JPH07123703A - 変換回路 - Google Patents
変換回路Info
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- JPH07123703A JPH07123703A JP5286100A JP28610093A JPH07123703A JP H07123703 A JPH07123703 A JP H07123703A JP 5286100 A JP5286100 A JP 5286100A JP 28610093 A JP28610093 A JP 28610093A JP H07123703 A JPH07123703 A JP H07123703A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】昇圧、降圧機能を有するとともに、ロスの少な
い変換回路を提供する。 【構成】電力供給手段（１０）と、電磁エネルギーを蓄
える第１の電力蓄積手段（１１）と、電荷を蓄える第２
の電力蓄積手段（９）とを有するとともに、電力供給手
段と第１の電力蓄積手段とを第１のスイッチング手段
（８）により直列接続し、第１の電力蓄積手段と第２の
電力蓄積手段とを第２のスイッチング手段（７）により
直列接続し、これら第１及び第２のスイッチング手段の
開閉を制御して、電力供給手段から第１の電力蓄積手段
に蓄積された電力を、第２の電力蓄積手段に充電し、第
２の電力蓄積手段に充電された電力を第１の電力蓄積手
段に放電し、この放電電力を電力供給手段に回生する制
御等を行う。
い変換回路を提供する。 【構成】電力供給手段（１０）と、電磁エネルギーを蓄
える第１の電力蓄積手段（１１）と、電荷を蓄える第２
の電力蓄積手段（９）とを有するとともに、電力供給手
段と第１の電力蓄積手段とを第１のスイッチング手段
（８）により直列接続し、第１の電力蓄積手段と第２の
電力蓄積手段とを第２のスイッチング手段（７）により
直列接続し、これら第１及び第２のスイッチング手段の
開閉を制御して、電力供給手段から第１の電力蓄積手段
に蓄積された電力を、第２の電力蓄積手段に充電し、第
２の電力蓄積手段に充電された電力を第１の電力蓄積手
段に放電し、この放電電力を電力供給手段に回生する制
御等を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は変換回路に関し、特に広
範囲なダイナミックレンジ特性をもつ電圧変換を行う変
換回路に関する。
範囲なダイナミックレンジ特性をもつ電圧変換を行う変
換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】所定の駆動電圧を印加して圧電素子等の
負荷を駆動するためには、当該負荷の動作条件を設定す
る駆動電圧を調整する必要がある。かかる調整駆動電圧
発生回路としては、図８に示すような電圧変換回路が用
いられている。
負荷を駆動するためには、当該負荷の動作条件を設定す
る駆動電圧を調整する必要がある。かかる調整駆動電圧
発生回路としては、図８に示すような電圧変換回路が用
いられている。
【０００３】図８において、直流電源２０とインダクタ
２３、ダイオード２４、コンデンサ２２が直列接続構成
とされており、インダクタ２３とダイオード２４との接
続点と、直流電源２０との間にスイッチ２１が設けられ
ている。初めに、スイッチ２１を閉成してインダクタ２
３にコイル電流を流し、所定時間経過後、スイッチ２１
を開放して、ダイオード２４を介してキャパシタ２２に
コイル電流を流して充電し、充電電圧を増大させること
により昇圧電圧を出力電圧として得ている。
２３、ダイオード２４、コンデンサ２２が直列接続構成
とされており、インダクタ２３とダイオード２４との接
続点と、直流電源２０との間にスイッチ２１が設けられ
ている。初めに、スイッチ２１を閉成してインダクタ２
３にコイル電流を流し、所定時間経過後、スイッチ２１
を開放して、ダイオード２４を介してキャパシタ２２に
コイル電流を流して充電し、充電電圧を増大させること
により昇圧電圧を出力電圧として得ている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
電圧の変換回路は、キャパシタ２２とインダクタ２３か
ら構成される回路により、入力電圧としての直流電源電
圧Ｅから、より大きい絶対値の出力電圧を得る昇圧機能
を有する回路であるが、キャパシタ２２の充電による昇
圧機能は有するもののキャパシタ充電電荷を放電させる
