を全波
整流して出力する電源である。２はフィルタ・リアクト
ル、３はフィルタ・コンデンサであり、これらはフィル
タ（平滑回路）を構成している。図に示すように、フィ
ルタ・リアクトル２は直流電源１の正極側に一端を接続
され、また、フィルタ・コンデンサ３はフィルタ・リア
クトル２の他端側と直流電源１の負極側との間に接続さ
れている。そして、この直流電源１より、フィルタ・リ
アクトル２とフィルタ・コンデンサ３を介して、チョッ
パ回路は平滑された直流電圧を得る。４は上記直流電源
１からの供給直流電力を制御するチョッパ回路内のGTO
サイリスタであって、このGTOサイリスタ４の導通期間
を制御することにより、負荷７に対し、制御された直流
電力を供給する。５はダイオードであり、このダイオー
ド５はGTOサイリスタ４がターン・オフした際の負荷７
に流れる電流の還流用ダイオードである。６はアノード
・リアクトルであり、このアノード・リアクトル６を介
してGTOサイリスタ４のアノード側に直流電源１からの
直流電力が供給される。このアノード・リアクトル６は
GTOサイリスタ４がターン・オンした直後の電流の立上
り（di/dt）を抑制するためのものである。

８はダイオード、９はコンデンサ、10は抵抗器であり、
ダイオード８、抵抗器10の並列回路にコンデンサ９は直
列接続してある。これらダイオード８、コンデンサ９、
抵抗器10はGTOサイリスタ４がターン・オフする時に発
生する過電圧を吸収するためのスナバ回路を構成してい
る。

11はパルス・トランスであり、このパルス・トランス11
は一次側をダイオード13を介して上記アノード・リアク
トル６に並列に、また、二次側をダイオード12a,〜12d
によるダイオード・ブリッジ回路にそれぞれ接続してあ
る。このダイオード・ブリッジ回路は直流電源１の極性
に対し逆極性となるようにして、フィルタ・コンデンサ
３に並列接続してある。また、上記ダイオード13は上記
GTOサイリスタ４のアノード側にそのアノード側を接続
し、カソード側はパルス・トランス11の一次側に接続さ
れている。上記パルス・トランス11はGTOサイリスタ４
がターン・オフする時に、アノード・リアクトル６に蓄
積されているエネルギを二次側に接続されたダイオード
12a,〜12dによるブリッジ回路を介して直流電源１に帰
還させるためのものであり、例えば、一次側対二次側の
変圧比は1:9程度に選ばれる。

すなわち、GTOサイリスタ４がターン・オフすると、ア
ノード・リアクトル６に流れていた電流はアノード・リ
アクトル６→ダイオード13→パルス・トランス11の一次
巻線→アノード・リアクトル６のループを還流し、これ
によって、パルス・トランス11が励磁されると、その二
次側電流がパルス・トランス11二次巻線→ダイオード12
a→フィルタ・コンデンサ３→ダイオード12d→パルス・
トランス11二次巻線のループで流れ始め、アノード・リ
アクトル６に蓄積されたエネルギの帰還を行う。

この帰還モードにおいて、直流電源１の値をＥ［ｖ］、
パルス・トランス11の一次側対二次側の変圧比を１対Ｎ
とすると、パルス・トランス11の一次側電圧はE/N
［ｖ］にクランプされることになる。従って、GTOサイ
リスタ４のアノード〜カソード間電圧は、直流電源１の
電圧Ｅ［ｖ］と上記パルス・トランス11の一次側電圧E/
N［ｖ］の和であり、Ｅ＋（E/N）［ｖ］にクランプされ
る。ところが、上記のようにGTOサイリスタ電圧がクラ
ンプされるのは、パルス・トランス11が励磁された後で
あるため、GTOサイリスタ４がターン・オフした直後
は、上記の一連の帰還動作を行われず、GTOサイリスタ
電圧は過電圧になる。この過電圧を抑制するためにダイ
オード15、コンデンサ16、抵抗器17よりなるサージ吸収
回路が必要であり、コンデンサ16の容量はアノード・リ
アクトル６に蓄積されたエネルギをパルス・トランス11
が励磁されるまでの間、吸収するのに十分なだけの大き
な値に選ぶ必要がある。例えば、アノード・リアクトル
６のインダクタンスが20［μＨ］の場合、コンデンサ16
は20［μＦ］程度に選ばれる。

