JPH07121027B2

JPH07121027B2 - 拡声電話機

Info

Publication number: JPH07121027B2
Application number: JP2189688A
Authority: JP
Inventors: 義注太田; 智宏江崎
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-02-03
Filing date: 1988-02-03
Publication date: 1995-12-20
Anticipated expiration: 2010-12-20
Also published as: JPH01198155A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、ハンドセット（送受話器）を用いずにスピー
カとマイクロホンにて通話ができる拡声電話機に関し、
特に、スピーカから出た音が室内の壁などで反射してマ
イクロホンに入ることにより発生するハウリングを防止
する反響消去回路を有した拡声電話機に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

ハンドセット（送受話器）を用いずにスピーカとマイク
ロホンにて通話ができる拡声電話機は、通話中でも両手
が自由に使えるため、特に近年注目されている自動車電
話として用いることは安全性の面からいって必要であ
り、また、会議電話として用いることは不可欠になって
いる。

この様な拡声電話機では、公衆回線からハイブリッド回
路（２線４線変換を行う回路）を介して入力される受話
信号を受話アンプにて増幅してスピーカへ供給してお
り、また、マイクロホンから出力される送話信号を送話
アンプにて増幅した後、前記ハイブリッド回路を介して
公衆回線へ供給している。その際、スピーカから出た音
声が室内の壁や車内の窓ガラスなどで反射され（以下、
この反射された音声を反響音声と言う。）、マイクロホ
ンにて拾われたりすると、その反響音声は音声信号とな
って送話アンプで増幅され、この音声信号（以下、反響
信号と言う。）の一部がハイブリッド回路において前記
受話信号に漏れ込むと、この反響信号は受話アンプで増
幅されてスピーカに供給され、この結果、この反響信号
のループが生じる。

従って、単にマイクロホン，スピーカ，アンプ等で拡声
電話機を構成すると、この反響信号のループによりハウ
リングが発生し、通話が不可能になる恐れがある。

従来、このハウリングを防止するため、拡声電話機では
音声スイッチ方式が用いられてきた。

これは、送話時には受話信号路（ハイブリッド回路から
スピーカに至る迄の信号路）内に損失を挿入し、（具体
的には、減衰器などを挿入する。）、逆に受話時には送
話信号路（マイクロホンからハイブリッド回路に至る迄
の信号路）内に損失を挿入して、上記した反響信号のル
ープを断つ方式である。

しかしながら、この方式では信号路の何れかに損失が入
るため、同時通話が不可能となる。また、損失の挿入切
り換えにより、話しの語頭，語尾に切断が起り、話しに
不自然感を与えるという欠点があった。

この方式に代わるものとして、近年、エコーキャンセル
方式が注目されている。尚、このエコーキャンセル方式
に関連するものとしては、例えば、特開昭61−123324号
公報に記載のものが挙げられる。

このエコーキャンセル方式は、マイクロホンから出力さ
れる送話信号のうち、反響音声より得られた反響信号の
みを打ち消す方式であり、即ち、スピーカからマイクロ
ホンに至る音声の伝達路（以下、反響路と言う。）を推
定して、前記反響信号を模擬する擬似反響信号を作成
し、マイクロホンから出力される送話信号よりこの擬似
反響信号を減ずることにより、前記反響信号を消去する
ものである。

従って、先に述べた反響信号のループがマイクロホンと
ハイブリッド回路との間で断たれ、ハウリングが防止さ
れる。また、この方式では音声スイッチ方式のように信
号路の何れにも損失が挿入されないので、同時通話がで
き、話しの語頭，語尾の切断も起らず、良好な通話品質
が得られる。

しかしながら、この方式においては、例えば、電話の相
手（以下、遠端話者と言う。）側とこちら（以下、近端
話者と言う。）側とが同時に喋った場合（以下、ダブル
トーク〔双方向通話〕と言う。）、近端話者側の拡声電
話機のマイクロホンには、スピーカから出て室内の壁な
どで反射された遠端話者の音声（即ち、反響音声）の
他、近端話者が発する音声が同時に入力されるため、前
述した反響路を推定する際、マイクロホンに入力された
この近端話者の音声によって妨害を受け、正確な推定が
できず、その為、前記反響信号を正確に模擬した擬似反
響信号を得ることができない。この結果、反響信号を消
去するために、この正確でない擬似反響信号をマイクロ
ホンから出力される送話信号より減じてしまうことにな
り、それにより、送話信号に不要な信号が重畳され、雑
音が発生してしまうという問題があった。

そこで、この雑音発生を抑えるために、一般的には、ダ
ブルトーク状態であるか否かを検出して、ダブルトーク
状態である時には反響路を推定する動作を停止させよう
にしていた。

このダブルトークの検出方法として、従来では、マイク
ロホンから出力される送話信号の電力とスピーカに入力
される受話信号の電力とを検出し、両者を比較して、送
話信号の電力が受話信号の電力よりも或る一定量だけ大
きい時、送話信号中に反響信号（即ち、反響音声によっ
て得られる信号）のほかに他の音声信号（即ち、近端話
者の音声によって得られる信号）が存在する、即ち、ダ
ブルトーク状態であると判断していた。尚、前述した特
開昭61−123324号公報は、基本的にはこのダブルトーク
の検出方法について述べたものであり、即ち、上記した
方法に通話音声（会議等における通話音声）の統計的性
質を加味させたものである。

以上の様に、従来のダブルトークの検出方法は、受話信
号の電力と送話信号の電力との相対比較によるため、或
る程度の時間積分が必要であり、そのため、検出時間に
遅れが生じ、その対策のために回路が複雑になるという
問題があった。

