JPH07123016A - フェージング及びオフセット周波数適応型補正方法及びこれを用いた送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 歪補正ＤＳＰ演算量の低減、環境変化への良
好な対処、シンボルレートによる歪補正範囲の制限の解
除。 【構成】 スロット列からなる複数のデータ区間と、こ
れら区間の間に挿入されるパイロット信号とを連ねフレ
ーム毎に伝送されるデータ信号のｎ番フレームの伝送
時、フレーム内の任意のデータ区間に既知信号を格納
し、受信時、当該フレームでの処理範囲の設定位置をデ
ータ区間分ずつ遷移させつつ、ｍ番目処理範囲内のパイ
ロット信号の歪量ｘ_n(m+i)と、同範囲内の３番目データ
区間位置に既知信号が存在する場合の既知信号の歪量ｄ
_n(k)とを測定し、ｍ番目処理範囲内の３番目データ区間
における推定歪量ｙ_n,m(k)を算出しこれに基づく歪補正
をする。この推定歪量は、両歪量とフィルタ係数値とに
より算出され、該係数値は当該範囲内の３番目データ区
間位置に既知信号が存在する場合に更新される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ディジタルＭＣＡ
（Multi-Channel-Access）方式等の線形変調方式を使用
するシステムを含む移動体無線機全般におけるフェージ
ング歪や、オフセット周波数歪を補正する補正方法に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来の技術ではフェージング歪とオフセ
ット周波数歪は別々に補正を行っている。フェージング
歪補正には、パイロット信号を用いたパイロットインタ
ーポレーション技術を用いて最大ドップラー周波数をあ
る値に仮定し、それ以下の値のフェージング環境も包括
するような処理が用いられている。

【０００３】また、オフセット周波数歪補正には瞬時位
相変移検出型の方式が採られる。この方式では送信信号
のシンボルレートによりオフセット周波数歪補正できる
範囲が制限されてしまう欠点がある。さらにこれら方式
の歪補正を並行して行うと、歪補正用ＤＳＰ（Digital
Signal Processor）の演算量が多くなりやすい。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した点
に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、歪補正用ＤＳＰの演算量を低減し、伝送環境の変化
に良好に対処しかつ送信シンボルレートによるオフセッ
ト周波数補正範囲の制限を解除し得る方法を提供するこ
とにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明によるフェージン
グ歪及びオフセット周波数歪補正方法は、所定タイムス
ロット数ｋ_max のタイムスロット列からなる複数のデー
タ区間と、これらデータ区間の間に挿入されるパイロッ
ト信号とを連ねてフレーム毎に伝送されるデータ信号の
フェージング歪及びオフセット周波数歪の補正方法であ
って、ｎ番フレームのデータ信号を伝送するに際し、送
信に当たり、前記フレーム内における所定番目のデータ
区間に対応する第１所定時間軸位置に存在するタイムス
ロットに既知信号を格納して送信し、受信に当たり、前
記ｎ番フレームにおける前記データ区間のうちの一連の
所定数ｉ_max 個だけを包含する処理範囲の設定位置を１
つの前記データ区間分ずつ遷移させつつ、ｍ（ｍは自然
数）番目の処理範囲における前記パイロット信号の送信
信号値ｐ(m+1)と受信信号値ｑ(m+1)とによりパイロット
信号における歪量ｘ_n(m+i)を、

【０００６】

【数１１】 ｘ_n(m+i)＝ｐ_n(m+i)ｑ_n ^*(m+i)／｜ｐ_n(m+i)｜² （ｉ= 0,1,…,ｉ_max） ；但し、ｉは処理範囲におけるパイロット信号の番号^* は複素共役を表す として測定し、かつ前記ｍ番目の処理範囲内における所
定番目のデータ区間に対応する第２所定時間軸位置が前
記第１所定時間軸位置に共通の時間軸上で一致した場合
に前記既知信号における歪量ｄ_n(k)を、

【０００７】

【数１２】ｄ_n(k)＝ｓ_n(k)ｒ_n ^* (k)／｜ｓ_n(k)｜² （ｋ= 1,2,…,ｋ_max） ；但し、ｋはデータ区間における既知信号の番号^* は複素共役を表す として測定するとともに、前記ｍ番目の処理範囲の前記
第２所定時間軸位置にあるデータ区間の各スロットにお
ける推定歪量ｙ_n,m(k)を、