一方、上記の一連の帰還動作が完了する時、すなわち、
パルス・トランス11の一次側電圧がE/N［ｖ］以下にな
ると、アノード・リアクトル６に電流が流れ続けて、ア
ノード・リアクトル６の残存蓄積エネルギは徐々に減衰
して行くが、上記に帰還動作が行われている時に比べる
と、この減衰の度合は著しく遅くなる。

第４図にGTOサイリスタ４のターン・オフ時の各主回路
部分の波形を示す。

次にこの第４図を参照して上記回路の動作を説明する。

直流電源１により交流の商用電源出力を全波整流して得
た直流出力は、フィルタ・リアクトル２とフィルタ・コ
ンデンサ３により、平滑された後、GTOサイリスタ４が
ターン・オンした直後の電流の立上り（di/dt）を抑制
するためのアノード・リアクトル６を介して該直流電源
１の供給直流電力制御用のGTOサイリスタに供給され
る。そして、このGTOサイリスタ４の導通期間を制御す
ることにより、負荷７に対し、制御された直流電力を供
給する。

導通状態にあるt1時、GTOサイリスタ４には第４図の
（ｂ）の如き電流が流れている。t2時、自己消弧制御さ
れてGTOサイリスタ４がターン・オフ（非導通状態）に
なると、パルス・トランス11がまだ未励磁であるために
第４図の（ａ）の如く、GTOサイリスタ４の電圧は上昇
し、他方、ターン・オフのため電流は第４図の（ｂ）の
如く急激に減少する。このように、GTOサイリスタ４に
はターン・オフ時に過電圧が発生するが、この過電圧は
ダイオード８、コンデンサ９、抵抗器10にて構成される
スナバ回路にて吸収される。第４図（ｆ）にスナバ・コ
ンデンサ９の電流を、また、第４図（ｅ）にスナバ・コ
ンデンサ９の電圧を示す。尚、スナバ・コンデンサ９は
GTOサイリスタ４のターン・オフ時、過大電圧を受けて
図のように急激に電流が流れ、やがて、パルス・トラン
ス11の励磁とともにGTOサイリスタ４の電圧が降下する
ことによって、電流は小さくなり、やがて零となる。ス
ナバ・コンデンサ９の電圧はGTOサイリスタ４の印加電
圧に追従する。

一方、GTOサイリスタ４がターン・オフすると、アノー
ド・リアクトル６に流れていた電流はアノード・リアク
トル６→ダイオード13→パルス・トランス11の一次巻線
→アノード・リアクトル６のループを辿って還流する。
そして、これによりパルス・トランス11が励磁される
と、その二次側電流（第４図（ｉ））がパルス・トラン
ス11二次巻線→ダイオード12a→フィルタ・コンデンサ
３→ダイオード12d→パルス・トランス11二次巻線のル
ープを辿って流れ始め、GTOサイリスタ４の導通時にア
ノード・リアクトル６に蓄積されたエネルギの直流電源
１への帰還が行われる。従って、アノード・リアクトル
６の電流は蓄積されたエネルギの減少とともに第４図
（ｄ）の如く減少してゆく。

この帰還モードにおいて、直流電源１の値をＥ［ｖ］、
パルス・トランス11の一次側対二次側の変圧比を１対Ｎ
とすると、パルス・トランス11の一次側電圧は第４図
（ｈ）の如く、E/N［ｖ］だけクランプされることにな
り、この影響でこのクランプされた電圧分、アノード・
リアクトル６の電圧は低くなる（第４図（ｃ））。従っ
て、GTOサイリスタ４のアノード〜カソード間電圧は第
４図（ａ）の如く、直流電源１の電圧Ｅ［ｖ］と上記パ
ルス・トランス11の一次側電圧E/N［ｖ］の和であるＥ
＋（E/N）［ｖ］にクランプされる。

ところが、上記のようにGTOサイリスタ電圧がクランプ
されるのは、パルス・トランス11が励磁された後である
ため、GTOサイリスタ４がターン・オフした直後（t2
時）は、上記の一連の帰還動作は行われず、第４図
（ａ）の如くGTOサイリスタ電圧はt2からt3と時間が進
むにつれて更に上昇して過電圧になる。