ことはできないため、降圧機能を達成することはできな
い。
電圧の変換回路は、キャパシタ２２とインダクタ２３か
ら構成される回路により、入力電圧としての直流電源電
圧Ｅから、より大きい絶対値の出力電圧を得る昇圧機能
を有する回路であるが、キャパシタ２２の充電による昇
圧機能は有するもののキャパシタ充電電荷を放電させる
ことはできないため、降圧機能を達成することはできな
い。
【０００５】キャパシタ２２の電荷を放電するために
は、キャパシタ２２に抵抗を並列接続すれば良いが、並
列接続された抵抗は常時電力を消費するため、システム
回路全体の電力効率が低下するという問題がある。
は、キャパシタ２２に抵抗を並列接続すれば良いが、並
列接続された抵抗は常時電力を消費するため、システム
回路全体の電力効率が低下するという問題がある。
【０００６】そこで、本発明の目的は、昇圧、降圧機能
を有するとともに、ロスの少ない変換回路を提供するこ
とにある。
を有するとともに、ロスの少ない変換回路を提供するこ
とにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め、本発明による変換回路は、電力供給手段と、電磁エ
ネルギーを蓄える第１の電力蓄積手段と、電荷を蓄える
第２の電力蓄積手段と、前記電力供給手段と前記第１の
電力蓄積手段との間でエネルギーの授受を行うための第
１のスイッチング手段と、前記第１の電力蓄積手段と前
記第２の電力蓄積手段との間でエネルギーの授受を行う
ための第２のスイッチング手段と、前記第１及び第２の
スイッチング手段の開閉を制御する制御手段と、を備え
て構成される。前記制御手段は、前記電力供給手段から
前記第１のスイッチング手段を介して前記第１の電力蓄
積手段に蓄積された電力を、前記第２のスイッチング手
段を介して前記第２の電力蓄積手段に充電する制御と、
前記第２の電力蓄積手段に充電された電力を前記第２の
スイッチング手段を介して前記第１の電力蓄積手段に放
電し、この放電電力を前記第１のスイッチング手段を介
して前記電力供給手段に回生する制御の少なくとも一方
の制御を行うことにより、前記第２の電力蓄積手段の電
圧を変化させるように構成される。また、本発明の他の
態様になる変換回路は、入力電源回路、誘導性素子及び
第１の開閉手段が直列接続された第１のループ回路と、
前記誘導性素子に、第２の開閉手段及び容量性素子また
は電池を含む回路を有する回路が直列に接続された第２
のループ回路を具備し、前記第１の開閉手段及び前記第
２の開閉手段の開閉を制御することにより、前記入力電
源回路と前記容量性素子または電池を含む回路の間で双
方向に電力の授受を行い、前記容量性素子または電池を
含む回路の電圧を変化させ、または電池を含む回路を充
放電させるように構成される。本発明の更に他の態様に
なる変換回路は、入力電源回路、誘導性素子及び第１の
開閉手段が直列接続された第１のループ回路と、前記第
１の開閉手段に、少なくとも第２の開閉手段と容量性素
子または電池を含む回路が直列接続された第２のループ
回路を具備し、前記第１の開閉手段及び前記第２の開閉
手段の開閉を制御することにより前記入力電源回路と前
記容量性素子または電池を含む回路の間で双方向に電力
の授受を行い、前記容量性素子または電池を含む回路の
電圧を変化させること、または電池を含む回路を充放電
させるように構成される。ここで、前記第２の電力蓄積
手段または前記第２のループ回路には、所定の電圧の補
助電源を直列接続することもできる。
め、本発明による変換回路は、電力供給手段と、電磁エ
ネルギーを蓄える第１の電力蓄積手段と、電荷を蓄える
第２の電力蓄積手段と、前記電力供給手段と前記第１の
電力蓄積手段との間でエネルギーの授受を行うための第
１のスイッチング手段と、前記第１の電力蓄積手段と前
記第２の電力蓄積手段との間でエネルギーの授受を行う
ための第２のスイッチング手段と、前記第１及び第２の
スイッチング手段の開閉を制御する制御手段と、を備え
て構成される。前記制御手段は、前記電力供給手段から
前記第１のスイッチング手段を介して前記第１の電力蓄
積手段に蓄積された電力を、前記第２のスイッチング手
段を介して前記第２の電力蓄積手段に充電する制御と、
前記第２の電力蓄積手段に充電された電力を前記第２の
スイッチング手段を介して前記第１の電力蓄積手段に放
電し、この放電電力を前記第１のスイッチング手段を介
して前記電力供給手段に回生する制御の少なくとも一方
の制御を行うことにより、前記第２の電力蓄積手段の電
圧を変化させるように構成される。また、本発明の他の