また、上記の如く電力の相対比較によるため、近端話者
の話す声の大きさと遠端話者の話す声の大きさ（以下、
発声レベルと言う。）とがほぼ同じであれば、感度良く
検出することができるが、近端話者の発音レベルと遠端
話者の発声レベルとが大きく異なる場合には、誤検出し
てしまうという問題がある。例えば、拡声電話機を音声
通話時にハンズフリーが不可欠である電話会議などに用
いる場合、会議であることを考えると、複数の人が同時
に話す確率も高く、また、人による発声レベルの差が大
きく変動する。従って、その様な場合には、上記した如
く、近端話者の発声レベルと遠端話者の発声レベルとの
レベル差が大きくなる可能性があり、誤検出する可能性
がある。

ところで、電話会議などにおいては、上記した音声通話
時にハンズフリーが不可欠であることの他に、音声以外
にテレビジョン（TV）がファクシミリ（FAX）の画像デ
ータ，手書きの文字や図形などの描画像データ，或いは
パーソナルコンピュータのデータなど、非音声データを
同時に伝送する必要がある。

従来の電話会議システムでは、音声系と非音声系とを各
々独立な回線を用いて接続していた。このため、回線使
用経費は高く、システムも高価で大きなものであった。

そこで、一本の回線を使用して、安価に描画像データ
（非音声データの一種）を音声と同時に伝送できる電話
機として、例えば、特開昭57−75055号公報に記載のも
のや、或いは郵政省が61年４月に発行した「テレライテ
ィングに関する調査報告書」に記載のテレライティング
端末などがある。この様な電話機は、一般のアナログ音
声電話回線を利用して、安価に音声と同時に描画像デー
タを伝送するものである。この伝送方式としては、限ら
れた音声周波数帯域を分割し、音声信号と手書きの文字
および図形などの描画像データとを多重して同時伝送す
る方式が用いられている。

この様な電話機は、設計打ち合せ等の音声と同時に手書
き情報を必要とする簡易な電話会議への応用が考えられ
るものであるが、しかし、上記した２つの既提案例で
は、ハンズフリー通話手段について開示されておらず、
手書きを行っている時でもハンドセットを片方の手に持
って音声通話を行う必要があり、会議の自然な運行を著
しく損っていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記した様に、エコーキャンセル方式を用いた従来の拡
声電話機においては、ダブルトークを検出する場合、検
出するための回路の構成が複雑となったり、また、電話
会議などのように、近端話者の発声レベルと遠端話者の
発声レベルとのレベル差が大きくなる場合には、誤検出
をしてしまうという問題があった。

また、音声と同時に描画データなどの非音声データを伝
送できる従来の電話機においては、ハンズフリー通話を
行うことができなかった。

本発明は、上記した従来技術の問題点を鑑みなされたも
のであり、本発明の目的は、主として、ダブルトークの
検出を、簡単な回路構成にて、話者の発声レベルに関わ
らず、より正確により感度良く行うことのできるエコー
キャンセル方式を用いた拡声電話機を提供することにあ
る。

〔課題を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、同一室内
に配置されたスピーカ及びマイクロホンと、公衆回線か
ら前記スピーカへ導かれる受話信号の、所定の周波数帯
域（以下、除去帯域と言う。）の信号成分のみを除去す
る第１の濾波手段と、前記受話信号のレベルを検出する
第１のレベル検出手段と、前記マイクロホンから出力さ
れる送話信号を入力し、該送話信号から擬似反響信号を
減じて前記公衆回線へ導く減算手段と、前記マイクロホ
ンから出力される前記送話信号を入力し、該送話信号
の、前記第１の濾波手段の前記除去帯域と同じ周波数帯
域の信号成分のみを通過させる第２の濾波手段と、該第
２の濾波手段からの出力信号のレベルを検出する第２の
レベル検出手段と、前記スピーカからマイクロホンに至
る迄の音声の伝達路を含む反響路を模擬する擬似反響路
パラメータを、前記公衆回線からスピーカへ導かれる前
記受話信号と前記減算手段からの出力信号とに応じて順
次更新するパラメータ更新手段と、更新された前記擬似
反響路パラメータに基づいて前記擬似反響信号を作成す
る擬似反響信号作成手段と、を設け、前記第１及び第２
のレベル検出手段からの出力信号によってダブルトーク
状態であるか否かを検出するようにした。そして、ダブ
ルトーク状態である時には前記パラメータ更新手段にお
ける前記擬似反響路パラメータの更新を停止させるよう
にした。

〔作用〕

前記第１の濾波手段は、公衆回線から前記スピーカへ導
かれる受話信号の周波数帯域のうち、音声通信に支障の
ない所定の周波数帯域の信号成分のみを除去する。ま
た、第２の濾波手段は、前記マイクロホンから出力され
る送話信号を入力し、該送話信号の、前記第１の濾波手
段の前記除去帯域と同じ周波数帯域の信号成分のみを通
過させる。

従って、第１の濾波手段により前記除去帯域信号成分の
除去された受話信号が前記スピーカから音声として放声
され、室内の壁などで反射されて、その後、反響音声と
して前記マイクロホンに集音されて、該マイクロホンか
ら反響信号として出力されても、前記第２の濾波手段に
何ら出力を生じることはない。

しかし、近端話者が音声を発すると、その音声は前記除
去帯域の信号成分が除去されていないため、前記マイク
ロホンに集音されて、該マイクロホンから音声信号とし
て出力されると、前記第２の濾波手段に出力を生じる。

