JPS59223032A - ディジタル信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号等のディジクル信号を伝送するデ
ィジタル信号伝送装置に関し、特に、伝送時のノイズに
よる悪影響を低減し得るようなディジタル信号伝送装置
に関する。

〔背景技術とその問題点〕

近年において、ディジタル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いワユるＰＣＭ（
パルスコードモジュレーション）信号として伝送（記録
・再生も含む。）することが多くなっている。

このように、アナログ信号をＰＣＭディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミックレ
ンジでディジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位　　゛
時間当りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが
高くなる。

しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）の特性に
より上記ビットレートは制限を受け、また、送受信側（
記録・再生側）でのディジタル信号処理速度等によって
も上記ビットレートの制限が生じ、さらに現実問題とし
て、ＰＣＭ信号記録再生装置等の製品を供給する場合の
経済性、ニス１−パフォーマンス等を考慮することによ
り、なるべく低いビットレートで高品質の信号伝送ある
いは記録再生を行なうことが重要となる。

そこで、入力信号に応じて量子化ステップ幅を変えるこ
とにより１ワード当りのビット長を短縮するような適応
型（アダプティブ）ＰＣＭ方式により、ダイナミックレ
ンジを広く保った才まビットレートを低減することが行
なわれている。この場合、１ワードのビット長が長い入
力ディジタル信号を適応型（アダプティブ）処理して短
かいビット長のワードに変換するような再量子化が行な
われるため、量子化ノイズの影響が大きくなるという欠
点がある。

〔発明の目的〕

本発明は、このような従来の実情に鑑みてなされたもの
であり、聴感覚におけるマスキング効果に着目し、入力
信号の周波数スペクトルに応じて量子化ノイズスペクト
ルを変化させ、マスキング効果が最大限得られるように
して、見かけ上（聴覚上）のノイズ低減を可能とするよ
うなディジタル信号伝送装置の提供を目的とする。

〔発明の概要〕

すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送装置の特徴
は、入力信号のサンプリング値に基づくデータをディジ
クル化して伝送するディジタル信号伝送装置において、
上記入力信号の周波数スペクトルの形態を検出する手段
と、上記ディジタル化の際のノイズの周波数スペクトル
を変化させる手段とを備え、上記検出手段からの検出出
力に応じて上記ノイズスペクトル変化手段を制御し、入
力信号の周波数スペクトルに対応したノイズスペクトル
とすることを特徴とし、入力信号スペクトルとノイズス
ペクトルとが近似することによるマスキング効果により
見かけ上（聴覚上）のノイズ低減を図ったものである。

〔実施例〕

本発明の詳細な説明に先立ち、一般のＰＣＭ、差分ＰＣ
Ｍ、和分ＰＣＭの差違、及び適応型（アダプティブ）処
理について説明する。

先ず、一般ＰＣＭと差分ＰＣＭについて説明すると、第
１図に示すような入力信号をサンプリングした各サンプ
リング波高値りを量子化し符号化したものが一般ＰＣＭ
データであるのζこ対し、隣接サンプリング値開の差分
値ｄを量子化し符号化したものが差分ＰＣＭデークであ
る。そして、入力波形が比較的ゆっくりと変化するとき
、すなわちサンプリング周波数に比べて入力信号周波数
が低い場合には、サンプリング波高値に比べて上記差分
値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、差分ＰＣＭ
の方が一般ＰＣＭよりも大きなダイナミックレンジを得
ることができる。

ここで、一定周波数ｆｉ（角周波数ω１＝２πｆＩ）の
正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数ｆ８でサン
プリングし、隣接サンプリング値開の差分子（ｔ）＝ａ
ｉｎω１ｔ　　　−・・・・・・・・・・・・・・・■
とするとき、サンプリング周期Ｔｓ　（−１／ｆｓ　）
のときの差分値ｄ（ｔ）は、 ｄ（ｔ）−ｆ（ｔ）　　ｆ　（ｔ−Ｔｓ）このｄ　（ｔ
）の最大値を求めるために、０式を微分して、 十ａｉｎ−１００８ω、ｔ　　　　　　　・・・・・・
・・・・・・・・・■Ｓ この０式のｄ（ｔ）＝Ｑとおいて、 この０式より、 ・・・・・・・・・・・・・・・■ 従っ・て、０式よりｄ　（ｔ）の最大値ｄｍａｘは、こ
こで、一般のＰＣＭの場合のデータの最大値は最大サン
プリング値となる振幅値であり、■式の振幅１であるか
ら、差分ＰＣＭの最大値と一般ＰＣＭの最大値が等しく
なる入力周波数ｆ１□は、上記０式のｄｒｎａｘ−１と
して、 ２００８五−１ ｉ ω＋１’　　　−ｒ　１−π ３２３ １１ 、、、　Ｊ＋＞　−（ｄｉｌ−上・ｆｓｃｏｓ　＝２π
　　　２π 中０．１６７ｆ、　　　　　　・・・・・・・・・・・
・・・・■すなわち、入力周波数ｆ１がサンプリング周
波数ｆ。

の１／６となるとき、差分ＰＣＭデータの最大値と一般
ＰＣＭデータの最大値とが等しくなり、同じダイナミッ
クレンジとなる。

次に、上、記サンプリング値の隣接するものの和分値を
量子化し符号化したものが和分ＰＣＭデータであり、上
記正弦波の入力信号ｆ（ｔ）のときの和分値ａ（りは、 ａ（ｔ）＝　ｆ　（ｔ）十ｆ　（ｔ　−Ｔｓ　）＝弛ω
、　ｔ　４ｓｉｎωｉ（ｔ−五）　　・・・・・・・・
・曲・・■となる。この和分値ａ−（ｔ）の最大値ａｍ
ｍｚは、前記差分値の場合上同様に計算でき、 ３□８、＝５＋２ｅｏｓふ　　　　１０８９．１０１３
００．■Ｓ− 従って、和分ＰＣＭの最大値′と一般ＰＣＭの最大値と
が等しくなる入力周波数ｆｒ２は、ｆｅ２−饋 一にωｉ’（−４） ２π　　　　　　２ 一青ｆ・ モ０．３３３ｆｓ　　　　　　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・［相］となる。すなわち、入力周波数
ｆｉ　がサンプリング周波数ｆｓの１７３となるとき、
和分ＰＣＭデータの最大値と一般ＰＣＭデータの最大値
とが等しくなる。