態様になる変換回路は、入力電源回路、誘導性素子及び
第１の開閉手段が直列接続された第１のループ回路と、
前記誘導性素子に、第２の開閉手段及び容量性素子また
は電池を含む回路を有する回路が直列に接続された第２
のループ回路を具備し、前記第１の開閉手段及び前記第
２の開閉手段の開閉を制御することにより、前記入力電
源回路と前記容量性素子または電池を含む回路の間で双
方向に電力の授受を行い、前記容量性素子または電池を
含む回路の電圧を変化させ、または電池を含む回路を充
放電させるように構成される。本発明の更に他の態様に
なる変換回路は、入力電源回路、誘導性素子及び第１の
開閉手段が直列接続された第１のループ回路と、前記第
１の開閉手段に、少なくとも第２の開閉手段と容量性素
子または電池を含む回路が直列接続された第２のループ
回路を具備し、前記第１の開閉手段及び前記第２の開閉
手段の開閉を制御することにより前記入力電源回路と前
記容量性素子または電池を含む回路の間で双方向に電力
の授受を行い、前記容量性素子または電池を含む回路の
電圧を変化させること、または電池を含む回路を充放電
させるように構成される。ここで、前記第２の電力蓄積
手段または前記第２のループ回路には、所定の電圧の補
助電源を直列接続することもできる。
【０００８】
【作用】本発明では、電力供給手段と、電磁エネルギー
を蓄える第１の電力蓄積手段と、電荷を蓄える第２の電
力蓄積手段とを有するとともに、電力供給手段と第１の
電力蓄積手段とを第１のスイッチング手段により直列接
続し、第１の電力蓄積手段と第２の電力蓄積手段とを第
２のスイッチング手段により直列接続し、これら第１及
び第２のスイッチング手段の開閉を制御して、電力供給
手段から第１の電力蓄積手段に蓄積された電力を、第２
の電力蓄積手段に充電し、第２の電力蓄積手段に充電さ
れた電力を第１の電力蓄積手段に放電し、この放電電力
を電力供給手段に回生する制御等を行う。
を蓄える第１の電力蓄積手段と、電荷を蓄える第２の電
力蓄積手段とを有するとともに、電力供給手段と第１の
電力蓄積手段とを第１のスイッチング手段により直列接
続し、第１の電力蓄積手段と第２の電力蓄積手段とを第
２のスイッチング手段により直列接続し、これら第１及
び第２のスイッチング手段の開閉を制御して、電力供給
手段から第１の電力蓄積手段に蓄積された電力を、第２
の電力蓄積手段に充電し、第２の電力蓄積手段に充電さ
れた電力を第１の電力蓄積手段に放電し、この放電電力
を電力供給手段に回生する制御等を行う。
【０００９】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は、本発明による変換回路の一実
施例を示すブロック図である。本実施例は、負荷９（容
量性負荷）に供給する電圧として、直流電源１０からの
電圧を昇圧または降圧した電圧を供給する回路であり、
増幅機能を有する。
ながら説明する。図１は、本発明による変換回路の一実
施例を示すブロック図である。本実施例は、負荷９（容
量性負荷）に供給する電圧として、直流電源１０からの
電圧を昇圧または降圧した電圧を供給する回路であり、
増幅機能を有する。
【００１０】信号源１は、増幅器の入力信号源であり、
負極性信号を出力する。誤差増幅器２は、帰還素子Ｒ１
とＲ２及び負帰還ループの位相補償素子としてのコンデ
ンサＣ３と抵抗Ｒ３を有し、信号源１からの負極性信号
を入力とする定電圧負帰還増幅器であり、入出力の差電
圧を検出して増幅する。コンパレータ３は、三角波発振
器４から出力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）動作のキャ
リア信号としての三角波信号と、誤差増幅器２からの出
力信号とを比較し、誤差増幅器２からの出力信号に応じ
たパルス幅をもつパルス信号を出力する。
負極性信号を出力する。誤差増幅器２は、帰還素子Ｒ１
とＲ２及び負帰還ループの位相補償素子としてのコンデ
ンサＣ３と抵抗Ｒ３を有し、信号源１からの負極性信号
を入力とする定電圧負帰還増幅器であり、入出力の差電
圧を検出して増幅する。コンパレータ３は、三角波発振
器４から出力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）動作のキャ
リア信号としての三角波信号と、誤差増幅器２からの出
力信号とを比較し、誤差増幅器２からの出力信号に応じ
たパルス幅をもつパルス信号を出力する。
【００１１】ドライブ増幅器６は、例えば、絶縁型ドラ
イブ増幅器から構成され、コンパレータ３からの出力パ
ルスと、インバータ５により反転されたパルスとを入力