【０００８】

【数１３】

【０００９】とする一方で、前記第１所定時間軸位置と
前記第２所定時間軸位置とが共通の時間軸上で一致した
場合に

【００１０】

【数１４】ｈ_n+1(k,i)＝ｈ_n(k,i)＋μｅ_n(k)・ｘ_n ^*(m+
i) ；但し、μはステップサイズ定数，１＞μ＞０

【００１１】

【数１５】ｅ_n(k)＝ｄ_n(k)−ｙ_n,m(k) を算出することによって求め、得られた推定歪量ｙ
_n,m(k)によって前記ｍ番目の処理範囲の第２所定時間軸
位置のデータ区間の各タイムスロットに格納されている
データＤ_n,m(k)について歪補正をなすことを特徴として
いる。

【００１２】

【作用】本発明によるフェージング歪及びオフセット周
波数歪補正方法によれば、フェージング歪とオフセット
周波数歪とが同時に補正される。また、当該両歪補正が
逐次的適応的に行われる。また、シンボルレートに拘ら
ずパイロット信号及び既知信号の双方による歪補正がな
される。さらに、フェージング環境に対応した歪補正が
なされる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明を図面を参照しつつ詳細に説明
する。先ず図１に本発明方法の全体像たる信号伝送系の
概要図を示す。図において、送信系は、例えば１６ＱＡ
Ｍ（16-level Quadrature AmplitudeModulation）変調
部１を有し、当該変調方式に準じた変調信号を移動性経
路を通じて受信系へ送信する。かかる移動性経路におい
ては、送信された信号が、レーリーフェージング歪を受
け、受信系内部においてオフセット周波数歪を受けるこ
ととなる。この移動性経路を経た送信信号は、受信系に
おいて受信されると１６ＱＡＭ復調部２へ供給される。
１６ＱＡＭ復調部２は、入力信号に対して１６ＱＡＭ方
式に準じた復調をなすものであり、さらに本例において
は上記双方の歪による信号の劣化を以下の記述によって
明らかにされる如き歪補正部３によって補正する。

【００１４】次に図２に本発明方法の一例を表すベース
バンドデータ信号の伝送フォーマットを示す。図におい
て、（Ａ）に示す如く、かかる伝送データ信号は、１フ
レームを単位として例えば基地局から移動局または／及
び移動局から基地局への送受信が連続的または断続的に
なされる。

【００１５】かかる１フレームのデータ信号は、連続す
るシンボル列すなわちタイムスロット毎に任意のシンボ
ルが順に配列されて形成されるものであり、いわゆるデ
ィジタル線形変調方式の場合のように、フェージング及
びオフセット周波数歪を検出するためのパイロットシン
ボル（信号）は、所定の間隔毎に挿入される。例えば１
８個のパイロットシンボルが１フレーム内に１０タイム
スロットおきに挿入される。このフレームをｎ番目（ｎ
は自然数）とすると、次のフレームたるｎ＋１番目のフ
レームにも同様のパイロットシンボルが挿入される。

【００１６】また、１フレーム内における隣合う所定の
パイロットシンボルの間の各タイムスロットには、同図
中斜線で示される如く、パイロットシンボル同様フェー
ジング及びオフセット周波数歪を検出するための既知信
号（シンボル）がそれぞれ格納される。かかる既知シン
ボルは、送信系及び受信系相互に予め分かっているデー
タであり、そのフレーム内における格納位置（第１所定
時間軸位置）は、当該フレームのどこのパイロットシン
ボル間に位置しても良く、同図では、例えば１８個のデ
ータ区間（隣合うパイロットシンボルで区切られたシン
ボル列，以下同様に称する）を１フレームとするデータ
信号においては、９番目もしくは１０番目のデータ区間
に格納される。送信系は、こうしたデータフォーマット
にて送信する。

【００１７】受信系は、データ区間を所定数だけ連ねて
包含する範囲（以下、処理範囲と称する）を画定してお
き、この画定した処理範囲の当該データ信号列に対する
位置の設定を受信シンボルの取り込みに応答して１タイ
ムスロットずつ順次ずらしていき、かつ当該範囲毎に後
述する歪量の実測値及び推定値の算出を行う。図２の如
きｎ番フレームについての例では、処理範囲ａを５つの
データ区間とし（破線枠で示される）、当該範囲が順次
移行する。