従って、入力信号を一定のサンプリング周波数でサンプ
リングし、上記波高値、差分値、及び和文値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときに得られるダイナミッ
クレンジは、例えば第２図のようになる。この第２図に
おいては、縦軸にダイナミックレンジのｄ１３値を、横
軸に入力信号周波数ｆＩ　をそれぞれとっており、サン
プリング周波数ｆＳ及び量子化ビット数をそれぞれ例え
ば３２ｋＨｚ及び８ビツトきした場合の、一般ＰＣＭモ
ード時の特性曲線Ａ、差分ＰＣＭモード時の特性曲線Ｂ
、及び和分ＰＣＭモード時の特性曲線Ｃを、それぞれ示
している。この第２図から明らかなように、入力信号周
波数ｆ１が低域からｆｓ　／　６までのときは、差分Ｐ
ＣＭモードのダイナミックレンジが大きく、相対的に圧
縮効率が最も高い。同様に、入力信号周波数ｆ１がｆｓ
／６からｆｓ　／　３までの範囲では一般ＰＣＭモード
が、また入力信号周波数ｆｌがｆｓ／３以上のときは和
分ＰＣＭモードが、それぞれダイナミックレンジを大き
くとれ、圧縮効率が高いものとなる。

ところで、以上のような差分Ｐ、　ＣＭデータ等のディ
ジタルデータを伝送（記録・再生も含む。）する′際に
、データの全ビットを用いずに一部のビットを伝送する
ような適応型（アダプティブ）処理が一般に知られてい
る。

例えば第３図は、適応型差分ＰＣＭのエンコーダの一例
を示し、この第３図において、入力端子１には上記サン
プリング値を量子化（及び符号化）したディジタル信号
が供給されている。この入力ディジタル信号は、加算器
２に送られて、局部デコーダ１０からの出力との差すな
わち誤差分がとられ、この加算器２からの誤差信号は、
量子化器３により再量子化されて、１ワードのビット長
を短かくするようないわゆるピットリダクションがなさ
れ、出力端子５に送られる。ここで、アダプティブアル
ゴリズムブロック４は、量子化器３及び量子化器特性と
コンプリメンタリ動作を行なう乗算器６の特性を適応的
に変化させるものであり、そのアルゴリズムには種々の
ものが考えられているが、代表例としては、出力信号レ
ベルが犬となるほど量子化器３の量子化ステップ幅を大
きくとるようにしたものがある。局部デコーダ１０は、
量子化器３からの出力信号をデコードして予測された出
力としての局部デコーダ出力を加算器２に送り、上記入
力信号力）ら減算することにより、入力信号と予測信号
の差、すなわち上記誤差信号を得るためのものである。

この局部デコーダ１０は、量子化器３に対して相補的な
動作を行なう乗算器６と、この乗算器６の出力と上記局
部デコーダ出力とを加算する加算器７と、この加算器７
からの出力を１サンプリング周期だけ遅延させる遅延回
路８と、この遅延回路８の出方に減衰係数ｋを乗算して
エラー減衰を行なうための係数乗算器９とより成ってい
る。

以上のような適応型（アダプティブ）差分ＰＣＭｘンコ
ーダにおいて、アダプティブアルボＩＪ　スムブロック
４による適応型（アダプティブ）動作は、量子化器３と
乗算器６にて行なわれており、　゛一般的には出力端子
５のエンコード出方が大きいほど大きい量子化ステップ
を与えるようにしている。この適応型（アダプティブ）
動作により、限、られたワードピット長で高域の大ダイ
ナミックレンジ信号を処理することができる。

しかしながら、このようなアダプティブ動作は、エラー
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトラッカビリテ
ィを著るしく損ない、力）っ差分ＰＣＭ等の弱点である
エラー伝播の悪影響を受け、使用上耐え難いものとなる
おそれがある。

このエラー伝播について以下に説明する。

第４図は、上記差分ＰＣＭデータを得るためのエンコー
ダの基本構成例を示すブロック回路図であり、入力端子
１１に入力された上記サンプリング波高値データは、加
算器１２及び遅延回路１４に供給されている。遅延回路
１４は、１サンプリング周期Ｔｓだけ入力データを遅延
するものであり、この遅延データは減衰係数ｌ（を乗算
するための係数乗算器１５を介して加算器１２に減算入
力として送られる。この加算器１２からの出力が、上記
差分ＰＣＭデータとして出力端子１３に送られる。

この第４図の入力端子１１に順次（サンプリング周期毎
に）入力される波高値データをそれぞれＷｏ　　、　Ｗ
ｒ　　、　Ｗｚ　、・・・とするとき、差分値データＤ
＋　　、　Ｄ２　、・・・は、 Ｄｓ　”　Ｗｌｋ　−Ｗ。

Ｄ２　＝　Ｗ２−　ｋ串Ｗ１ となる。この減衰係数には、０（ｋ（１であり、エラー
発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデータ
の影響を低減するためのものである。

しかし、ｋを小さく選ぶこと（こより、エラー伝播時間
を短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大
効果を減らしてしまうため、ｋをあまりに小さくするこ
とは好ましくない。