従って、該第２の濾波手段からの出力信号のレベルを前
記第２のレベル検出手段によって検出することにより、
近端話者が音声を発しているか否かが検知でき、もし、
それにより近端話者が音声を発していると確認できた時
に、前記第１のレベル検出器によって前記受話信号の存
在が検出できれば、確実にダブルトーク状態であると判
定することができる。

以上のように、本発明によれば、ダブルトークの検出
を、従来の様な受話信号の電力と送話信号の電力との相
対比較によって行うのではなく、信号レベルの絶対比較
によって行っているので、簡単な回路構成にて実現でき
ると共に、話者の発声レベルに関わらず、より正確によ
り感度良く検出を行うことができ、従来の如く誤検出を
起こすことがない。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面により説明する。

第１図は本発明の第１の実施例としてのエコーキャンセ
ル方式を用いた拡声電話機を示すブロック図である。

第１図において、１は送話音声を集音するマイクロホ
ン、２は受話音声を放声するスピーカ、３は一般加入者
回線（公衆回線）、４は２線４線変換を行うハイブリッ
ド回路、５は受話信号を増幅する受話アンプ、６は送話
信号を増幅する送話アンプ、７は所定の周波数帯域の信
号成分のみを除去するバンドエリミネートフィルタ（以
下、BEFと略記する。）、８はBEF7が除去する周波数帯
域と同じ周波数帯域の信号成分のみを通過させるバンド
パスフィルタ（以下、BPFと略記する。）、９は反響消
去回路、10,11はレベル検出回路、12はレベル検出回路1
0,11からの出力信号によりダブルトーク状態であるか否
かを判定する判定回路、である。また、反響消去回路９
は、受話信号を記憶する受話信号記憶回路901と、反響
路を模擬するパラメータ（以下、擬似反響路パラメータ
と言う。）を記憶する擬似反響路パラメータ記憶回路90
2と、受話信号記憶回路901に記憶された受話信号と擬似
反響路パラメータ記憶回路902のデータに記憶された擬
似反響路パラメータとから反響信号を模擬する擬似反響
信号を作成する重畳積分回路903と、擬似反響路パラメ
ータの修正量を計算する修正量算出回路904と、重畳積
分回路903で作成された擬似反響信号をマイクロホン１
からの受話信号より減ずる減算器905と、で構成され
る。

第１図に示す拡声電話機では、一般加入者回線３からハ
イブリッド回路４を介して入力される受話信号を受話ア
ンプ５にて増幅してスピーカ２へ供給しており、また、
マイクロホン１から出力される送話信号を送話アンプ６
にて増幅した後、ハイブリッド回路４を介して一般加入
者回線３へ供給している。その際、スピーカ４から出た
音声が室内の壁や車内の窓ガラスなどで反射され、マイ
クロホン１にて拾われたりすると、その音声（即ち、反
響音声）は反響信号となって送話アンプ６で増幅され、
この反響信号の一部がハイブリッド回路４において前記
受話信号に漏れ込むと、この反響信号は受話アンプ５で
増幅されてスピーカ２に供給され、この結果、反響信号
のループが生じる。この様に反響信号のループが生じる
と、このループによりハウリングが発生し、通話が不可
能となる恐れがある。

そこで、この様な反響信号のループによって発生するハ
ウリングを防止するために、反響消去回路９が設けられ
ている。以下、反響消去回路９の動作について説明す
る。

先ず、ダブルトーク状態でない場合の動作について説明
する。

反響消去回路９において、先ず、受話信号記憶回路901
は、一般加入者回線３から得られる受話信号ｘ（ｔ）を
一時記憶する。

次に、この受話信号ｘ（ｔ）がスピーカ２から音声とし
て出力され、室内の壁などで反射されて、マイクロホン
１に入力されると、反響信号ｙ（ｔ）となる。従って、
反響信号ｙ（ｔ）は、受話信号ｘ（ｔ）に、反響路（即
ち、スピーカ２からマイクロホン１に至る音声の伝達
路）の伝達関数を掛けたものとして表現される。周知の
ように、伝達関数を時間領域で表現したものがインパル
ス応答であるため、反響信号ｙ（ｔ）は受話信号ｘ
（ｔ）と反響路のインパルス応答との重畳積分となる。

擬似反響路パラメータ記憶回路902は先の反響路を近似
するインパルス応答パラメータ（即ち、これが前述の擬
似反響路パラメータである。）_i(t)を一時記憶するも
のである。この反響路を近似するインパルス応答パラメ
ータ_i(t)と受話信号ｘ（ｔ）とは重畳積分回路903で
重畳積分され、擬似反響信号（ｔ）が作成される。擬
似反響信号（ｔ）は、減算器905においてマイクロホ
ン１から出力される送話信号より差し引かれ、送話信号
に含まれる前記反響信号ｙ（ｔ）が打ち消される。尚、
この場合、ダブルトーク状態でないものとして説明して
いるため、送話信号に含まれている信号は前記反響信号
ｙ（ｔ）のみである。

一方、擬似反響路パラメータ記憶回路902に記憶される
インパルス応答パラメータ_i(t)の値は当初零である
が、減算器905の出力信号ｅ（ｔ）と受話信号ｘ（ｔ）
とから、修正量算出回路904により、逐次パラメータ修
正量Δ_i(t)を求め、これを擬似反響路パラメータ記憶
回路902に記憶されるインパルス応答パラメータ_i(t)
の値に順次加算して、インパルス応答パラメータ_i(t)
の値を修正してゆく。そして、最終的には擬似反響路パ
ラメータ記憶回路902に蓄積されるインパルス応答パラ
メータ_i(t)は、反響路のインパルス応答を近似するも
のとなる。尚、修正量算出回路904におけるパラメータ
修正量Δ_i(t)の算出は、減算器905の出力信号ｅ
（ｔ）の時間２乗平均値を評価関数とし、これが最小に
なるように行なわれる。このアルゴリズムとしてはLMS
法（リーストミーンスクウェア法〔Least Mean Square
Method〕）或いは学習同定法といったものが良く知られ
ている。