【００１８】図２（Ｂ）は、ｍ番目（ｍは自然数，受信
データにおける所定基準時間軸位置から数えた数）の処
理範囲ａのシンボル列の詳細を示すものである。いま、
ｎ番フレーム中のｍ番処理範囲の設定時において、ｐ
_n(m+i) を送信パイロットシンボルにおける信号値と
し、ｑ_n(m+i) を受信パイロットシンボルにおける信号
値とすると、フェージング及びオフセット周波数歪によ
る当該パイロットシンボルにおける歪量は、

【００１９】

【数１６】 ｘ_n(m+i)＝ｐ_n(m+i)ｑ_n ^*(m+i)／｜ｐ_n(m+i)｜² …（１） （ｉ= 0,1,…,ｉ_max） ；ｉは処理範囲におけるパイロットシンボル番号 ｉ_maxは同範囲における最大パイロットシンボル番号、
この場合ｉ_max = 5^*は複素共役を表す となる。こうして測定されるパイロット信号の歪量が、
後述の適応処理の入力信号として用いられる。

【００２０】さらに同図（Ｃ）のように、同じくｎ番フ
レーム中ｍ番目の処理範囲における所定データ区間とし
ての３番目のデータ区間に既知シンボルが存在する場合
に、すなわち処理範囲の中央のデータ区間位置に既知シ
ンボルが格納されたデータ区間が移動してきた場合に、
ｓ(k) を送信既知シンボルにおける信号値とし、ｒ(k)
を受信既知シンボルにおける信号値とすると、フェージ
ング及びオフセット周波数歪による当該既知シンボルに
おける歪量は、

【００２１】

【数１７】 ｄ_n(k)＝ｓ_n(k)ｒ_n ^* (k)／｜ｓ_n(k)｜² …（２） （ｋ= 1,2,…,ｋ_max） ；ｋはデータ区間における既知シンボル番号 ｋ_maxは同区間における最大既知シンボル番号、この場
合ｋ_max = 10^*は複素共役を表す となる。こうして測定される既知信号の歪量が、後述の
適応処理の所望信号（目標値）として用いられる。な
お、両パイロットシンボルｐ_n(m+i) 及びｑ_n(m+i)、並
びに両既知シンボルｓ_n(k)及びｒ_n(k)の各信号値は複素
数（ゲイン）である。

【００２２】上述のようにして測定される歪情報［ｘ
_n(m+i)；ｄ_n(k)］を利用してＬＭＳ（Least Mean Squar
e ）アルゴリズムを用いた適応処理を行う。図３は、か
かる適応処理の機能ブロックを示す図であり、図４とと
もに参照される。図４は、図１における受信系の構成を
さらに詳しく示したものであり、復調部２は、受信信号
を直交検波してベースバンド信号を出力する直交検波器
２１と、この検波出力をアナログ／ディジタル変換する
Ａ／Ｄ変換器２２と、そのディジタル変換出力中のデー
タシンボルにつきサンプリング抽出するデータサンプラ
２３とからなり、得られたデータシンボルＤ_n,m(k)（後
述する）は、歪補正用乗算器２４の被乗算入力とされ
る。乗算器２４の乗算出力はスレッショルド判定回路２
５を経て復号系へ転送される。

【００２３】フェージング及びオフセット周波数歪補正
部３においては、歪補正用信号サンプラ３１によって、
Ａ／Ｄ変換器２２の出力から、パイロットシンボル及び
既知シンボルがサンプリング抽出され、歪量測定部３２
に渡される。かかる測定部３２において上記の式（１）
に基づく演算が実行され、これにより測定されたパイロ
ット歪情報ｘ_n(m+i)が、個別に、適応処理部３３におけ
る６つの係数付与ブロック３３０〜３３５の各々に入力
される。これら係数付与ブロックは、当該各歪情報に対
応してそのフィルタ係数ｈ_n(k,i)を可変とする可変利得
器と等価な機能を有し、加算ブロック３３αと協働し
て、ｎ番フレーム中ｍ番目処理範囲において所定時間軸
位置（第２所定時間軸位置）に存在する上記所定データ
区間（中央斜線のデータ区間）の各シンボル対応の推定
歪量を