そこで、減衰係数にのダイナミックレンジに対する影響
を調べるために、第４図の入力ｘ（ｎＴ）に対する出力
ｙ　（ｎＴ）の関係をみると、ｙ　（ｎＴ）＝ｘ　（ｎ
Ｔ　）−ｋ　−ｘ　（ｎＴ−Ｔ）　・−曲−■ただしＴ
はサンプリング周期 となる。いま入力としてｅｊ　ｗｔをとると、０式は、
ｙ（ｎＴ）＝ｘ（ｎＴ）−ｋｅ−”Ｔｘ（ｎＴ）＝（１
−ｋｅ””）ｘ（ｎＴ）　　’−−−−−−−−−（９
となり、伝達関数Ｈ（ｅ””）は、 Ｈ（ｅ”Ｔ）　＝　１−　ｋ　ｅ”” また、伝達関数の大きさＩＨ（ｅｊ＆Ｔ）１は、ＩＨ（
ｅｊ″）　Ｉ　＝１１−　ｋｅ”ＴＨ””　Ｉ　（１ｋ
ｏｏｓω’ｌ’）＋ｊ　ｋｓｉｎωＴ　ｌ”　（（１−
ｋｏｏｓωＴ）２＋（ｋｇｉｎωＴ）”）’＝（１＋に
２−２に咲ωＴ　）ｈ　　・・・・・曲［相］ここで入
力周波数をｆｌ（−−７ρとし、サンプリング周波数を
ｆｓ（−１／Ｔｓ　）　とすると、ω＋Ｔｓ　＝　２π
ｆ　＋Ｔｓ ＝２．ｒ方 ｆ８　　　　　　−−−−−゛−°−−−−−−−０以
上より、 Ｉ　Ｈ（ｅ”Ｔ）　１７．＝　（１＋ｋ　〜、２　ｋａ
ｏｓ　２　π久）１／２−、−＠この［相］式を、ｆｉ
＝Ｏ（直流）における伝達関数の大きさで正規化すると
、 このＧとｆ１／ｆｓとの関係を、ｋをパタメータとして
表示すると、第５図のようになる。

この第５図からも明らかなように、ｋの値が小さくなる
に従って、低域カットオフ周波数は上昇し、高域に対す
る低域のダイナミックレンジ拡大量は少なくなってゆく
。従って、ｋは例えば０８５以上に選ぶことが望ましく
、この程度のｋの値でもエラー伝播を短かい時間におさ
え込めるような技術が要望されている。

そこで、本発明の実施例においては、差分ＰＣＭデータ
等を一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。

すなわち、第６図において、前述したアダプティブ処理
された差分ＰＣＭデータのｎ−１ワードのデータＤ’ｌ
　、　Ｄ２　、・・・＋Ｄｎ−１を１ブロツクとし、こ
の１ブロツク内に、前記波高値データ（一般ＰＣＭデー
タ）Ａｂのワード、及び前記アダプティブ（適応型）処
理の情報データＡｄを示すワードを、それぞれ少なくと
も１ワードずつ含めて、ｌブロックを少なくともｎ＋１
ワードで構成している。

ただし、これらのワードのビット長は、各データに応じ
て異ならせてもよく、例えば、波高値（あるいは瞬時値
）情報ワードのデータＡｂについては１４ビツト、アダ
プティブ処理された差分データＤ、−Ｄｎ−，の各ワー
ドやアダプティブ情報Ａｄのワードについては１ワード
７ビツトのようにすればよい。また、一般ＰＣＭモード
、差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモードを適宜選択して
伝送する場合には、上記差分データＤ、−Ｄ、、の各ワ
ードの位置に、それぞれ一般Ｐ　Ｃ’Ｍデータ（波高値
データ）ワードや差分データワードや和分データワード
を配すればよく、さらに上記１ブロツク中にモード選択
情報ワードを含ませるようにすればよい。

このようにブロック化した場合のアダプティブ情報ワー
ドのデータＡｄは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理さ′れたデータの全ワード、例えば第６図の差
分ＰＣ’ＭデータＤｉ＝Ｄｎ−ｘに対して共通に用いら
れるものである。これは、従来においてアダプティブ処
理されたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプ
ティブ情報を含ませているのに比べて、分離された形態
でアダプティブ情報が存在しているので、全体のビット
数を少なくできるとともに、このアダプティブ情報だけ
を誤り訂正能力の高い符号構成としても全体の冗長度の
増加は少なくてすむ。このような符号構成例を第７図に
示す。この第７図において、パリティデータＰ１はアダ
プティブ情報、Ａｄのみのパリティチェックを行ない、
パリティデータＰ２は、アダプティブ情報Ａｄ　、瞬時
波高値データＡｂ及び１ブロツク分の差分ＰＣＭデータ
Ｄ　ｌ＝　Ｄｎ−ｈの全てのパリティチェックを行なう
。さらに、上述のように、一般ＰＣ，Ｍモード、差分Ｐ
Ｃ’Ｍモード、及び和分ＰＣＭモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、３モードのうちの１モードを選
択するのに要するビット数は２ビツトであるから、尚該
ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロックに
ついてのモード選択用情報をも含めて、全体として６ビ
ツトのワードとすればよＧ）。

このように複数のワードをブロック化することにより、
ｋを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分ＰＣＭデータ伝送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とで、１ビットエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周波数ｆｓ
＝３２ｋＨｚ、減衰係数に＝０．９９とするとき、従来
のブロック化を行なわない差分ＰＣＭデータ伝送におい
ては、エラーが発生時の１係に才で減衰するためには、
アダプティブ動作の狂いの影響を無視しても、 ０．９９ｎ≦０．０１ を満足するようなｎサンプリング周期の時間の経過が必
要である。このときのｎは４５９以上であり、エラー伝
播時間ｎＴｓ　（Ｔｓ　＝１／ｆｓ＝　０．３１５ｍ５
）は、 ｎＴ５キ１４．３　ｍｓ となる。これに対して、例えば３２ワ「ドを１ブロツク
さする場合には、１ブロツク内でエラー伝播が完結され
るため、約１ｍｇ程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数ｋを特に小さくする必要がな
く、第５図から明らかなように、低周波域のダイナミッ
クレンジを大きくとることができ、またアダプティブ動
作も大きくとることができる。