以上に述べた動作は、例えば、LMS法では（１）〜
（４）式で表現される。

ｅ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−（ｔ） ……（１） Δ_i(t)＝α・ｅ（ｔ）・ｘ（ｔ−ｉ） ……（２）_i (t)＝_i(t-1)＋Δ_i(t) ……（３）但し、ｔは時間、αは修正係数であり、通常０〜１の範
囲に設定される。また、Ｎはインパルス応答パラメータ
のデータの個数、ｉはインパルス応答パラメータのデー
タの番号（ｉ＝0,1,2,…,N−１）である。即ち、インパ
ルス応答パラメータΔ_i(t)はＮ個のデータから成り、
擬似反響路パラメータ記憶回路902では、Ｎ段の記憶部
にそれぞれ記憶されている。

一方、学習同定法では（２）式が（５）式に変更され
る。

（１）式より、擬似反響信号（ｔ）が反響信号ｙ
（ｔ）を完全に近似すれば（即ち、ｙ（ｔ）＝
（ｔ））、減算器905の出力信号ｅ（ｔ）＝０、つまり
送話アンプ６への入力信号は零となる。即ち、この場
合、反響信号ｙ（ｔ）は、擬似反響信号（ｔ）によっ
て完全に打ち消され、減算器905からは出力されないた
め、前述した反響信号のループは生ぜず、従って、ハウ
リングを起すことはない。

ところで、擬似反響路パラメータ（即ち、反響路を近似
するインパルス応答パラメータ）の値の修正は、ダブル
トーク状態でないとき（即ち、マイクロホン１へ入力さ
れる音声が反響音声のみのとき）、言い換えれば、マイ
クロホン１から出力される送話信号に含まれる信号が反
響信号ｙ（ｔ）のみのときに行う必要がある。即ち、ダ
ブルトーク状態であるときは、マイクロホン１に反響音
声と近端話者の音声とが同時に入力されることにより、
近端話者の音声による音声信号ｓ（ｔ）によって反響信
号ｙ（ｔ）がマスクされてしまい、上記した修正を行お
うとすると、パラメータ修正量の算出に大きな誤差を生
じ、延いては擬似反響路パラメータ記憶回路902に記憶
される値を大幅に変位させてしまう。その結果、反響消
去回路９の動作の収束が著しく妨害され、また一度収束
している場合でも発散する方向に向いてしまい、反響消
去動作が行われなくなり、ハウリングを起してしまう。

そこで、これを防止するためには、遠端話者と近端話者
が同時に話す時、即ち、ダブルトーク状態である時に、
パラメータ修正量の算出を停止し、擬似反響路パラメー
タ記憶回路902に記憶されている擬似反響路パラメータ
の値が更新されないようにする必要がある。

では、次のダブルトークの検出方向について説明する。

第１図において、受話アンプ５より出力された受話信号
はBEF7によりその周波数成分の一部が除去される。そし
て、前述の如く、反響消去回路９の受話信号記憶回路90
1に供給されると共に、スピーカ２から室内に放声され
る。スピーカ２から放声された音声は壁などで反射さ
れ、反響音声としてマイクロホン１に集音される。一
方、BPF8は前記BEF7で除去した帯域成分のみを通過させ
るフィルタである。

第２図（ａ）に第１図のBEF7の概略的な帯域除去特性
を、第２図（ｂ）に第１図のBPF8の概略的な帯域通過特
性をそれぞれ示す。

BEF7において、除去する帯域としては音声帯域のうち聴
感上支障のない所が好ましい。第２図（ａ）では1600Hz
から1900Hzの300Hz帯域である。

さて、ダブルトーク状態にある時には、マイクロホン１
に集音される音声は、前述の反響音声と近端話者の音声
であり、従って、マイクロホン１から出力される送話信
号は反響信号と近端話者の音声による音声信号とから成
る。そこで、マイクロホン１より出力される反響信号
は、前述の如く、受話信号であった時、BEF7で一部帯域
を除去されているため、送話信号が反響信号のみの場合
ではBPF8の出力はない。一方、近端話者の音声は、音声
の持つ広い周波数成分からなり、帯域除去されることな
く、マイクロホン１に集音されるため、送話信号にこの
近端話者の音声による音声信号が含まれているときには
BPF8に出力がある。つまり、近端話者が音声を発したと
きのみ、BPF8の出力が存在する。

レベル検出回路10はBEF7からの出力信号のレベルを検出
して、受話信号の存在を検知し、また、レベル検出回路
11はBPF8からの出力信号のレベルを検出して、近端話者
の音声による音声信号の存在を検知する。各々の出力は
判定回路12に入力され、ここでダブルトーク状態である
か否かを判定する。判定はレベル検出回路11,12の論理
積で簡単に行える。ダブルトーク状態であるか否かの判
定結果は修正量算出回路904に伝えられ、ダブルトーク
状態であると判定された時には、そのパラメータ修正量
の算出動作を停止する。その結果、擬似反響路パラメー
タ記憶回路902に蓄えられた擬似反響パラメータ（即
ち、インパルス応答パラメータ）の更新は凍結され、反
響消去回路９が誤動作することが防止される。

第１図において、受話信号のレベルを検出するレベル検
出回路10はBEF7とスピーカ２を結ぶ信号路に接続してい
るが、これに限ることはなく、受話信号路内であればど
こでもよい。例えば、ハイブリッド回路４と受話アンプ
５の間、或いは受話アンプ５とBEF7の間でも良い。