この過電圧を抑制するためにダイオード15、コンデンサ
16、抵抗器17よりなるサージ吸収回路が必要であり、コ
ンデンサ16の容量はアノード・リアクトル６に蓄積され
たエネルギをパルス・トランス11が励磁されるまでの
間、吸収するのに十分なだけの大きな値に選ぶ必要があ
る。例えば、アノード・リアクトル６のインダクタンス
が20［μＨ］の場合、コンデンサ16は20［μＦ］程度に
選ばれる。そして、このコンデンサ16によって上記過大
電圧は吸収され、コンデンサ16の電圧は第４図（ｊ）の
ように変化する。

一方、上記の一連の帰還動作が完了する時、すなわち、
パルス・トランス11の一次側電圧がE/N［ｖ］以下にな
ると、アノード・リアクトル６に残った帰還されなかっ
たエネルギにより、該アノード・リアクトル６に電流が
流れ続けて、該残存エネルギは徐々に減衰して行くが、
上記の帰還動作が行われている時に比べると、この減衰
の度合は著しく遅くなる（第４図（ｄ）の時間t4以
降）。

以上、従来のチョッパ回路ではGTOサイリスタ４に過大
な電圧が加わることをスナバ回路で防ぎ、また、過大な
di/dtが生じないようにアノード・リアクトル６を用い
るとともに、上記アノード・リアクトル６の蓄積エネル
ギをパルス・トランス11により出来る限り電源へ帰還さ
せることで効率の向上を図っているが、反面、帰還動作
へ移行するまでに発生する過電圧を抑制するために、大
容量のコンデンサを用いたサージ吸収回路が必要とな
り、回路構成が複雑で装置の小形・軽量化が計れないこ
と、更に帰還動作の完了後、上記アノード・リアクトル
６に流れる電流の減衰が著しく遅くなるために、GTOサ
イリスタ４のスイッチング周波数が高くなるにつれて、
アノード・リアクトル６の蓄積エネルギが完全には放出
されなくなり、余分な発熱が生ずる等の悪影響を及ぼし
ていた。

［発明の目的］ 本発明は上記の事情に鑑みて成されたものであり、その
目的とするところはGTOサイリスタを用いた電力変換装
置において、主回路の簡素化を図り、装置の小形・軽量
化を図るとともに上記GTOサイリスタのスイッチング周
波数の高周波化に十分に対応することのできるようにし
た電力変換装置を提供することにある。

［発明の概要］ 上記目的を達成するため本発明は、直流電源と、この直
流電源に直列に接続されたアノード・リアクトルと、こ
のアノード・リアクトルに直列に接続され、前記直流電
源の出力をスイッチングするためのGTO（ゲート・ター
ン・オフ）サイリスタによるスイッチング素子と、前記
アノード・リアクトルにダイオードを介して一次側が並
列に接続されるパルス・トランスと、このパルス・トラ
ンスの二次側に接続され、該二次側の出力を前記直流電
源に還流するための整流回路と、前記パルス・トランス
の一次側に並列に接続され、かつ前記アノード・リアク
トルに前記ダイオードを介して並列に接続される抵抗器
と、前記スイッチング素子に並列接続される過電圧吸収
用のスナバ回路とより構成する。

すなわち、このような構成の本装置は、直流電源の出力
をスイッチング用のGTOサイリスタを用いた電力変換回
路を介して制御して負荷に供給するとともに、上記GTO
サイリスタには並列に、過電圧吸収用のスナバ回路を接
続して過電圧を吸収し、また、GTOサイリスタには直列
に、突入電流抑制用のアノード・リアクトルを接続し、
また、このアノード・リアクトルに蓄えられたエネルギ
を上記直流電源側に帰還するため、パルス・トランスを
用い、その一次側をダイオードを介して上記アノード・
リアクトルに接続し、また、二次側を整流回路を介して
上記直流電源に接続してなる電力変換装置において、上
記パルス・トランスの一次側に上記ダイオードを介して
上記アノード・リアクトルと並列に抵抗器を接続して構
成してある。そして、GTOサイリスタのターン・オフの
際、アノード・リアクトルに蓄積されたエネルギをパル
ス・トランスを介して直流電源に帰還するまでの間に生
じる電圧上昇を、この抵抗器を通して消費させ、パルス
・トランスによる直流電源へのエネルギ帰還を終了した
後は、アノード・リアクトルの残留エネルギを上記抵抗
器により消費するようにしている。すなわち、本発明で
は、上記抵抗器によりアノード・リアクトルの蓄積エネ
ルギの消費を行うことで、パルス・トランスを介しての
エネルギ帰還開始前と終了後のアノード・リアクトル蓄
積エネルギを制御し、GTOサイリスタに加わる電圧の低
減を図り、かつ、アノード・リアクトル蓄積エネルギの
速やかな消滅を図って、高周波化に十分対応できるよう
にし、しかも、抵抗器のみと云う簡単な回路で済むよう
にするものである。