ところで、このようなブロソ化を行なう場合に、一般Ｐ
ＣＭモード、差分ＰＣＭモード、和分ｐｃＭモードのそ
れぞれのモードにおける１ブロツク内の各ワードの最大
の絶対値が、上記３つのモードのうぢのいずれのモード
で最も小さくなるかによって、ブロック内の信号スペク
トルの主要部分がどの周波数領域に存在するかを知るた
めの条件、さらに圧縮率の高いモードを判断可能とする
ための条件を調べる。

いま、入力信号を周波数ｆ、の正弦波信号とし、１ブロ
ツクのワード数をＮ、ブロック周期をＴＢとするとき、
第８図に示すように、ブロック周期ＴＢが入力信号の周
期Ｔ＋　（−１／ｉｒ＞の１／２以上あれば、一般ＰＣ
Ｉｖｌモードの１ブロツク内の最大絶対値は入力信号の
振幅値（ゼロ−ピーり値）に略等しくなる。１ブロツク
内のワード数Ｎは、Ｔｎ／Ｔｓ（ただしＴｓはサンプリ
ング周期）で与えられるから、 ＮＪし一遍エーｆｓ　　　　、、、、、、、、、、、、
、、、。

Ｔｓ　　　２ＴＳ　　２ｆ１ の条件が成り立つワード数Ｎが１ブロツク内にとられて
いれば、一般ＰＣＭモードの１ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値に近い値となり、■ブロック内の
最大絶対値は差分ＰＣＭモードの方が一般ＰＣＭモード
よりも小さくなる。これに対して、上記０式の条件が満
たされないワード数Ｎのときには、一般ＰＣＭモードの
ブロック内最大絶対値が減少して、差分ＰＣＭモートの
ブロック内最大絶対値よりも小さくなることがあり得る
が、そのＮの値は３よりも小さいことが次のように示さ
れる。

すなわち、第９図のように、入力正弦波の谷サンプル点
をａ、ｂ、ｃ、・・・とし、点ａとｂは、これらの差分
値が最大となるように入力−正弦波のゼロクロス点から
時間軸上で等距離の位置に配されているとすると、ａ、
ｂ間の差分値（の絶対値）Ｄａｂは、 Ｄａｂ　＝　２　ａｉｎ　２　ｙｒ　ｆ＋　・工　　　
　曲−曲−−−−−−＠ｆｓ 次に、点ａからＮ個のサンプル点を１ブロツク内に含む
とすると、ブロック内最大値（ただし絶対値）Ｌは、 Ｎ　＝　２．５ となり、Ｎは整数であることより、Ｎが３以上あｆ。

れば、Ｎ〈−の領域においても、差分Ｐ’ＣＭモ２ｊ’
ｉ −ドの方が一般ＰＣＭモードよりもブロック内の最大絶
対値を小さくすることができ、上記各モード、例えば一
般ＰＣＭモードと差分ＰＣＭモードとの間で、■ブロッ
ク内の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低
を判断することがてき。

る。

また、以上のようにフロック単位で最適モードを選択し
て切換えることにより、従来において差分ＰＣＭモード
の高域で問題となっていたエラー発生時のエラーの拡大
を防止することができる。

ここで、第１０図及び第１１図は、入力信号周波数ｆｉ
　＝１０ｋＨ７で、サンプリング周波数ｆＳ＝３２ｋＨ
ｚのとき、すなわちＪ□）　ｆｓ／　６のときの、ビッ
トエラー発生時の影響を、一般ＰＣＭモードζこよるデ
ータ伝送の場合（第１Ｏ図）、及び差分ＰＣＭモードに
よるデータ伝送の場合（第１１図）Ｏこついてそれぞれ
示す波形図であり、受信側（あるいは再生側）でのデイ
ジタルーアナロタ変換後の波形（第１０図Ｂ、第１１図
Ｂ）と、このディジタル−アナログ変換された信号をロ
ーパスフィルタを介して取り出した波形（第１０図Ａ、
第１１図Ａ）とをそれぞれ示している。これらの第１０
図、第１１図において、時間軸上の点Ｅにてビットエラ
ーが発生しており、一般ＰＣＭモード（第１０図）の方
が、差分Ｐ′ＣＭモード（第１１図）よりもエラーの影
響が少ないことが明らかである。

そして、本発明においては、ｆ、”）ｆＳ／６のときζ
こは一般ＰＣＭモードを選択しており、ビットエラーに
よる影響が抑えられていることが明らかである。

本発明は、例えばこのようなフロ・ツク単位で入力信号
の周波数スペクトルを検出して、この検出されたスペク
トルに応じてアダプティブ処理時の再量子化の際に、後
述するようなノイズシエイピンクを行ない、マスキング
効果が最大限得られるように再量子化ノイズスペクトル
を形成するものである。なお、上記周波数スペクトルの
形態は、上記モード選択情報によって知ることができ、
モード選択情報を得るための構成が周波数スペクトル検
出手段に対応することになる 次に、本発明の好ましい一実施例として、以上説明した
各技術的思想を実現するための具体的構成例について図
面とともに説明する。