また、BPF8については送話信号路であればどこでも良い
が、反響消去回路９の前段、つまり第１図の位置が好ま
しい。これは反響消去回路９がBEF7において除去した帯
域の周波数成分を発生することがあり、この誤発生の成
分を近端話者の音声による音声信号と誤るからである。
従って、例えば、減算器905と送話アンプ６の間にBPF8
を接続することは好ましくない。

ところで、反響消去回路９の性能は、反響消去量ERLE
（Echo Return Loss Enhancement）で評価される。この
ERLEは、通常、受話信号の電力と反響信号を消去した後
の送話信号に含まれる反響信号の電力との比で表わされ
る。即ち、ERLEは、ダブルトーク状態でない時（つま
り、近端話者が音声を発しておらず、遠端話者のみが音
声を発している時）の受話アンプ５の出力電力と送話ア
ンプ６への入力電力の比であり、受話信号の反響成分
（即ち、反響信号）がどれ程減衰されて送話されるかを
示している。

このERLEは、もし擬似反響路パラメータの値が実際の反
響路のインパルス応答パラメータの値と一致し、反響消
去回路９の処理が理想的であれば、無限大の値となる。
つまり、受話信号の反響成分は完全に打ち消され、送話
されることはない。しかし実際には、反響消去回路９は
有限のビット数の演算処理であること、或いは擬似反響
路パラメータのデータの個数が実際の反響路のインパル
ス応答パラメータのデータ個数よりも少ないことなどの
理由により有限な値となる。

また、第１図において反響消去回路９は、BEF7で一部帯
域成分が除去された信号を用いて、擬似反響信号を作成
し、反響信号を打ち消す。しかし、本来、擬似反響信号
を作成（室内の反響特性を推定）するためには、全帯域
の信号成分が必要である。従って、本実施例では推定が
不完全であり、ERLEの低下が起る。このERLEの低下はBE
F7における除去帯域が広い程、大きい。従って、なるべ
るBEF7における除去帯域は狭いことが望ましい。しか
し、むやみに狭くすると、BPF8において近端話者の音声
による音声信号の検出に誤動作を引き起す。これは、音
声が基本周波数（ピッチ周波数60〜150Hz）を基とする
調波構造を持つために、狭帯域では検出できないことが
あるためである。

第３図は第１図のBEF7,減算器905の出力信号スペクトル
の一例を示す特性図である。

第３図において、ｉはBEF7の出力信号スペクトル、ｅは
減算器905の出力信号スペクトル、ｆはVEF7がない場合
の減算器905の出力信号スペクトルである。尚、ｉとｅ
またはｆとのレベル差がERLEである。

第３図から明らかな様に、BEF7で帯域除去された場合、
ERLEは除去しない場合のERLEに比べ悪化している。ま
た、BEF7で帯域除去された場合、減算器905の出力信号
（即ち、反響消去回路９によって消去しきれなかった反
響信号）のうち、相対レベルの高い信号成分はBEF7の除
去帯域近傍に集中していることがわかる。

第４図は本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

第４図において、第１図と同一の符号は同一のものを示
す。

本実施例では第４図に示す様にBEF7を反響消去回路９と
スピーカ２の間に接続している。

本実施例における反響消去動作およびダブルトークの検
出動作は第１図の実施例と同様なため、その説明は省略
する。

さて、第１図の実施例で述べた反響消去回路９の動作説
明では、反響路はスピーカ２からマイクロホン１に至る
空間の反響路のみの如き印象を与えたが、詳しく述べれ
ば、反響路としては電気回路も含めて考えなければなら
ない。即ち、反響消去回路９は、反響路として、第１図
の実施例ではスピーカ２→室の空間→マイクロホン１の
信号路の特性を、第４図の実施例では、BEF7→スピーカ
２→室の空間→マイクロホン１の信号路の特性を、それ
ぞれ推定して、反響信号を消去する必要がある。つま
り、マイクロホン1,スピーカ２（第４図の実施例ではBE
F7も）の伝達特性、室の伝達特性のそれぞれを複合した
伝達特性を推定し、擬似反響信号を作成し、反響信号を
消去する必要がある。伝達特性はインパルス応答と等価
であり、各々の伝達特性に対するインパルス応答を以下
説明する。

一般に、スピーカ２のインパルス応答は第５図に示す如
く、振動板面積および質量が大であるため、8msの長さ
である。一方、マイクロホン１は、その振動板面積およ
び質量とも小であるため、そのインパルス応答はスピー
カに比べ無視できる程短い。

次に、空間の伝達特性して、例えば、車内における空間
のインパルス応答を第６図に示す。図において初期のフ
ラットディレイ（flat delay）はスピーカからマイクロ
ホンへの直接音の伝搬遅延である。第６図に示す様に空
間のインパルス応答の長さは28msである。

以上の様に、通常は、空間のインパルス応答の長さが一
番長くこの長さに対応するインパルス応答を考えれば、
マイクロホン，スピーカのインパルス応答はその中に含
めて考えられる。従って、第１図の実施例では、空間の
インパルス応答についてのみ考えれば良い。

次に、BEF7の伝達を時間領域のインパルス応答で考え
る。ディジタルフィルタの理論によれば、或る伝達特性
のフィルタはその特性を逆フーリエ変換したときのイン
パルス応答列をタップ係数とする非巡回形ディジタルフ
ィルタで構成できる。例えば、第７図（ａ）に示す帯域
除去特性を有するBEF7のインパルス応答は同図（ｂ）に
示す如くであり、この場合のインパルス応答の長さは48
msである。従って、第４図の実施例では、BEF7のインパ
ルス応答についても考えなければならない。