［発明の実施例］ 以下、本発明の一実施例について第１図及び第２図を参
照して説明する。

第１図に本発明装置の構成を示す。図において、１は直
流電源であり、例えば、交流の商用電源出力を全波整流
して出力する電源である。２はフィルタ・リアクトル、
３はフィルタ・コンデンサであり、これらはフィルタ
（平滑回路）を構成している。図に示すように、フィル
タ・リアクトル２は直流電源１の正極側に一端を接続さ
れ、また、フィルタ・コンデンサ３はフィルタ・リアク
トル２の他端側と直流電源１の負極側との間に接続され
ている。そして、この直流電源１より、フィルタ・リア
クトル２とフィルタ・コンデンサ３を介して、チョッパ
回路は平滑された直流電圧を得る。４は上記直流電源１
からの供給直流電力を制御するチョッパ回路内のGTOサ
イリスタであって、このGTOサイリスタ４の導通期間を
制御することにより、負荷７に対し、制御された直流電
力を供給する。５はダイオードであり、このダイオード
５はGTOサイリスタ４がターン・オフした際の負荷７に
流れる電流の還流用ダイオードである。６はアノード・
リアクトルであり、このアノード・リアクトル６を介し
てGTOサイリスタ４のアノード側に直流電源１からの直
流電力が供給される。このアノード・リアクトル６はGT
Oサイリスタ４がターン・オンした直後の電流の立上り
（di/dt）を抑制するためのものである。８はダイオー
ド、９はコンデンサ、10は抵抗器であり、ダイオード
８、抵抗器10の並列回路にコンデンサ９が直列接続して
ある。これらダイオード８、コンデンサ９、抵抗器10は
GTOサイリスタ４がターン・オフする時に発生する過電
圧を吸収するためのスナバ回路を構成している。

11はパルス・トランスであり、このパルス・トランス11
は一次側をダイオード13を介して上記アノード・リアク
トル６に並列に、また、二次側をダイオード12a,〜12d
によるダイオード・ブリッジ回路にそれぞれ接続してあ
る。このダイオード・ブリッジ回路は直流電源１の極性
に対し逆極性となるようにして、フィルタ・コンデンサ
３に並列接続してある。また、上記ダイオード13は上記
GTOサイリスタ４のアノード側にそのアノード側を接続
し、カソード側はパルス・トランス11の一次側に接続さ
れている。上記パルス・トランス11はGTOサイリスタ４
がターン・オフする時に、アノード・リアクトル６に蓄
積されているエネルギを二次側に接続されたダイオード
12a,〜12dによるブリッジ回路を介して直流電源１に帰
還させるためのものであり、例えば、一次側対二次側の
変圧比は1:9程度に選ばれる。すなわち、GTOサイリスタ
４がターン・オフすると、アノード・リアクトル６に流
れていた電流はアノード・リアクトル６→ダイオード13
→パルス・トランス11の一次巻線→アノード・リアクト
ル６のループを還流し、パルス・トランス11が励磁され
ると、その二次側電流がパルス・トランス11二次巻線→
ダイオード12a→フィルタ・コンデンサ３→ダイオード1
2d→パルス・トランス11二次巻線のループで流れ始め、
アノード・リアクトル６に蓄積されたエネルギの帰還を
行う。