第１２図ばＰＣＭ＠号伝送に用いられるＰＣＭエンコー
ダの一例を示すブロック回路図である。

この第１２図において、エンコーダの入力端子３１には
、例えば１４ビツトめディジタルデータ信号（サンプリ
ング波高値データ信号）が供給されている。この入力端
子３１に接続さｆしたプリエンファシス回路３２は、特
に高域の信号を強調してＳＮＮ全全向上るために用いら
れるものでアシ、例えば５０μｓの時定数のものが用い
られる。このプリエンファシス回路３２からの例えば１
４ビツト出力は、マルチプレクサ３３、ブロック内最大
値検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和分処理
回路３６に、それぞれ送られるＯブロック内最大値検出
比較回路３４には、上記ブリエ／ンアシス回路３２から
の１４ビツトサンプリングデ一タ信号の他に、差分処理
回路３５からの例えば１５ビット差分データ信号、及び
和分処理回路３６からの１５ビット和分データ信号が供
給さ汎ている。このブロック内最大値検出比較回路３４
において、エプロンク（複数ワード）内の上記各データ
の絶対値の最大値全それぞれ検出して比較し、最大値の
小さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モード選択
を行なう。差分処理回路３５は、例えば前記第４図のよ
うな基本構成を有し、プリエンノァシス回路３２からの
サンプルデータのうちの隣接するワードの差分データを
順次取り出す。すなわち、上記１ブロツクに対応して上
記サンプル波高値データのｎワードＷ。、Ｗｌ　・φ・
Ｗ、□が入力されるとき、差分処理回路３５からは、 Ｄ、　　＝Ｗｏ−ｋ　串Ｗ１ Ｄ２．＝Ｗ、−ｋ　−Ｗ２ Ｄｎ、　＋＝＝　Ｗｎ、、、ｌ−ｋ　＠Ｗｎ、−まただ
しｋは減衰係数、０（’ｋ（１ のｎ−１ワードの差分ＰＣＭデータＤ□　、Ｄ２　。

・・ψ１Ｄｎ−１が出力される。この１ブロツク分の各
差分ＰＣＭデータＤ１〜Ｄｎ−１は、ブロックメモリ３
７に−送られて蓄えられる０和分処理回路３６は、上記
入力波高値データと１サンプリング周期前の入力データ
の係数乗算値との和をとるものであシ、１ブロツク内に
入力される波高値データのｎワードＷ。−Ｗｎ−＋に対
する和分データのｎ−１７−ドＡ１〜Ａｎ−１は、 Ａ、＝Ｗ、＋に・Ｗ。

Ａ２　＝Ｗ２＋に・Ｗ□ Ａｎ−１＝Ｗｎ、−１＋　ｋ　−ｗｎ−２となる。そし
て、ブロック内最大値検出比較回路３４においては、１
ブロツク内のそれぞれのモードにおけるワードのデータ
のうちの最大絶対値、すなわち、一般ＰＣＭモードにお
けるデータ（波高値データＷ、〜Ｗ、、のうちの最大の
絶対値、差分ＰＣＭモードにおける差分データＤ１〜Ｄ
ｎ、、−。

のうちの最大の絶対値、及び和分ＰＣＭモードにおける
和分データＡ１〜Ａｎ、−１のうちの最大の絶、対値を
それぞれ検出し、これらの３モードの各最大絶対値を比
較して、最も小さい最大絶対値を持つモードが前述した
等しいビット数でダイナミックレンジを広くとれるよう
な圧縮効率の高いモードであると判断し、このモード情
報及びこのモードの最大絶対値を、モード選択・アダプ
ティブ情報算出回路４１に送る。ここで、入力信号が正
弦波の場合には、前述した第２図に示す周波数特性に応
じて、ダイナミックレンジが最も広くなるモードに切シ
換わるようなモード選択が行なわれる。

従って、ブロック内最大値検出比較回路３４は、入力信
号周波数スペクトルの検出機能を有するものとみなすこ
とができ、差分ＰＣＭモードが選択されたときには中低
域周波数の信号が、一般ＰＣＭモードが選択されたとき
には高域周波数の信号が、また、和分ＰＣＭモードが選
択されたときにはさらに高い周波数の信号が、それぞれ
入力されたものと判断することができる。

次に、モード選択０アダプテイブ情報算出回路４１は、
上記最大値の小さいモード、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
全示すアダプティブ情報を出力する回路であシ、モード
選択情報はモード切換処理回路４２及びマルチプレクサ
３３に、また４２には、ブロックメモリ３７に蓄えられ
たｌブロン４分の差分処理データＤ１〜Ｄｎ−１が送ら
れておシ、上記モード選択情報に応じて選択されたモー
ドの１ブロック分の全ワードのデータ、すなわち、一般
ＰＣＭモード選択時にはＷ、〜Ｗ、、のデータ、差分Ｐ
ＣＭモード選択時にはＤ１〜Ｄ□−１のデータ、和分Ｐ
ＣＭモード選択時にはＡ１〜Ａｎ−、のデータをそれぞ
れ出力し、アダプティブ処理回路４３に送る。ここで、
モード切換処理回路４２の具体的動作としては、入力デ
ータであるエブロンク分の差分データＤ、〜Ｄｎ、−，
及びプリエンファシス回路３２からの瞬時波高値データ
Ｗｏに基づいて、上記選択されたモードのデータを得る
ような処理を行なうものであシ、差分ＰＣＭモード選択
時には、入力データＤ１〜Ｄｎ−１をそのまま出力すれ
ばよい。一般ＰＣＭモード選択時には、和分動作によシ
差分処理を打ち消せばよく、具体的には、 Ｗｌ　＝Ｄ１＋ｋＯＷ。

ｗ２　＝Ｄ、＋に・Ｗｌ ｗｎ、、　＝＝　ＤＢ−１＋　ｋ　−Ｗｎ−。

の演算処理全行なえばよい。同様に、和分ＰＣＭモード
選択時には１．和分動作を２回行なうことによシ、上記
入力データＤ工〜Ｄｎ−１及びＷ。ｘｐ和分データＡ１
〜Ａｎ、−１を得ることができ、Ａ４．＝Ｗ１　＋に−
Ｗ、＝Ｄ、＋２ｋＷ。