今、反響消去回路９が8kHzで標本化されたディジタルデ
ータを用いて処理動作を行うとすると、前述の（４）式
（即ち、受話信号と擬似反響路パラメータを用いた重畳
積分回路903での重畳積分による擬似反響信号（ｔ）
の作成式）におけるＮとして、第６図に示した空間のイ
ンパルス応答の長さ28msに対しては28ms/125μｓ＝224
が、第７図（ａ）の帯域除去特性を有するBEF7のインパ
ルス応答の長さ48msに対しては48ms/125μｓ＝384がそ
れぞれ必要となる。

従って、今、ＮとしてＮ＝256を用いると、反響消去回
路９は、空間のインパルス応答には対応できるが、32ms
以上の長さを持つBEF7のインパルス応答には対応するこ
とができない。そのため、第１図の実施例では反響信号
をほぼ打ち消すことができるが、第４図の実施例では完
全な反響信号の打ち消しはできず、ERLEが悪化すること
になる。

第８図は第４図のBEF7,減算器905の出力信号スペクトル
の一例を示す特性図である。

第８図において、ｉはBEF7の出力信号スペクトル、ｇは
ＮがBEF7のタップ係数の個数より小のときの、ｈはＮが
十分にBEF7のタップ係数の個数より大のときの、それぞ
れ減算器905の出力信号スペクトルである。尚、ｉとｇ
またはｈとのレベル差がERLEである。

第８図から明らかな様に、ＮがBEF7のタップ係数の個数
より小さい場合、ERLEが大幅に悪化することがわかる。
従って、Ｎ、即ち、（４）式に用いる受話信号記憶回路
901と擬似反響路パラメータ記憶回路902の各データ個数
は、少なくともBEF7の特性を近似するタップ係数の個数
以上必要となる。

また、ＮがBEF7のタップ係数の個数より十分大きい場
合、減算器905の出力信号（即ち、反響消去回路９によ
って消去しきれなかった反響信号）のうち、相対レベル
の高い信号成分はBEF7の除去帯域近傍に集中しているこ
とがわかる。

第９図は本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。

第９図において、第１図と同一の符号は同一のものを示
す。その他、13はBEFであり、その帯域除去特性は第10
図（ａ）に示す如くであり、除去帯域の幅が第２図
（ａ）で示したBEF7の除去帯域の幅（300Hz帯域）より
も広くなっている。

本実施例では、BEF13によって減算器905の出力信号のう
ち、第３図のｅで示したBEF7の除去帯域近傍に集中して
いる相対レベルの高い信号成分を除去し、この信号成分
が雑音として遠端話者に受聴されるのを防止する。ま
た、BEF7の除去帯域近傍でのERLEの低下も防止してい
る。その他の動作は第１図の実施例と同様である。

尚、BEF13は、第10図（ｂ）に示すように、BEF7のコー
ナ周波数（1600Hz,1900Hz）を中心とした帯域除去特性
を有する２つのBEFで構成しても良いことは明らかであ
る。第11図は本発明の第４の実施例を示すブロック図で
ある。

第11図において、第９図と同一の符号は同一のものを示
す。

本実施例は第４図の実施例に第９図に示したBEF13を付
加したものである。このBEF13の動作は、第９図の実施
例と同様に、減算器905の出力信号のうち、第８図のｈ
で示したBEF7の除去帯域近傍に集中している相対レベル
の高い信号成分を除去し、この信号成分が雑音として遠
端話者に受聴されるのを防止する。その他の動作は第１
図の実施例と同様である。

第12図は本発明の第５の実施例を示すブロック図であ
る。

第12図において、第９図と同一の符号は同一のものを示
す。その他、14は混合器、15,16はBPF、17は変復調回
路、18はデータ信号線、である。

本実施例では、BEF7の除去帯域内に非音声データを挿入
してデータ通信を行うものである。即ち、データ信号線
18から得られた非音声データは変復調回路17で変調さ
れ、BPF15で濾波され、BEF13の出力信号と混合器14で混
合され、送話アンプ６を介して、ハイブリッド回路４か
ら一般加入者線路３で遠端話者に送出される。逆に、遠
端話者から送出された非音声データは一般加入者線路３
からハイブリッド回路4,受話アンプ５を介して、BPF16
で濾波され、変復調回路17で復調され、データ信号線18
に導かれる。

本実施例では、非音声データを変調した変調信号の周波
数をBEF7の除去帯域内に制限して伝送する。そのため、
遠端話者より送出された非音声データの変調信号は、受
話アンプ５を出力した後、BEF7で除去されてしまい、ス
ピーカ２から受聴されることはない。また、遠端話者へ
送出する変調信号には、BEF13によって、近端話者の音
声による音声信号が混入することはない。

その他、反響消去動作及びダブルトークの検出動作は、
第９図の実施例と同様であるため説明は省略する。

以上の様に、本実施例によれば、安定した反響消去動作
によるハンドフリー通話とデータ通信とを同時に可能と
することができる。

第13図は本発明の第６の実施例を示すブロック図であ
る。

第13図において、第12図と同一の符号は同一のものを示
す。その他、19は変調された非音声データ（変調信号）
の存在を検出する検出するキャリア検出回路、20は論理
和をとるオア回路である。