この帰還モードにおいて、直流電源１の値をＥ［ｖ］、
パルス・トランス11の一次側対二次側の変圧比を１対Ｎ
とすると、パルス・トランス11の一次側電圧はE/N
［ｖ］にクランプされることになる。従って、GTOサイ
リスタ４のアノード〜カソード間電圧は、直流電源１の
電圧Ｅ［ｖ］と上記パルス・トランス11の一次側電圧E/
N［ｖ］の和であり、Ｅ＋（E/N）［ｖ］にクランプされ
る。ところが、上記のようにGTOサイリスタ電圧がクラ
ンプされるのは、パルス・トランス11が励磁された後で
あるため、GTOサイリスタ４がターン・オフした直後
は、上記の一連の帰還動作を行われず、GTOサイリスタ
電圧は過電圧になる。この過電圧を抑制するために、サ
ージ吸収回路を用いる必要があり、従来はダイオード1
5、コンデンサ16、抵抗器17よりなるサージ吸収回路を
用いていたため、コンデンサ16の容量はアノード・リア
クトル６に蓄積されたエネルギをパルス・トランス11が
励磁されるまでの間、吸収するのに十分なだけの大きな
値に選ぶ必要があった。

これを、本装置ではパルス・トランス11の一次巻線に並
列に抵抗器14を接続してサージ吸収回路とし、過電圧を
抑制するために接続していた上記ダイオード15、コンデ
ンサ16、抵抗器17より構成されるサージ吸収回路を削除
して、回路構成を簡素化している。

第２図にGTOサイリスタ４のターン・オフ時の各主回路
部分の波形を示す。

本装置は基本的には第３図の従来例と同じである。以
下、その作用を説明する。

直流電源１により交流の商用電源出力を全波整流して得
た直流出力は、フィルタ・リアクトル２とフィルタ・コ
ンデンサ３により、平滑された後、GTOサイリスタ４が
ターン・オンした直後の電流の立上り（di/dt）を抑制
するためのアノード・リアクトル６を介して該直流電源
１の供給直流電力制御用のGTOサイリスタに供給され
る。そして、このGTOサイリスタ４の導通期間を制御す
ることにより、負荷７に対し、制御された直流電力を供
給する。

導通状態にあるt1時、GTOサイリスタ４には第２図の
（ｂ）の如き電流が流れている。t2時、自己消弧制御さ
れてGTOサイリスタ４がターン・オフ（非導通状態）に
なると、第２図の（ａ）の如く、GTOサイリスタ４の電
圧は上昇し、電流は第２図の（ｂ）の如く急激に減少す
る。この時、GTOサイリスタ４からは過電圧が発生する
が、この過電圧はダイオード８、コンデンサ９、抵抗器
10にて構成されるスナバ回路にて吸収される。第２図
（ｆ）にスナバ・コンデンサ９の電流を、また、第２図
（ｅ）にスナバ・コンデンサ９の電圧を示す。

一方、GTOサイリスタ４がターン・オフすると、アノー
ド・リアクトル６に流れていた電流はアノード・リアク
トル６→ダイオード13→パルス・トランス11の一次巻線
→アノード・リアクトル６のループを辿って還流する。
そして、これによりパルス・トランス11が励磁される
と、その二次側電流（第２図（ｉ））がパルス・トラン
ス11二次巻線→ダイオード12a→フィルタ・コンデンサ
３→ダイオード12d→パルス・トランス11二次巻線のル
ープを辿って流れ始め、GTOサイリスタ４の導通時にア
ノード・リアクトル６に蓄積されたエネルギの直流電源
１への帰還が行われる。従って、アノード・リアクトル
６の電流は蓄積されたエネルギの減少とともに第２図
（ｄ）の如く減少してゆく。

この帰還モードにおいて、直流電源１の値をＥ［ｖ］、
パルス・トランス11の一次側対二次側の変圧比を１対Ｎ
とすると、パルス・トランス11の一次側電圧は第２図
（ｈ）の如く、E/N［ｖ］だけクランプされることにな
り、この影響でこのクランプされた電圧分、アノード・
リアクトル６の電圧は低くなる（第２図（ｃ））。従っ
て、GTOサイリスタ４のアノード〜カソード間電圧は第
２図（ａ）の如く、直流電源１の電圧Ｅ［ｖ］と上記パ
ルス・トランス11の一次側電圧E/N［ｖ］の和であるＥ
＋（E/N）［ｖ］にクランプされる。