として、増幅し、例えば、パワーＭＯＳ ＦＥＴから成
るスイッチング素子７と８に供給する。スイッチング素
子７と８には、それぞれ逆方向電流阻止用のダイオード
Ｄ１とＤ２が直列接続されるとともに、ダイオードＤ３
とＤ４がそれぞれ並列に接続されている。
イブ増幅器から構成され、コンパレータ３からの出力パ
ルスと、インバータ５により反転されたパルスとを入力
として、増幅し、例えば、パワーＭＯＳ ＦＥＴから成
るスイッチング素子７と８に供給する。スイッチング素
子７と８には、それぞれ逆方向電流阻止用のダイオード
Ｄ１とＤ２が直列接続されるとともに、ダイオードＤ３
とＤ４がそれぞれ並列に接続されている。
【００１２】負荷９と直流電源１０とスイッチング素子
７と８とは直列接続され、誘導性素子であるインダクタ
１１が各接続点間に接続されている。コンデンサＣ１と
Ｃ２は、キャリア周波数成分を平滑化するためのキャパ
シタと、出力電圧のリップル成分低減用のキャパシタで
ある。キャパシタＣ１とＣ２は、負荷がキャパシタ性で
あれば、また、直流電源１０の等価直列インピーダンス
が小さければ、原理的に不要である。
７と８とは直列接続され、誘導性素子であるインダクタ
１１が各接続点間に接続されている。コンデンサＣ１と
Ｃ２は、キャリア周波数成分を平滑化するためのキャパ
シタと、出力電圧のリップル成分低減用のキャパシタで
ある。キャパシタＣ１とＣ２は、負荷がキャパシタ性で
あれば、また、直流電源１０の等価直列インピーダンス
が小さければ、原理的に不要である。
【００１３】図１に示す回路において、誤差増幅器２の
出力には、図２（Ａ）に示すような負帰還増幅器の入出
力の差分に応じた信号２Ａが得られる。コンパレータ３
は、この信号を三角波発振器４からの三角波信号４Ａと
比較し、同図（Ｂ）に示すような、パルス幅Ｔ２、パル
ス間隔Ｔ１（パルス周期：Ｔ１＋Ｔ２）をもつパルス信
号を出力する。この出力パルスのデューティは、誤差増
幅器２の出力に応じて変化し、ＰＷＭ動作が行われる。
コンパレータ３の出力は、インバータ５で反転され、逆
位相の一対の信号として、スイッチング素子７と８のＯ
Ｎ、ＯＦＦを制御する信号とされる。ドライブ増幅器６
は、その入力側回路電位とスイッチング素子７、８の制
御端子電位が異なっているため、入出力間が絶縁されて
いる必要がある。
出力には、図２（Ａ）に示すような負帰還増幅器の入出
力の差分に応じた信号２Ａが得られる。コンパレータ３
は、この信号を三角波発振器４からの三角波信号４Ａと
比較し、同図（Ｂ）に示すような、パルス幅Ｔ２、パル
ス間隔Ｔ１（パルス周期：Ｔ１＋Ｔ２）をもつパルス信
号を出力する。この出力パルスのデューティは、誤差増
幅器２の出力に応じて変化し、ＰＷＭ動作が行われる。
コンパレータ３の出力は、インバータ５で反転され、逆
位相の一対の信号として、スイッチング素子７と８のＯ
Ｎ、ＯＦＦを制御する信号とされる。ドライブ増幅器６
は、その入力側回路電位とスイッチング素子７、８の制
御端子電位が異なっているため、入出力間が絶縁されて
いる必要がある。
【００１４】図１から電圧変換に関わる素子を抜き出
し、簡略化した回路図を図３に示し、これによって直流
電源１０からの直流電圧を昇圧または降圧して負荷９に
供給する回路の動作原理を、以下説明する。
し、簡略化した回路図を図３に示し、これによって直流
電源１０からの直流電圧を昇圧または降圧して負荷９に
供給する回路の動作原理を、以下説明する。
【００１５】インダクタ１１は電磁エネル−ギ−として
電力を一時蓄える誘導性素子であり、キャパシタ９は静
電エネルギ−として電力を一時蓄積する容量性素子、ス
イッチング素子８は直流電源１０とインダクタ１１との
間で電力授受を行う際の経路となり、スイッチング素子
７はキャパシタ９とインダクタ１１との間で電力授受を
行う際の経路となる。
電力を一時蓄える誘導性素子であり、キャパシタ９は静
電エネルギ−として電力を一時蓄積する容量性素子、ス
イッチング素子８は直流電源１０とインダクタ１１との
間で電力授受を行う際の経路となり、スイッチング素子
７はキャパシタ９とインダクタ１１との間で電力授受を
行う際の経路となる。
【００１６】定常状態におけるキャパシタ９の端子電圧
Ｖcの平均値Ｖ0は、図７を参照して以下のように求めら
れる。スイッチング素子７がＯＦＦ、スイッチング素子
８がＯＮの時間をＴ1、スイッチング素子７がＯＮ、ス
イッチング素子８がＯＦＦの時間をＴ2とし、インダク
タ１１とキャパシタ９のＬとＣの値が ＬＣ＞＞｛ (Ｔ1＋Ｔ2)/(２π) ｝2 を満たしているとする。インダクタ１１に流れる電流ｉ