本実施例は、第12図の実施例と同様に、BEF7の除去帯域
を有効に利用して、ハンドフリー通話と同時にデータ通
話をも可能とするものである。

反響消去回路９には、BEF7が反響消去回路９の前段に接
続されていないため、非音声データの変調信号が入力さ
れる。尚、反響消去回路９に変調信号が入力される場合
としては、遠端話者から送出された変調信号が入力され
る場合の他、遠端話者へ送出する変調信号がハイブリッ
ド回路４にて受話信号路側に漏れ込んで入力される場合
がある。反響消去回路９は、この変調信号のような狭帯
域信号が入力されると、誤動作することが知られてい
る。

そこで、本実施例では、遠端話者から送出されるまたは
遠端話者へ送出する変調信号の存在をキャリア検出回路
19で検出し、存在するときは、修正量算出回路904の動
作を停止させる。従って、修正量算出回路904は、ダブ
ルトークの検出を行う判定回路12の出力信号と変調信号
の存在の検出を行うキャリア検出回路19の出力信号との
論理和をオア回路20でとり、その出力信号によって、動
作が制御されることになる。

以上、本実施例によれば、第12図の実施例と同様に、安
定した反響消去動作によるハンドフリー通話とデータ通
信とを同時に可能とすることができる。

さて、今、スピーカ２からマイクロホン１に至る反響路
に、受話信号とは相関のない外部雑音信号ｎ（ｔ）（例
えば、車内騒音，ラジオなどの外部の音声など）が混入
したとき、定常状態のERLEは、となる（野田：「学習同定法における雑音信号およびパ
ラメータ変動の影響」計測と制御vol.8,No.5,P303〜P31
2,昭和44年５月を参照のこと）。

外部雑音信号ｎ（ｔ）が反響路に存在しその量が大とな
ると、（６）式で示す如く、ERLEが低下し、反響消去動
作が不十分となり、ハウリングを起す。

第14図は本発明の第７の実施例を示すブロック図であ
る。

第14図において、第１図と同一の符号は同一のものを示
す。その他、21は反響騒音比算出回路、22は減衰器制御
回路、23,24は減衰器である。

本実施例は、反響消去回路９と前述した音声スイッチ方
式において用いられる反響阻止回路とを組み合わせたも
のである。反響阻止回路は、反響騒音比検出回路21,減
衰器制御回路22,減衰器23,24により構成されている。

さて、車内では走行騒音，交通騒音がマイクロホン１に
入力するため、前述の（６）式で示したように、反響消
去回路９のERLEは低下する。従って、今、ハウリングを
起さないために必要なERLEを60dBとすると、騒音の混入
により反響消去回路９のERLEが50dBとなった場合には10
dBの不足分が生ずる。この10dB分の不足分を減衰器23,2
4で与えようとするのが本実施例の特徴である。

では、本実施例の動作について説明する。

近端話者が音声を発していない場合には、反響騒音比算
出回路21において、レベル検出回路10の出力信号とレベ
ル検出回路11の出力信号とによって、反響信号ｙ（ｔ）
と外部雑音信号ｎ（ｔ）の電力比（以下、反響騒音比と
言う。）を概略求めることができる。

即ち、従来では、反響信号と外部雑音信号との分離は困
難とされていたが、本実施例では、BEF7によって受話信
号の一部帯域を除去してから、スピーカ２より放声して
いるため、マイクロホン１に反響音声と雑音とが集音さ
れても、近端話者が音声を発していない場合には、BPF8
の出力には外部雑音信号のみしか出力されず、反響信号
と外部雑音信号とを確実に分離することができ、従っ
て、前述の反響騒音比を求めることができる。

反響騒音比算出回路21は、求めた反響騒音比より、反響
消去回路９のERLEを（６）式に基づいて推定し、減衰器
制御回路22に、不足するERLEを知らせると共に、送話状
態であるのか受話状態であるのかを示す情報も知らせ
る。

減衰器制御回路22は、これら不足するERLEと送話状態で
あるのか受話状態であるのかを示す情報とによって、減
衰器23,24を制御する。即ち、受話状態である場合に
は、減衰器24が、不足するERLEに相等する減衰を送話信
号に与えるようにし、減衰器23の減衰量は零とする。ま
た、送話状態である場合には、減衰器23が、不足するER
LEに相等する減衰を受話信号に与えるようにし、減衰器
24の減衰量を零とする。

本実施例によれば、車内などの高騒音下でも反響消去回
路９のERLEの不足を補う構成のため、安定したハンズフ
リー通話を行うことが可能となる。

第15図は本発明の第８の実施例を示すブロック図であ
る。

第15図において、第14図と同一の符号は同一のものを示
す。その他、25はマイクロホン１に集音されたのが近端
話者の音声が或いは騒音かを検出する音声検出回路であ
る。

本実施例は第14図の実施例と同様に反響消去回路９と音
声スイッチ方式において用いられる反響阻止回路とを組
み合せたものである。本実施例が第14図の実施例と異な
る点は、新たに音声検出回路25を設けた点と、レベル検
出回路10と減衰器23の接続個所を変えた点である。

第15図に示すように、レベル検出回路10と減衰器23は受
話信号路内であれば、その接続位置に係らず第14図の実
施例と同じ効果を得ることができる。

また、音声検出回路25は、マイクロホン１より出力され
る反響信号ｙ（ｔ）以外の信号（即ち、近端話者の音声
による音声信号と騒音による外部雑音信号）のうち、音
声信号を検出するものである。検出原理としては音声処
理では周知の相関法などで行う。