ところが、上記のようにGTOサイリスタ電圧がクランプ
されるのは、パルス・トランス11が励磁された後（t3時
以降）であるため、GTOサイリスタ４がターン・オフし
た直後（t2時）は、上記の一連の帰還動作は行われず、
第２図（ａ）の如くGTOサイリスタ電圧はt2からt3と時
間が進むにつれて更に上昇して過電圧になる。

この過電圧を抑制するために従来はダイオード15、コン
デンサ16、抵抗器17よりなるサージ吸収回路を用いてい
たが本装置では低抵抗値の抵抗器14を用いて消費してい
る。

次に本発明の特徴を導き出す上記抵抗器14の作用を説明
する。

すなわち、第２図（ａ）において、GTOサイリスタ４が
ターン・オフすると、その際の発生過電圧はスナバ回路
に吸収され、次いで、アノード・リアクトル６に流れて
いた電流は、ダイオード13を介してパルス・トランス11
の一次巻線と抵抗器14に分流し始める。パルス・トラン
ス11が励磁されるまでの間は、アノード・リアクトル６
に蓄積されたエネルギにより、抵抗器14に流れる電流が
増加するため、アノード・リアクトル６の誘起電圧Ｖ
_ANLもこれに伴って上昇し、GTOサイリスタ４に印加され
る電圧Ｖ_GTOは直流電源１の電圧をＥ［ｖ］とすると、 Ｖ_GTO＝Ｅ＋Ｖ_ANL［ｖ］ …（１） の関係を以て上昇することになる。しかし、Ｖ_ANLはダ
イオード13の順方向電圧降下はほぼ零と考えられ、無視
できるので、抵抗器14の抵抗値Ｒを小さくすれば、Ｖ
_ANLの上昇を抑制することができ、GTOサイリスタ４に過
電圧が印加されるのを防止できる。従って、本装置では
これを利用する。

例えば、抵抗器14の抵抗値Ｒを0.5［Ω］以下にすれ
ば、負荷７に2000［Ａ］の電流が流れている状態でター
ン・オフした場合、GTOサイリスタ電圧Ｖ_GTOが（Ｅ＋10
00［ｖ］）を超えることは無い。

このようにして、パルス・トランス11の励磁開始までの
間、アノード・リアクトル６の誘起電圧上昇を抑制す
る。

パルス・トランス11の励磁が完了すると、このパルス・
トランス11の二次側に電流が、パルス・トランス11の二
次側→ダイオード12a→フィルタ・コンデンサ３→ダイ
オード12d→パルス・トランス11の二次巻線のループを
辿って流れ始め（２図（ｉ））、アノード・リアクトル
６に蓄積されたエネルギの帰還を行う。この帰還モード
において、直流電源１の電圧がＥ［ｖ］、パルス・トラ
ンス11の一次側の変圧比が１対Ｎであるから、パルス・
トランス11の一次側電圧はE/N［ｖ］にクランプされる
ことになる。従って、GTOサイリスタ４の電圧Ｖ_GTOは Ｖ_GTO＝Ｅ＋（E/N）［ｖ］ …（２） にクランプされる。この時、抵抗器14には第２図（ｊ）
に示すようにE/（Ｎ・Ｒ）の電流が流れ、上記エネルギ
の一部は熱となり、消費される。

第２図（ｄ）のt3時以降に示すように、アノード・リア
クトル６に蓄積されたエネルギが帰還されて減衰して来
ると、第２図（ｃ）に示す如く誘起電圧が減少し、そし
て、パルス・トランス11の一次側電圧がE/N［ｖ］以下
になると、パルス・トランス11によるアノード・リアク
トル６の蓄積エネルギの帰還は終了し、残ったエネルギ
は抵抗器14により速やかに消費され、第２図（ｄ）に示
す如くアノード・リアクトル６に流れる電流は速やかに
減衰して零となる。

このアノード・リアクトル電流のパルス・トランス11に
よる帰還終了後の減衰の割合を第２図（ｄ）に示す。図
において、抵抗器14をパルス・トランス11の一次巻線に
並列に接続しない場合（上述した従来方式）でのアノー
ド・リアクトル電流をＩ_OLD、上記抵抗器14を接続した
場合（本方式）でのアノード・リアクトル電流をＩ_NEW
として示してある。