LのＴ1 期間開始時の値をＩ1，Ｔ2期間開始時の値をＩ2
とすれば、Ｔ1期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）ｔ （１） と増大し、ｔ＝Ｔ1で Ｉ2 ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）Ｔ1 （２） となる。また、Ｔ2期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ2−（Ｖ0／Ｌ）ｔ （３） と減少し、ｔ＝Ｔ2で Ｉ1＝Ｉ2 −（Ｖ0／Ｌ）Ｔ2 （４） となり、（２），（４）式から次式が得られる。 （Ｖ0 ／Ｅ）＝（Ｔ1／Ｔ2） （５） （５）式から、キャパシタ９の端子電圧ＶOと直流電源
１０の電圧Ｅの比は、スイッチング素子７，８の開閉時
間の比（デューティレシオ）に依存して定まり、Ｖoは
Ｅ以下からＥを越える値まで制御可能であることがわか
る。
Ｖcの平均値Ｖ0は、図７を参照して以下のように求めら
れる。スイッチング素子７がＯＦＦ、スイッチング素子
８がＯＮの時間をＴ1、スイッチング素子７がＯＮ、ス
イッチング素子８がＯＦＦの時間をＴ2とし、インダク
タ１１とキャパシタ９のＬとＣの値が ＬＣ＞＞｛ (Ｔ1＋Ｔ2)/(２π) ｝2 を満たしているとする。インダクタ１１に流れる電流ｉ
LのＴ1 期間開始時の値をＩ1，Ｔ2期間開始時の値をＩ2
とすれば、Ｔ1期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）ｔ （１） と増大し、ｔ＝Ｔ1で Ｉ2 ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）Ｔ1 （２） となる。また、Ｔ2期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ2−（Ｖ0／Ｌ）ｔ （３） と減少し、ｔ＝Ｔ2で Ｉ1＝Ｉ2 −（Ｖ0／Ｌ）Ｔ2 （４） となり、（２），（４）式から次式が得られる。 （Ｖ0 ／Ｅ）＝（Ｔ1／Ｔ2） （５） （５）式から、キャパシタ９の端子電圧ＶOと直流電源
１０の電圧Ｅの比は、スイッチング素子７，８の開閉時
間の比（デューティレシオ）に依存して定まり、Ｖoは
Ｅ以下からＥを越える値まで制御可能であることがわか
る。
【００１７】上記回路において、スイッチング素子７と
８が図４に示すようなＯＮ，ＯＦＦ動作を行うときのキ
ャパシタ９が充電される場合の動作を説明する。スイッ
チング素子７がＯＦＦ、スイッチング素子８がＯＮのＴ
1期間においては、直流電源１０、インダクタ１１、ス
イッチング素子８から成る回路に漸増電流ｉLが流れ、
直流電源１０からインダクタ１１への充電が行われる。
一方、スイッチング素子７がＯＮ、スイッチング素子８
がＯＦＦのＴ2期間においては、インダクタ１１、スイ
ッチング素子７、キャパシタ９から成る回路に漸減電流
ｉcが流れ、インダクタ１１に蓄えられていた電力がキ
ャパシタ９に移行し、キャパシタ９に示す極性状態で充
電される。以上の一連動作によって直流電源１０からキ
ャパシタ９への充電が行われる。こうしてキャパシタ９
の両端に現れる電圧（出力電圧）Ｖcは、同図に示すよ
うに、徐々に増大する。
８が図４に示すようなＯＮ，ＯＦＦ動作を行うときのキ
ャパシタ９が充電される場合の動作を説明する。スイッ
チング素子７がＯＦＦ、スイッチング素子８がＯＮのＴ
1期間においては、直流電源１０、インダクタ１１、ス
イッチング素子８から成る回路に漸増電流ｉLが流れ、
直流電源１０からインダクタ１１への充電が行われる。
一方、スイッチング素子７がＯＮ、スイッチング素子８
がＯＦＦのＴ2期間においては、インダクタ１１、スイ
ッチング素子７、キャパシタ９から成る回路に漸減電流
ｉcが流れ、インダクタ１１に蓄えられていた電力がキ
ャパシタ９に移行し、キャパシタ９に示す極性状態で充
電される。以上の一連動作によって直流電源１０からキ
ャパシタ９への充電が行われる。こうしてキャパシタ９
の両端に現れる電圧（出力電圧）Ｖcは、同図に示すよ
うに、徐々に増大する。
【００１８】次に、キャパシタ９が放電される場合の動
作を図５を参照して説明する。スイッチング素子７がＯ
Ｎ、スイッチング素子８がＯＦＦのＴ2期間において
は、キャパシタ９、スイッチング素子７、インダクタ１
１から成る回路に電流ｉcが流れ、キャパシタ９に蓄え
られていた電力がインダクタ１１に移る。スイッチング
素子７がＯＦＦ、スイッチング素子８がＯＮのＴ1期間