【００２４】

【数１８】

【００２５】として算出する。これと同時に、上記式
（２）に基づいて算出されたパイロット歪情報ｄ_n(k)が
減算ブロック３３βに入力され、その減算出力が、対応
する誤差信号ｅ_n(k)として上記フィルタ係数の値を変化
せしめる制御入力となる。これにより、処理範囲の順次
移行に伴って上記第１所定時間軸位置と第２所定時間軸
位置とが一致したときに、

【００２６】

【数１９】 ｈ_n+1(k,i)＝ｈ_n(k,i)＋μｅ_n(k)・ｘ_n ^*(m+i) …（４） （μはステップサイズ定数，１＞μ＞０）

【００２７】

【数２０】 ｅ_n(k)＝ｄ_n(k)−ｙ_n,m(k) …（５） として個々のフィルタ係数が更新される。更新されたフ
ィルタ係数の値は、係数付与ブロックにおいて次の更新
まで保持され、（１）式の推定歪量の算出も、かかる保
持係数に従うこととなる。

【００２８】このようにして求められた推定歪量ｙ
_n,m(k)は、補正信号生成部３４に入力され、

【００２９】

【数２１】 ｙ_n,m ^*(k)／｜ｙ_n,m(k)｜² …（６） を算出して補正信号を得、これを乗算器２４の乗算入力
とする。乗算器２４においては、（３）式もしくは
（６）式に対応して入力されるデータ信号Ｄ_n,m(k)、す
なわち、ｍ番目の処理範囲における第２所定時間軸位置
のデータ区間の各データスロットのシンボルについての
歪補正がなされることとなる。

【００３０】以上のように、いわゆる伝送路歪推定方式
はパイロット信号を参照して行うが、本方法はフェージ
ング歪のみではなく、オフセット周波数歪も含めた一括
補正を行うのである。続いて、かかる本方法が移動無線
通信システムにおいてどのように適用されるかの概念図
を図５に示す。

【００３１】本方法は無線システムの使用環境に応じた
適応処理を行うので逐次フィルタ係数を更新する必要が
ある。更新に際して収束の問題が関わるが、これは通話
チャネルの他に制御チャネルも利用することが考えられ
る。通話チャネルは実際にユーザが通話するときに使用
するチャネルである。制御チャネルは、多数のユーザで
利用するシステム（ＭＣＡ，ＪＳＭＲ，cellular syste
m 等）で通話者の管理を行うためのチャネルであり、逐
次ユーザは実際に通話を行わないときにも基地局との間
で交信をしている。図３に示すように、通話チャネルと
制御チャネルの両方に既知信号とパイロット信号を埋め
込み、上記の適応処理を各基地局と移動局の交信に対し
てフィルタ係数の更新を行う。

【００３２】本方法を採用することで、基地局／移動局
伝送チャネル環境に最適化された補正が可能になり、Ｂ
ＥＲ（Bit Error Ratio ）等システム品質の向上とな
る。また、フェージングとオフセット周波数歪補正が同
時に行われるため、かかる補正処理を実行するＤＳＰの
演算負荷が低減される。さらに、オフセット周波数補正
範囲の制限も撤廃されるので、システム設計が柔軟に行
える。

【００３３】なお、上記実施例においては、１フレーム
におけるデータ区間の数を１８とし、既知シンボルの格
納位置（第１所定時間軸位置）をその９番目のデータ区
間にし、またデータ区間のスロット数を１０としたが、
本発明は、これらの数のどれにも限定されるものではな
い。また、処理範囲における既知シンボル歪の測定位置
（第２所定時間軸位置）をその３番目のデータ区間とし
たが、これも限定されるものではない。さらに処理範囲
の大きさも、データ区間が５つ分である上記実施例に拘
らず、任意に画定することができる。さらに注記すれ
ば、本発明は、移動体無線通信システムに限定されない
ことは勿論である。本発明は、上述の全ての記述に基づ
く原理に逸脱しない限り、必要に応じて適宜態様を変更
することができるものである。

【００３４】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明のフェージ
ング及びオフセット周波数歪適応型歪補正方法、または
これに基づいて構成される送受信装置によれば、 １） フェージング歪とオフセット周波数歪を同時に補
正するため、従来の補正方式に比べてＤＳＰに関わる演
算量を低減できる。