従って、第14図の実施例では近端話者の音声を騒音と誤
る可能性があったが、本実施例によれば、音声検出回路
25によって近端話者の音声と騒音との区別を行うことに
より、正確な反響騒音比の推定を行うことができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ダブルトークの検出を、従来の様な受
話信号の電力と送話信号の電力との相対比較によって行
うのではなく、信号レベルの絶対比較によって行ってい
るので、簡単な回路構成にて実現できると共に、話者の
音声レベルに関わらず、より正確により感度良く検出を
行うことができ、従来の如く誤検出を起こすことがな
い。従って、電話会議（TV会議などの電話による遠隔会
議）などにおけるハンズフリー通話に適した拡声電話機
を提供できる。

また、受話信号の所定の帯域を除去する濾波手段の除去
帯域内に、非音声データを挿入して伝送するようにした
場合には、安定したハンズフリー通話と同時にデータ通
信も行うことができる。

また、音声スイッチ方式を組み合わせた場合には高騒音
下でも、安定したハンズフリー通話を行うことができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図（ａ）は第１図のBEF7の帯域除去特性を示す特性図、
第２図（ｂ）は第１図のBPF8の帯域通過特性を示す特性
図、第３図は第１図のBEF7,減算器905の出力信号スペク
トルの一例を示す特性図、第４図は本発明の第２の実施
例を示すブロック図、第５図は第１図及び第４図のスピ
ーカ２のインパルス応答の一例を示す説明図、第６図は
車内における空間のインパルス応答の一例を示す説明
図、第７図（ａ）は第４図のBEF7の帯域除去特性を示す
特性図、第７図（ｂ）は第７図（ａ）の帯域除去特性を
有するBEFのインパルス応答の一例を示す説明図、第８
図は第４図のBEF7,減算器905の出力信号スペクトルの一
例を示す特性図、第９図は本発明の第３の実施例を示す
ブロック図、第10図（ａ），（ｂ）はそれぞれ第９図の
BEF13の帯域除去特性を示す特性図、第11図は本発明の
第４の実施例を示すブロック図、第12図は本発明の第５
の実施例を示すブロック図、第13図は本発明の第６の実
施例を示すブロック図、第14図は本発明の第７の実施例
を示すブロック図、第15図は本発明の第８の実施例を示
すブロック図、である。符号の説明１…マイクロホン、２…スピーカ、７…BEF、８…BPF、
９…反響消去回路、10,11…レベル検出回路、12…判定
回路、901…受話信号記憶回路、902…擬似反響路パラメ
ータ記憶回路、903…重畳積分回路、904…修正量算出回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】同一室内に配置されたスピーカ及びマイク
ロホンと、公衆回線から前記スピーカへ導かれる受話信
号の、所定の周波数帯域（以下、除去帯域と言う。）の
信号成分のみを除去する第１の濾波手段と、前記受話信
号のレベルを検出する第１のレベル検出手段と、前記マ
イクロホンから出力される送話信号を入力し、該送話信
号から擬似反響信号を減じて前記公衆回線へ導く減算手
段と、前記マイクロホンから出力される前記送話信号を
入力し、該送話信号の、前記第１の濾波手段の前記除去
帯域と同じ周波数帯域の信号成分のみを通過させる第２
の濾波手段と、該第２の濾波手段からの出力信号のレベ
ルを検出する第２のレベル検出手段と、前記スピーカか
らマイクロホンに至る迄の音声の伝達路を含む反響路を
模擬する擬似反響路パラメータを、前記公衆回線からス
ピーカへ導かれる前記受話信号と前記減算手段からの出
力信号とに応じて順次更新するパラメータ更新手段と、
更新された前記擬似反響路パラメータに基づいて前記擬
似反響信号を作成する擬似反響信号作成手段と、を設
け、前記第１及び第２のレベル検出手段からの出力信号
によって双方向通話状態であるか否かを検出し、双方向
通話状態である時には前記パラメータ更新手段における
前記擬似反響路パラメータの更新を停止させるようにし
たことを特徴とする拡声電話機。
【請求項２】請求項１に記載の拡声電話機において、前
記減算手段から前記公衆回線へ導かれる信号の、前記第
１の濾波手段の前記除去帯域を含み且つ該除去帯域より
も広い周波数帯域の信号成分を除去する第３の濾波手段
を有することを特徴とする拡声電話機。
【請求項３】請求項２に記載の拡声電話機において、非
音声データを変調して変調信号として出力する変調手段
と、該変調手段から出力された変調信号を前記第３の濾
波手段からの出力信号に混合する混合手段と、前記公衆
回線から前記第１の濾波手段へ導かれる受話信号に混合
された変調信号を復調し、非音声データを得る復調手段
と、を有し、前記変調信号の周波数帯域を前記第１の濾
波手段の前記除去帯域内とすることを特徴とする拡声電
話機。
【請求項４】請求項３に記載の拡声電話機において、前
記変調手段から出力される変調信号及び前記受話信号に
混合された変調信号を検出するキャリア検出手段を有
し、該キャリア検出手段による検出の結果、前記変調手
段から変調信号が出力されている時または前記受話信号
に変調信号が混合されている時には前記パラメータ更新
手段における前記擬似反響路パラメータの更新を停止さ
せるようにしたことを特徴とする拡声電話機。
【請求項５】請求項１に記載の拡声電話機において、前
記第１及び第２のレベル検出手段からの出力信号に基づ
いて、前記マイクロホンから出力される前記送話信号に
含まれる反響信号の電力と外部雑音信号の電力との比
（以下、反響騒音比と言う。）を算出する反響騒音比算
出手段と、前記公衆回線から前記スピーカへ導かれる受
話信号を減衰させる第１の減衰器と、前記減算手段から
前記公衆回線へ導かれる信号を減衰させる第２の減衰器
と、を有し、算出された前記反響騒音比に応じて前記第
１及び第２の減衰器の減衰量を制御するようにしたこと
を特徴とする拡声電話機。