においては、インダクタ１１、スイッチング素子８、直
流電源１０から成る回路に電流ｉLが流れ、インダクタ
１１に蓄えられていた電力が直流電源１０へ回生され
る。以上の一連動作によってキャパシタ９から入力電源
１０へ電力の回生が行われる。こうしてキャパシタ９の
両端に現れる電圧（出力電圧）Ｖcは、同図に示すよう
に、徐々に減少する。
作を図５を参照して説明する。スイッチング素子７がＯ
Ｎ、スイッチング素子８がＯＦＦのＴ2期間において
は、キャパシタ９、スイッチング素子７、インダクタ１
１から成る回路に電流ｉcが流れ、キャパシタ９に蓄え
られていた電力がインダクタ１１に移る。スイッチング
素子７がＯＦＦ、スイッチング素子８がＯＮのＴ1期間
においては、インダクタ１１、スイッチング素子８、直
流電源１０から成る回路に電流ｉLが流れ、インダクタ
１１に蓄えられていた電力が直流電源１０へ回生され
る。以上の一連動作によってキャパシタ９から入力電源
１０へ電力の回生が行われる。こうしてキャパシタ９の
両端に現れる電圧（出力電圧）Ｖcは、同図に示すよう
に、徐々に減少する。
【００１９】以上の説明から、直流電源１０とキャパシ
タ９との間で双方向に電力の授受が行われ、キャパシタ
９の端子電圧は、増大、減少いずれの方向へも制御可能
であり、またキャパシタ９の端子電圧を直流電源電圧Ｅ
以下から直流電源電圧Ｅを越える範囲まで広範囲に制御
可能であることがわかる。
タ９との間で双方向に電力の授受が行われ、キャパシタ
９の端子電圧は、増大、減少いずれの方向へも制御可能
であり、またキャパシタ９の端子電圧を直流電源電圧Ｅ
以下から直流電源電圧Ｅを越える範囲まで広範囲に制御
可能であることがわかる。
【００２０】図６は、図３と略同様な機能を達成する本
発明の他の実施例による回路図である。本図において、
端子電圧がＥなる直流電源１０は入力電源であり、イン
ダクタンスがＬなるインダクタ１１は電力を電磁エネル
ギーとして一時蓄える機能をもつ回路素子、静電容量が
Ｃなるキャパシタ９は電力を静電エネルギーとして蓄え
る機能をもつ回路素子である。スイッチング素子８は、
直流電源１０とインダクタ１１との間で電力の授受を行
うための経路となるスイッチング素子であり、スイッチ
ング素子７はキャパシタ９とインダクタ１１及び直流電
源１０との間で電力の授受を行うための経路となるスイ
ッチング素子である。本回路は、負荷の−端子と電源の
−端子とを共通接続しなければならない場合に有効であ
る。本回路の動作は、図４と図５を参照して説明した図
３の動作と略同じであるので、その説明は省略する。
発明の他の実施例による回路図である。本図において、
端子電圧がＥなる直流電源１０は入力電源であり、イン
ダクタンスがＬなるインダクタ１１は電力を電磁エネル
ギーとして一時蓄える機能をもつ回路素子、静電容量が
Ｃなるキャパシタ９は電力を静電エネルギーとして蓄え
る機能をもつ回路素子である。スイッチング素子８は、
直流電源１０とインダクタ１１との間で電力の授受を行
うための経路となるスイッチング素子であり、スイッチ
ング素子７はキャパシタ９とインダクタ１１及び直流電
源１０との間で電力の授受を行うための経路となるスイ
ッチング素子である。本回路は、負荷の−端子と電源の
−端子とを共通接続しなければならない場合に有効であ
る。本回路の動作は、図４と図５を参照して説明した図
３の動作と略同じであるので、その説明は省略する。
【００２１】定常状態におけるキャパシタ９の端子電圧
Ｖcの平均値Ｖ0は、図７を参照して、次のように求めら
れる。スイッチング素子７がＯＦＦ、スイッチング素子
８がＯＮの時間をＴ1、スイッチング素子７がＯＮ、ス
イッチング素子８がＯＦＦの時間をＴ2とし、Ｌ，Ｃの
値が ＬＣ＞＞｛ (Ｔ1＋Ｔ2)/(２π) ｝2 を満たしているとする。インダクタ１１の電流ｉＬのＴ
1 期間開始時の値をＩ1，Ｔ2期間開始時の値をＩ2とす
れば、Ｔ1期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）ｔ （１１） と増大し、ｔ＝Ｔ1で Ｉ2 ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）Ｔ1 （１２） となる。また、Ｔ2期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ2−（Ｖ0−Ｅ）ｔ／Ｌ （１３） と減少し、ｔ＝Ｔ2で Ｉ1＝Ｉ2 −（Ｖ0−Ｅ）Ｔ2／Ｌ （１４） となり、（１２），（１４）式から次式が得られる。 （Ｖ0 ／Ｅ）＝（Ｔ1／Ｔ2）＋１ （１５） （１５）式から、キャパシタ９の端子電圧ＶOと直流電