【００３５】２） 無線チャネル環境の変化に伴い、フ
ェージングとオフセット周波数歪補正を逐次的適応的に
行うため、環境の変化に対して柔軟に対応できるのでＢ
ＥＲの向上につながる。３） 従来の瞬時位相変移検出
型の方式ではオフセット周波数の補正できる範囲には送
信信号のシンボルレートからくる制限があるが、本方法
では全く別のメカニズムを用いて補正を行うため超広範
囲な補正が可能となる。

【００３６】４） 従来、周波数選択性フェージング対
策として判定帰還型等化器等を用いているが、本方法は
フェージング環境に対応した補正方式を提供するため、
改善された周波数選択性フェージング対策を提供する。
といった顕著な効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明方法の全体像たる信号伝送系の概要図。

【図２】本発明方法の一形態例たるベースバンドデータ
信号の伝送フォーマットを示す図。

【図３】図２の伝送フォーマットに基づく適応処理の機
能ブロックを示す図。

【図４】図１における受信系の構成をさらに詳しく示し
たブロック図。

【図５】本発明方法の移動無線通信システムにおける適
用形態の一例としての概念図。

【符号の説明】

１ １６ＱＡＭ変調部 ２ １６ＱＡＭ復調部 ３ フェージング及びオフセット周波数歪補正部 ３３０〜３３５ 係数付与ブロック ３３α 加算ブロック ３３β 減算ブロック ２１ 直交検波器 ２２ Ａ／Ｄ変換器 ２３ データサンプラ ２４ 乗算器 ２５ スレッショルド判定回路 ３１ 歪補正用信号サンプラ ３２ 歪量測定部 ３３ 適応処理部 ３４ 補正信号生成部

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年１１月２日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図２】