Ａｎ−１＝Ｗト、　十に＊　Ｗｎ−２＝Ｄｎ−、＋　２
ｉｃＷｎ−２の工うになる。

次に、アダプティブ処理回路４３は、上記最大絶対値に
応じた量子化ステップ幅で、モード切換処理回路４２か
らのブロック内ワードのデータの再量子化を行なう。

このアダプティブ動作の一具体例を説明する。

モード切換処理回路４２からのデータが例えばｉワード
１５ピントで２の補数表示さｎているとき、最上位ビッ
トいわゆるＭＳＢは正負の符号を示し、「０」のとき正
、「ｌ」のとき負のデータを意味する。これに対して、
ブロック内最大値検出比較回路３４において得られた上
記選択されたモードのブロック内最大値は、絶対値でア
ク、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は２の
補数がとられて、常に正の１５ビツト値となっている。

この量大絶対値のＭＳＢは常に「０」であシ、その値の
大きさく特に２進数表示時の実質的な桁数〕゛に応じて
、第１３図に示すように、Ｍ’ＳＢからＬＳＢに向かっ
てｍ　＋’ｌ　（ｆｉｌの「０」が配される０すなわち
、この第１３図の最大絶対値の実質的な桁数は１４−ｍ
であシ、これは浮動小数点表示するときの指数値−に対
応する。モード選択・アダプティブ情報算出回路４１に
おいては、この最大絶対値のＭＳＢから連続する「０」
の個数ｍ　＋　１　ｋ求め、ｍｋアダプティブ情報とし
てアダプティブ処理回路４３に送る。アダプティブ処理
回路４３は、入力１５ビツトデ一タｆｍビット左方にシ
フト操作し、シフト後のデータのＭＳＢよシ例えば７ビ
ツトを有効桁数として取シ出し、マルチプレクサ３３に
送る。

このアダプティブ処理回路４３からの出力データは、エ
プロンク内に入力された１ワード例えば１５ビツトとす
るｎ−１ワードのデータ、すなわち一般ＰＣＭモード選
択時にはデータＷ、〜ｗｎ−。

、差分ＰＣＭモード選択時にはデータＤ、〜Ｄｎ＋１、
和分ＰＣＭモード選択時にはデータＡ１〜Ａｎ、−。

のいず些か全それぞれアダプティブ処理した、■ワード
例えば７ビツトとするｎ−１ワードのデータＸ１〜Ｘｎ
−、であシ、元の１５ピント入力データが正の数のとき
には、第１４図Ａに示すようにＭＳＢよ多少なくともｍ
＋１ビット以上「０」が連続しているから、ｍピント左
方シフトした７ビツト出力データのＭＳＢも「０」で正
の数を表わし、また、元の１５ビツト入力データが負の
数のときには、第１４図Ｂに示すようにＭＳＢより少な
くともｍ＋１ピント以上「ｌ」が連続しているから、ｍ
ピント左方シフトした７ビツト出力データのＭＳＢも「
ｌ」となシ負の数を表わす。

そして、本発明の要部として、このアダプティブ処理回
路４３に関連してノイズスペクトル変更のためのノイズ
シェイピング回路部４６が設けられている。このノイズ
シェイピング回路部４６の基本構成及び動作原理につい
ては後述するが、要点としては、再量子化７行なうアダ
プティブ処理回路辱３の入力と出力との間で生じたエラ
ー分を、エラーフィードバック回路４４で検出してアダ
プティブ処理回路４３の入力側に１サンプル周期遅延し
て帰還（フィードバック）することによシ、再量子化ノ
イズのスペクトルを例えば高域側に集中するようなスペ
クトル形状に変更するものである。この場合、聴覚のマ
ネキング効果を考えると、ノイズのスペクトルを入力信
号のスペクトルの形状にできるだけ一致させることが望
ましい。実際には、高い周波数領域で選択されるモード
はど太きなエラーフィードバックをかけるようにすれば
よい。

なお、アダプティブ処理回路４３の出力は７ビツトに圧
縮されているから、これを入力側の１５ピントに復元す
るためのビット復元回路４５が現実には必要となる。

マルチプレクサ３３は、プリエンファシス回路３２から
の瞬時波高値データＡｂ、モード選択・アダプティブ情
報算出回路４１からのアダプティブ情報データＡｄ及び
モード選択情報データＭ１さらにアダプティブ処理回路
４３がらのアダプティブ処理及びノイズシェイピング処
理のなされたｎ−１ワードのデータｘ１〜ｘｎ−１’１
、時系列ディジタルデータに変換し、例えば第１５図に
示すような順序で各ワードのデータをシリアル伝送する
。この第１５図のモード選択情報ワードのデータＭ−＋
　　−Ｍｏ−Ｍ□は、ｌブロック前のモード選択データ
Ｍ−１、現在送ろうとするブロックのモード選択データ
ＭＯ１及び１ブロツク後のモード選択データＭ□の３ブ
ロック分のモード選択デ−タ全１ワードとして伝達する
ことを示しておシ、■ブロックのモード選択データが３
回伝送されるため、伝送エラーに強い効果がある。

マルチプレクサ３３からは、第１５図のようなワード配
列順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるい
はエラー訂正部分等を含んだブロック単位のシリアルデ
ータが、出力端子３９全介して出力さ汎、銅線や光ファ
イバ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ
、磁気ディスク、光学ディスク等の記録媒体に記録され
る。

このようにしてブロック単位でシリアル伝送されたディ
ジタル信号、ｒ、Ｉ）元のサンプリング波高値信号を復
元するためのデコーダは、例えば第１６図のように構成
すればよい。