以上、説明したように、本発明によれば、GTOサイリス
タ４を使用した変換器のアノード・リアクトル６に蓄積
されたエネルギを抵抗器14の作用により、効率良く、し
かも、速やかに、放出することが出来る。

すなわち、GTOサイリスタ４のターン・オフ時、まず、
パルス・トランス11の励磁が完了するまでの間は、抵抗
器14により消費されるため、GTOサイリスタ電圧過電圧
になることを、ダイオードとコンデンサと抵抗器により
構成されるサージ吸収回路を接続せずに抑制できる。

次にパルス・トランス11の励磁が完了すると、ダイオー
ド12a〜12dで構成されるブリッジ回路を介して直流電源
１側にほとんどのエネルギは帰還され、一部は抵抗器14
によっても消費される。

アノード・リアクトル６の誘起電圧が減少して来ると、
パルス・トランス11による帰還は終了し、残ったエネル
ギは抵抗器14により速やかに消費される。

以上により、GTOサイリスタ４がターン・オフする時に
アノード・リアクトル６に蓄積されたエネルギによっ
て、パルス・トランス11が帰還を始めるまでにGTOサイ
リスタ４に過電圧が加わるのを、大容量のコンデンサを
用いるサージ吸収回路を利用することなく、単にパルス
・トランス11の一次側に並列に設けた低抵抗によって吸
収することで抑制できるようになり、また、上記エネル
ギの大部分はパルス・トランスにより、直流電源側に帰
還させたことで余分な発熱を減らして効率の向上を図る
ことが出来るようになるとともに、また、上記エネルギ
を速やかに放出できるため、上記GTOサイリスタのスイ
ッチング周波数を高くしても、上記アノード・リアクト
ルの蓄積エネルギが完全に放出されなくなると云うこと
は無くなり、余分な発熱等の悪影響を及ぼさないので、
スイッチング周波数の高周波化に対応できるようにな
る。

尚、本発明は上記し、且つ、図面に示す実施例に限定す
ること無くその要旨を変更しない範囲内で適宜変形して
実施し得ることは勿論であり、例えば、上記実施例では
チョッパ回路に対し本発明を適用した例を説明したが、
他に、アノード・リアクトルによりdi/dtを抑制する回
路、例えば、GTOサイリスタを２個直列に接続して構成
するインバータ回路に適用することにより、先に述べた
実施例と同等の効果を得ることが出来る。

［発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、GTOサイリスタに
過電圧がかかるのを防ぎ、また、過大なdi/dtが生じな
いように出来るとともに、アノード・リアクトルの蓄積
エネルギをパルス・トランスと抵抗器を併用することに
よって、効率良く放出できるため、回路構成が複雑なサ
ージ吸収回路を簡素化でき、装置の小形・軽量化を図る
ことができるようになる。また、速やかに上記エネルギ
の放出ができるため、上記GTOサイリスタのスイッチン
グ周波数の高周波化にも十分対応可能となる等の特徴を
有する電力変換装置を提供することが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明装置の作用を説明するための波形図、第３図は従来例
を説明するための回路図、第４図は従来装置の作用を説
明するための波形図である。 １…直流電源、２…フィルタ・リアクトル、３…フィル
タ・コンデンサ、４…GTOサイリスタ、5,8,12a〜12d,13
…ダイオード、６…アノード・リアクトル、７…負荷、
９…コンデンサ、10,14…抵抗器、11…パルス・トラン
ス。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、 この直流電源に直列に接続されたアノード・リアクトル
   と、 このアノード・リアクトルに直列に接続され、前記直流
   電源の出力をスイッチングするためのGTO（ゲート・タ
   ーン・オフ）サイリスタによるスイッチング素子と、 前記アノード・リアクトルにダイオードを介して一次側
   が並列に接続されるパルス・トランスと、 このパルス・トランスの二次側に接続され、該二次側の
   出力を前記直流電源に還流するための整流回路と、 前記パルス・トランスの一次側に並列に接続され、かつ
   前記アノード・リアクトルに前記ダイオードを介して並
   列に接続される抵抗器と、 前記スイッチング素子に並列接続される過電圧吸収用の
   スナバ回路と を有する電力変換装置。
2. 【請求項２】前記抵抗器は低抵抗値のものであることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。