【図３】

【図４】

【図５】

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定タイムスロット数ｋ_max のタイムス
   ロット列からなる複数のデータ区間と、これらデータ区
   間の間に挿入されるパイロット信号とを連ねてフレーム
   毎に伝送されるデータ信号のフェージング歪及びオフセ
   ット周波数歪の補正方法であって、 ｎ番フレームのデータ信号を伝送するに際し、 送信に当たり、前記フレーム内における所定番目のデー
   タ区間に対応する第１所定時間軸位置に存在するタイム
   スロットに既知信号を格納して送信し、 受信に当たり、前記ｎ番フレームにおける前記データ区
   間のうちの一連の所定数ｉ_max 個だけを包含する処理範
   囲の設定位置を１つの前記データ区間分ずつ遷移させつ
   つ、ｍ（ｍは自然数）番目の処理範囲における前記パイ
   ロット信号の送信信号値ｐ(m+1)と受信信号値ｑ(m+1)と
   によりパイロット信号における歪量ｘ_n(m+i)を、 【数１】ｘ_n(m+i)＝ｐ_n(m+i)ｑ_n ^*(m+i)／｜ｐ_n(m+i)｜² （ｉ= 0,1,…,ｉ_max） ；但し、ｉは処理範囲におけるパイロット信号の番号^* は複素共役を表す として測定し、かつ前記ｍ番目の処理範囲内における所
   定番目のデータ区間に対応する第２所定時間軸位置が前
   記第１所定時間軸位置に共通の時間軸上で一致した場合
   に前記既知信号における歪量ｄ_n(k)を、 【数２】ｄ_n(k)＝ｓ_n(k)ｒ_n ^* (k)／｜ｓ_n(k)｜² （ｋ= 1,2,…,ｋ_max） ；但し、ｋはデータ区間における既知信号の番号^* は複素共役を表す として測定するとともに、 前記ｍ番目の処理範囲の前記第２所定時間軸位置にある
   データ区間の各スロットにおける推定歪量ｙ_n,m(k)を、 【数３】 とする一方で、前記第１所定時間軸位置と前記第２所定
   時間軸位置とが共通の時間軸上で一致した場合に 【数４】ｈ_n+1(k,i)＝ｈ_n(k,i)＋μｅ_n(k)・ｘ_n ^*(m+i) ；但し、μはステップサイズ定数，１＞μ＞０ 【数５】ｅ_n(k)＝ｄ_n(k)−ｙ_n,m(k) を算出することによって求め、得られた推定歪量ｙ
   _n,m(k)によって前記ｍ番目の処理範囲の第２所定時間軸
   位置のデータ区間の各タイムスロットに格納されている
   データＤ_n,m(k)について歪補正をなすことを特徴とする
   フェージング歪及びオフセット周波数歪の補正方法。
2. 【請求項２】 前記第１所定時間軸位置は、１フレーム
   の中央位置または中央位置近傍であることを特徴とする
   請求項１記載のフェージング歪及びオフセット周波数歪
   の補正方法。
3. 【請求項３】 前記第２所定時間軸位置は、１の処理範
   囲の中央位置または中央位置近傍であることを特徴とす
   る請求項１または２記載のフェージング歪及びオフセッ
   ト周波数歪の補正方法。
4. 【請求項４】 前記ｉ_max は５，前記ｋ_max は１０であ
   ることを特徴とする請求項１記載のフェージング歪及び
   オフセット周波数歪の補正方法。
5. 【請求項５】 前記パイロット信号及び既知信号は、通
   話チャネルと制御チャネルの双方のデータ信号に有する
   ことを特徴とする請求項１、２、３または４記載のフェ
   ージング歪及びオフセット周波数歪の補正方法。
6. 【請求項６】 前記推定歪量ｙ_n,m(k)によって、ｙ_n,m ^*
   (k)／｜ｙ_n,m(k)｜²を算出し、その算出結果により歪補
   正信号を生成することを特徴とする請求項１、２、３、
   ４または５記載のフェージング歪及びオフセット周波数
   歪の補正方法。
7. 【請求項７】 所定タイムスロット数ｋ_max のタイムス
   ロット列からなる複数のデータ区間と、これらデータ区
   間の間に挿入されるパイロット信号とを連ねてフレーム
   毎に形成されるデータ信号を送信する送信装置であっ
   て、 前記フレーム内における所定番目のデータ区間のタイム
   スロットに歪補正用の既知信号を格納して送信すること
   を特徴とする送信装置。
8. 【請求項８】 請求項７記載の送信装置による送信信号
   を受信する受信装置であって、 前記ｎ番フレームにおける前記データ区間のうちの一連
   の所定数ｉ_max 個だけを包含する処理範囲の設定位置を
   １つの前記データ区間分ずつ遷移させつつ、ｍ（ｍは自
   然数）番目の処理範囲における前記パイロット信号の送
   信信号値ｐ(m+1)と受信信号値ｑ(m+1)とによりパイロッ
   ト信号における歪量ｘ_n(m+i)を、 【数６】ｘ_n(m+i)＝ｐ_n(m+i)ｑ_n ^*(m+i)／｜ｐ_n(m+i)｜² （ｉ= 0,1,…,ｉ_max） ；但し、ｉは処理範囲におけるパイロット信号の番号^* は複素共役を表す として測定し、かつ前記ｍ番目の処理範囲内における所
   定番目のデータ区間に対応する第２所定時間軸位置が前
   記第１所定時間軸位置に共通の時間軸上で一致した場合
   に前記既知信号における歪量ｄ_n(k)を、 【数７】ｄ_n(k)＝ｓ_n(k)ｒ_n ^* (k)／｜ｓ_n(k)｜² （ｋ= 1,2,…,ｋ_max） ；但し、ｋはデータ区間における既知信号の番号^* は複素共役を表す として測定するとともに、前記ｍ番目の処理範囲の前記
   第２所定時間軸位置にあるデータ区間の各スロットにお
   ける推定歪量ｙ_n,m(k)を、 【数８】 とする一方で、前記第１所定時間軸位置と前記第２所定
   時間軸位置とが共通の時間軸上で一致した場合に 【数９】ｈ_n+1(k,i)＝ｈ_n(k,i)＋μｅ_n(k)・ｘ_n ^*(m+i) ；但し、μはステップサイズ定数，１＞μ＞０ 【数１０】ｅ_n(k)＝ｄ_n(k)−ｙ_n,m(k) を算出することによって求め、得られた推定歪量ｙ
   _n,m(k)によって前記ｍ番目の処理範囲の第２所定時間軸
   位置のデータ区間の各タイムスロットに格納されている
   データＤ_n,m(k)について歪補正をなすことを特徴とする
   受信装置。