この第１６図において、入力端子５１には、伝送媒体（
記録媒体も含むｑ）からの第１５図のようなワード配列
で１ブロツクが構成されるディジクル信号が入力さ九、
この入力信号はマルチプレクサ５２に供給さｎる。マル
チプレクサ５２は、例えば上記入力ディジタル信号中の
ブロック同期信号やワード同期信号に基いて、前述した
各種データＡ　ｂ　ｇ　Ａ　ｄ　ｇ　Ｍ　ｇ　ＸＨ”Ｘ
Ｈ−１に互いに分離し、アダプティブ処理さ九たいずれ
かのモードのデータＸ１〜ｘｎ−、ｉアダプティブ（復
元）処理回路５３に送る。この処理回路５３はマルチプ
レクサ５２からのアダプティブ情報データＡｄに基づき
、アダプティブ復元動作を行なう。例えば７ビントのデ
ータＸ、〜Ｘｎ、、−，のＭＳＢ（符号を示すビット）
を前記ｍビット分符号拡張してｍ＋７ビツトとし、さら
にＬＳＢに続けて８−ｍビットの無効ビットを付加して
、全体として１５ピントの２の補数表示データに変換す
る。この１５ビソードのデータであシ、一般ＰＣＭモー
ドが選択されているときには前記データＷ１〜Ｗｎ−１
．差分ＰＣＭモード時には前記データＤ、〜Ｄｎ−１．
和分ＰＣＭモード時には前記データＡ１〜Ａｎ　−１！
なっている。この↓うなアダプ・ティグ（復元）処理回
路５３からのデータは、モード切換処理回路５４に送ら
れ、上記モード選択データＭ。に応じた処理が行なわれ
て、前述した波高値データＷ１〜Ｗｎ＝　となってマル
チプレクサ５５に送られる。

このモード切換処理回路５４における動作としては、入
力データが一般ＰＣＭデータＷ１〜Ｗｎ−１のときには
そのまま出力し、゛入力データが差分ＰＣＭデータＤ１
〜Ｄｎ−，”のときには前述のような和分動作にｘｐデ
ータＷ１〜Ｗｎ−□に変換し、入力データが和分ＰＣＭ
データＡ１〜Ａｎ、−，のときには差分動作に、＋Ｊデ
ータＷ１〜Ｗｎ−，に変換する。これらの和分動作及び
差分動作時には、瞬時波高値データＡ　ｂ　（＝Ｗ−ｏ
　　）も使用さ九る。

次に、マルチプレク＋ｊ５５は、入力段のマルチプレク
＋ｊ５２からの瞬時波高値データＡｂ　（ＷＯ）、及び
モード切換処理回路５４からの波高値データＷ１〜Ｗｎ
−□を、例えばサンプリング周期で順次エワードずつ出
力し１．エプロンク周期でｎワードのデータＷ。−ＷＨ
−、ｆｆｉ順次出力する。マルチプレクｖ５５からの出
力は、前記プリエンファシス回路３２と逆の特性金有す
るディエンファシス回路５６を介して、出力端子５７よ
シ取シ出される。

次に、本発明の要部となるマスキング効果及びノイズシ
ェイピング処理について説明する。

第１７図ＡＸＢは純音による純音のマスキング効果特性
を示すグラフであシ、それぞれ縦軸に最小可聴限の移動
をｄＢ値で、横軸に第２音の周波数をＨｚで示している
。そして、第１７図Ａは第１音が４００Ｈｚ、第１７図
Ｂは第１音が２４００Ｈ，ｚの場合をそれぞｔ示し、％
性曲線近傍の数値（ｄＢ値）は第１音の感覚レベルを示
している。

これらの第１７図ＡＸ　Ｂから明らかなように、第１音
９周波数と第２音の周波数が近いとき、大きなマスキン
グ効果が得られている。

従って、入力信号スペクトルの主要部にノイズのスペク
トルの主要部が一致するよ・うに例えばノイズシェイピ
ング処理を行なうことにより、大きなマスキング効果が
得られ、聴感上のＳＮ比が改善さ扛る〇 次に、第１８図はノイズシェイピング回路の基本構成の
一例を示し、入力端子６１に供給された入力Ｘ１が、前
述したアダプティブ処理回路等の再量子化器６２によシ
再量子化さｎて出力端子６３に出力Ｙとして出力される
回路に対してエラーフィードバック全力・けた例を示し
ている。この第１８図において、入力端子６１と再量子
化器６２との間には加算器６４は、ニジ−フィートノく
ツク系６５からの出力Ｘ２に上記入力ＸＩＪ：、！ｌ）
減算するように動作する。エラーフィードバック系６５
は、この系の入力’ｆｌｌ！１．１ニジ、加算器６６、
■サンプリング周期遅延回路６７、及び減衰係数ｋｋ乗
算する係数乗算器６８が直列に接続さｎて構成されてい
る。加算器６Ｇは、再量子化器６２の出力Ｙから上記加
算器６４の出力Ｘ３（＝Ｘ１−Ｘ２）を減算して、減算
出力Ｘ４ｆｆｉ得ている。この出力Ｘ４は遅延回路６７
にてｌサンプリング周期遅延された後に、係数乗算器６
８に送られて、減衰係数ｋが乗算され、上記出力Ｘ２と
なって加算器６４に送られる。

このような回路構成において、 Ｘ３＝Ｘ１−Ｘ２　　　−・・・１１＠Ｘ４＝Ｖ−Ｘ３
　　　　、、、、、　　■Ｘ２＝ｌｃ−Ｚ−”・ｘ４　
　、、、―・　■であシ、Ｘ２、Ｘ３を消去すると、 Ｙ−Ｘ１＝（１−ｋＺ　　）Ｘ４　−−−”のｌ　Ｙ　
−ＸＩ　Ｉ　＝　＋　１”−ｋＺ＝　１２・ｌＸ４１＝
　ｌ　（１−ｋｅ−’）　１２・ｌ　Ｘ４１　”””　
＠ただしθ＝ωＴｓ −’−１ｙ−ｘｉ　Ｉ　＝（１＋ｋｚ−２ｋｃｏｓωＴ
ｓ）ｌ　Ｘ４１となる。

次にく第１９図は、上記エラーフィードバックによるノ
イズシェイピングを示し、ｋ＝−１の場合（曲線Ａ）、
及びに＝１の場合（曲線Ｂ）についての周波数に対する
レスポンスを示している。