源１０の電圧Ｅの比は、スイッチング素子７，８の開閉
時間の比（デューティレシオ）により定まり、ＶoはＥ
を越える広い範囲で制御可能であることがわかる。
Ｖcの平均値Ｖ0は、図７を参照して、次のように求めら
れる。スイッチング素子７がＯＦＦ、スイッチング素子
８がＯＮの時間をＴ1、スイッチング素子７がＯＮ、ス
イッチング素子８がＯＦＦの時間をＴ2とし、Ｌ，Ｃの
値が ＬＣ＞＞｛ (Ｔ1＋Ｔ2)/(２π) ｝2 を満たしているとする。インダクタ１１の電流ｉＬのＴ
1 期間開始時の値をＩ1，Ｔ2期間開始時の値をＩ2とす
れば、Ｔ1期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）ｔ （１１） と増大し、ｔ＝Ｔ1で Ｉ2 ＝Ｉ1＋（Ｅ／Ｌ）Ｔ1 （１２） となる。また、Ｔ2期間中にｉＬは ｉL ＝Ｉ2−（Ｖ0−Ｅ）ｔ／Ｌ （１３） と減少し、ｔ＝Ｔ2で Ｉ1＝Ｉ2 −（Ｖ0−Ｅ）Ｔ2／Ｌ （１４） となり、（１２），（１４）式から次式が得られる。 （Ｖ0 ／Ｅ）＝（Ｔ1／Ｔ2）＋１ （１５） （１５）式から、キャパシタ９の端子電圧ＶOと直流電
源１０の電圧Ｅの比は、スイッチング素子７，８の開閉
時間の比（デューティレシオ）により定まり、ＶoはＥ
を越える広い範囲で制御可能であることがわかる。
【００２２】上述説明において、図３および図６に示す
変換回路において、補助電源をキャパシタ９に直列に接
続すれば、キャパシタ９の端子電圧可変範囲を前記補助
電源の電圧だけ拡大できる。
変換回路において、補助電源をキャパシタ９に直列に接
続すれば、キャパシタ９の端子電圧可変範囲を前記補助
電源の電圧だけ拡大できる。
【００２３】また、制御回路を追加し、各部の電圧、電
流の一部または全部をフィードバックし、スイッチング
素子７，８のＯＮ，ＯＦＦ動作を制御することにより増
幅回路を構成できる。
流の一部または全部をフィードバックし、スイッチング
素子７，８のＯＮ，ＯＦＦ動作を制御することにより増
幅回路を構成できる。
【００２４】以上の説明は、電圧に関する変換回路につ
いて説明しているが、電流に関しても適用できることは
勿論である。
いて説明しているが、電流に関しても適用できることは
勿論である。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による変換
回路によれば、簡単な回路構成でキャパシタや電池の充
放電を行い、広範囲の電圧を供給し、さらに電圧の増
大、減少を任意に制御することができる。
回路によれば、簡単な回路構成でキャパシタや電池の充
放電を行い、広範囲の電圧を供給し、さらに電圧の増
大、減少を任意に制御することができる。
【図１】本発明による変換回路の一実施例を適用した回
路ブロック図である。
路ブロック図である。
【図２】図１に示す変換回路の動作を説明するための図
である。
である。
【図３】図１に示す回路の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図４】図３に示す回路の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図５】図３に示す回路の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図６】図３と略同様な機能を達成する本発明の他の実
施例による回路図である。
施例による回路図である。
【図７】図３と図６に示す回路の動作を説明するための
図である。
図である。
【図８】従来の電圧変換回路を示す図である。
１ 信号源 ２ 誤差増幅器 ３ コンパレータ ４ 三角波発信器 ５ インバータ ６ ドライブ増幅器 ７，８ スイッチング素子 ９ 負荷（容量性負荷） １０ 直流電源 １１ インダクタ
Claims (5)
- 【請求項１】電力供給手段と、 電磁エネルギーを蓄える第１の電力蓄積手段と、 電荷を蓄える第２の電力蓄積手段と、 前記電力供給手段と前記第１の電力蓄積手段との間でエ
ネルギーの授受を行うための第１のスイッチング手段
と、 前記第１の電力蓄積手段と前記第２の電力蓄積手段との
間でエネルギーの授受を行うための第２のスイッチング
手段と、 前記第１及び第２のスイッチング手段の開閉を制御する
制御手段と、 を備えて成ることを特徴とする変換回路。 - 【請求項２】前記制御手段は、前記電力供給手段から前
記第１のスイッチング手段を介して前記第１の電力蓄積