この第１９図から明らかなようにに＝１では中・低域側
のノイズが極端に減少し、高域側に集中して現われるの
に対し、ｋ＝−１では中・低域側のノイズが大きく、高
域側で減少するスペクトルとなっている。

次に、菓２０図は現実の回路におけるノイズ測定結果を
、ノイズシェイピングなしの場合（曲線Ａ）及びノイズ
シェイピング有シの場合（曲線Ｂ）について示したもの
であり、ノイズシェイピングにｘ９ノイズスペクトルが
変化していることが明らかである。

そこで、入力信号の周波数スペクトルに応じて、具体的
には例えば上記モード選択情報に応じて、ノイズシェイ
ピングにおけるエラーフィードバックの量や正負の極性
等全変化させることにＪニジ、ノイズスペクトルを入カ
スベクトルに近づけることができる。つまシ、同じエネ
ルギー量の量子化ノイズが発生している場合でも、でき
るだけノイズスペクトル全入力信号スペクトルの近くに
集中させる事で、等測的な瞬時Ｓ／Ｎｋ向上させること
ができる。

すなわち、本発明の実施例のディジタル信号伝送装置に
よれば、入力信号のスペクトルに対応し＊ＰＣＭモード
を選択し、かつ、↓シ高い周波数のスペクトル全受は持
つモードはど大きなエラーフィードバックをかける事に
よル、Ｌカ大きなマスキング効果を得ることができ、聴
感１優れたＳＮ比改善効果が得られる。

この他、本発明の実施例に工れば、伝送すべきデータの
複数ワードをブロック化したことにニジ、差分ＰＣＭモ
ードあるいは和分ＰＣＭモードにおブ動作全行なえるた
め、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分（ある
いは和分）ＰＧＭディジタル信号の伝送が可能となる０
さらに、アダプティブ情報’ｋｌブロックにつきエワー
ドの割合で伝送すれば↓いため、各ＰＣＭデータのワー
ド毎にアダプティブ情報金送る場合に比べて少ないビッ
トレートで済み、しかも冗長度を極端に増加させること
なく工２−訂正能力を大幅に高めることが可能となる。

さらに、本発明の実施例によれば、一般ＰＣＭモード、
差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード等の種々の伝送モ
ードにおける上記ブロック内のワ−ドの最大値？比較す
ることにニジ、ニジ大きな圧縮を行なえるモードを選択
して、この選択されたモードのデータ全１ブロツク単位
で伝送しているため、エラー伝播、開時ＳＮ比の劣化、
歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果
のディジタル信号伝送が可能となる。

なお、本発明は上記笑施例のみに駆足さするものではな
く、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更
が可能であることは勿論である。

〔発明の効果〕

本発明のディジタル信号伝送装置によれば、入力信号の
周波数スペクトルに応じて量子化ノイズスペクトルを変
化させることにヨシ、マスキング効果が最大限得ら九る
工うにして、見かけ上（聴感上〕のノイズ低減を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はアナログ信号波形を順次サンプリングするとき
の波高値と差分値を説明するための波形図、第２図は一
般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモード及び和分ＰＣＭモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、第
３図は適応型（アダグチイブ）差分ＰＣＭエンコーダの
一例を示すブロック回路図、第４図は差分ＰＣＭエンコ
ーダの基本構成例を示すブロック回路図、第５図は減衰
係数に応じた差分ＰＣＭ伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第６図はｌブロック内のワードの構成例を示す図、
第７図は１ブロック分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第８図及び第９図はｌブロック内のワード数
による一般ＰＣＭデータ最大値と差分ＰＣＭデータ最大
値との大小関係を説明するためのグラス、第１０図及び
第１１図は一般ＰＣＭモード及び差分Ｐ　ＣＭモードに
おけるビットエ２−の影響をそれぞれ説明するためのタ
イムチャート、第１２図は本発明の一実施例に用いられ
るエンコーダの回路構成の一例を示すブロック回路図、
第」３図は最大絶対値のワードの一例を示す図、第１４
図Ａ、　Ｂはアダプティブ処理の動作を説明するための
図、第１５図は１ブロツク内のワード構成例金示す図、
第１６図は第１２図のエンコーダと対称的な動作全行な
うデコーダの回路構成の一例を示すブロック回路図、第
１７図Ａ、Ｂは純音の純音によるマスキング効果全説明
するためのグラス、第１８図はノイズシェイピング回路
の基本構成例を示すブロック回路図、第１９図及び第２
０図はノイズシェイピングによるノイズスペクトラムの
変化を説明するためのグラスである。 ３１・・・入力端子 ３３．５２，５５・・・マルチブレフサ３４・・・プロ
ンク内最大値検出比較回路３５・・・差分処理回路 ３６・・・和分処理回路 ３７・―・　ブロックメモリ ４１・・・モード選択拳アダプティブ情報算出回路 ４２．５４・・・モード切換処理回路 ４３・・・　アダプティブ処理回路 ４４φ・・　エラーフィードバック回路４６０−ノイズ
シェイピング回路部 ６２・・・再量子化器 ６４．６６・・・加算器 ６５・Φ・エラーフィードバック系 ６７・・・遅延回路 ６８・・・係数乗算器 特許出願人　ソニー株式会社 代理人　弁理士　小　池゛　　　見 回　　　　　　　１）　村　　榮　　−第８Ｎ 第７図 第１５図 第１６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力信号のサンプリング値に基づくデータをディジタル
   化して伝送するディジタル信号伝送装置において、上記
   入力信号の周波数スペクトルの形態を検出する手段と、
   上記ディジタル化の際のノイズの周波数スペクトルを変
   化させる手段とを備え、上記検出手段からの検出出力に
   応じて上記ノイズスペクトル変化手段を制御し、入力信
   号の周波数スペクトルに対応したノイズスペクトルとす
   ることを特徴とするディジタル信号伝送装置。