手段に蓄積された電力を、前記第２のスイッチング手段
を介して前記第２の電力蓄積手段に充電する制御と、前
記第２の電力蓄積手段に充電された電力を前記第２のス
イッチング手段を介して前記第１の電力蓄積手段に放電
し、この放電電力を前記第１のスイッチング手段を介し
て前記電力供給手段に回生する制御の少なくとも一方の
制御を行うことにより、前記第２の電力蓄積手段の電圧
を変化させることを特徴とする変換回路。 - 【請求項３】入力電源回路、誘導性素子及び第１の開閉
手段が直列接続された第１のループ回路と、前記誘導性
素子に、第２の開閉手段及び容量性素子または電池を含
む回路を有する回路が直列に接続された第２のループ回
路を具備し、前記第１の開閉手段及び前記第２の開閉手
段の開閉を制御することにより、前記入力電源回路と前
記容量性素子または電池を含む回路の間で双方向に電力
の授受を行い、前記容量性素子または電池を含む回路の
電圧を変化させ、または前記電池を含む回路を充放電さ
せることを特徴とする電圧変換回路。 - 【請求項４】入力電源回路、誘導性素子及び第１の開閉
手段が直列接続された第１のループ回路と、前記第１の
開閉手段に、少なくとも第２の開閉手段と容量性素子ま
たは電池を含む回路が直列接続された第２のループ回路
を具備し、前記第１の開閉手段及び前記第２の開閉手段
の開閉を制御することにより前記入力電源回路と前記容
量性素子または電池を含む回路の間で双方向に電力の授
受を行い、前記容量性素子または電池を含む回路の電圧
を変化させること、または前記電池を含む回路を充放電
させることを特徴とする電圧変換回路。 - 【請求項５】前記第２の電力蓄積手段または前記第２の
ループ回路には、所定の電圧の補助電源が直列接続され
ていることを特徴とする請求項１、２、３または４に記
載の変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5286100A JPH07123703A (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5286100A JPH07123703A (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123703A true JPH07123703A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=17699943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5286100A Pending JPH07123703A (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123703A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074965A (ja) * | 2004-09-06 | 2006-03-16 | Honda Motor Co Ltd | 電源装置 |
| JP2007282485A (ja) * | 2006-04-06 | 2007-10-25 | Ford Global Technologies Llc | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2025515947A (ja) * | 2022-05-31 | 2025-05-20 | ビーワイディー カンパニー リミテッド | 電池回路および車両 |
-
1993
- 1993-10-20 JP JP5286100A patent/JPH07123703A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074965A (ja) * | 2004-09-06 | 2006-03-16 | Honda Motor Co Ltd | 電源装置 |
| JP2007282485A (ja) * | 2006-04-06 | 2007-10-25 | Ford Global Technologies Llc | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2025515947A (ja) * | 2022-05-31 | 2025-05-20 | ビーワイディー カンパニー リミテッド | 電池回路および車両 |
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