JPH07123705A - 可変出力電圧スイッチングレギュレータ - Google Patents
可変出力電圧スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JPH07123705A JPH07123705A JP27185793A JP27185793A JPH07123705A JP H07123705 A JPH07123705 A JP H07123705A JP 27185793 A JP27185793 A JP 27185793A JP 27185793 A JP27185793 A JP 27185793A JP H07123705 A JPH07123705 A JP H07123705A
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- Japan
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- control signal
- circuit
- switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 可変出力電圧スイッチングレギュレータにお
いて、必要最小限度のダミー電流で電力消費の無駄を無
くし、出力電圧の過渡応答性の低下を防ぐ。 【構成】 スイッチングトランジスタＱ1 により出力電
圧を制御するスイッチング回路と、出力電圧に応じたデ
ューティ比の制御信号によりスイッチングトランジスタ
をオンオフ制御する制御信号印加手段１５と、負荷ＲL
に並列に接続され、流れる電流を制御信号に応じて制御
するダミー電流制御回路とを備えている。
いて、必要最小限度のダミー電流で電力消費の無駄を無
くし、出力電圧の過渡応答性の低下を防ぐ。 【構成】 スイッチングトランジスタＱ1 により出力電
圧を制御するスイッチング回路と、出力電圧に応じたデ
ューティ比の制御信号によりスイッチングトランジスタ
をオンオフ制御する制御信号印加手段１５と、負荷ＲL
に並列に接続され、流れる電流を制御信号に応じて制御
するダミー電流制御回路とを備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、可変出力電圧スイッチ
ングレギュレータに関する。
ングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】電源用レギュレータとして、効率が良
く、入力電源電圧に比べて出力電圧を高くも低くも設定
することができることから、スイッチングレギュレータ
が広く用いられている。たとえば、図３にブーストコン
バータ型のスイッチングレギュレータの従来の基本回路
を示す。図３において、入力電圧Ｖi は、インダクタ
Ｌ，スイッチングトランジスタＱ，ダイオードＤ，キャ
パシタＣを介して負荷ＲL に接続されている。
く、入力電源電圧に比べて出力電圧を高くも低くも設定
することができることから、スイッチングレギュレータ
が広く用いられている。たとえば、図３にブーストコン
バータ型のスイッチングレギュレータの従来の基本回路
を示す。図３において、入力電圧Ｖi は、インダクタ
Ｌ，スイッチングトランジスタＱ，ダイオードＤ，キャ
パシタＣを介して負荷ＲL に接続されている。
【０００３】スイッチングトランジスタＱがオンする
と、トランジスタＱのソース側の電圧は０に近い値まで
落ち込んで、入力電圧Ｖi がインダクタＬの両端に加わ
る。これに伴ってインダクタＬに流れる電流は直線的に
増加する。このときトランジスタＱのソース側の電圧が
出力電圧Ｖo よりも低いために、ダイオードＤは逆バイ
アスを受けて電流は出力側に流れない。また、スイッチ
ングトランジスタＱがオフしたとき、印加電圧は出力電
圧ＶO とダイオード電圧ＶD の和の値に近づく。この
際、出力電流Ｉo はダイオードＤを通って負荷側キャパ
シターＣに流れ込む。
と、トランジスタＱのソース側の電圧は０に近い値まで
落ち込んで、入力電圧Ｖi がインダクタＬの両端に加わ
る。これに伴ってインダクタＬに流れる電流は直線的に
増加する。このときトランジスタＱのソース側の電圧が
出力電圧Ｖo よりも低いために、ダイオードＤは逆バイ
アスを受けて電流は出力側に流れない。また、スイッチ
ングトランジスタＱがオフしたとき、印加電圧は出力電
圧ＶO とダイオード電圧ＶD の和の値に近づく。この
際、出力電流Ｉo はダイオードＤを通って負荷側キャパ
シターＣに流れ込む。
【０００４】さらにインダクタ電流は、逆にＶO −ＶD
−Ｖi で決まる比によって直線的に減少する。ここで
は、ダイオードＤに流れる電流の平均値が出力電流ＩO
と等しくなるようにスイッチングトランジスタＱをオン
オフ制御する。スイッチングトランジスタＱのオン時間
及びオフ時間をそれぞれＴON，ＴOFFとし、インダクタ
電流のピーク値をＩpkとすると、スイッチングトランジ
スタＱのオン時間ＴON，オフ時間ＴOFF は、それぞれ、 ＴON＝（Ｉpk・Ｌ）／Ｖi ， ＴOFF ＝（Ｉpk・Ｌ）／（Ｖo ＋ＶD −Ｖi ） となる。
−Ｖi で決まる比によって直線的に減少する。ここで
は、ダイオードＤに流れる電流の平均値が出力電流ＩO
と等しくなるようにスイッチングトランジスタＱをオン
オフ制御する。スイッチングトランジスタＱのオン時間
及びオフ時間をそれぞれＴON，ＴOFFとし、インダクタ
電流のピーク値をＩpkとすると、スイッチングトランジ
スタＱのオン時間ＴON，オフ時間ＴOFF は、それぞれ、 ＴON＝（Ｉpk・Ｌ）／Ｖi ， ＴOFF ＝（Ｉpk・Ｌ）／（Ｖo ＋ＶD −Ｖi ） となる。
【０００５】ここでダイオードＤの端子間の電圧ＶD を
無視できるものとすれば、 ＴOFF ＝（Ｉpk・Ｌ）／（Ｖo −Ｖi ） となり、これより Ｖo ＝Ｖi （ＴON＋ＴOFF ）ＴOFF ＝Ｖi ・Ｔ／ＴOFF となる。ただし、Ｔ＝ＴON＋ＴOFF である。
無視できるものとすれば、 ＴOFF ＝（Ｉpk・Ｌ）／（Ｖo −Ｖi ） となり、これより Ｖo ＝Ｖi （ＴON＋ＴOFF ）ＴOFF ＝Ｖi ・Ｔ／ＴOFF となる。ただし、Ｔ＝ＴON＋ＴOFF である。
【０００６】したがってスイッチングトランジスタのオ
ンオフ時間を制御回路によって制御することにより、出
力電圧Ｖo の大きさが変わる。通常、インダクタＬには
Ｉo ／１０程度の電流に対する大きさとしている。この
ため、負荷がない場合にも最大出力電流の１／１０程度
の電流が流れるようにダミー抵抗ＲD を負荷と並列に接
続する。
ンオフ時間を制御回路によって制御することにより、出
力電圧Ｖo の大きさが変わる。通常、インダクタＬには
Ｉo ／１０程度の電流に対する大きさとしている。この
ため、負荷がない場合にも最大出力電流の１／１０程度
の電流が流れるようにダミー抵抗ＲD を負荷と並列に接
続する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、出力電
圧Ｖo を可変にしようとすると、ダミー抵抗ＲD を出力
電圧に応じて変える必要がある。従来では、考え得る最
大のダミー電流になるよう、ダミー抵抗ＲD の抵抗値を
設定するか、または適当な抵抗値に固定してそのまま使
用していた。
圧Ｖo を可変にしようとすると、ダミー抵抗ＲD を出力
電圧に応じて変える必要がある。従来では、考え得る最
大のダミー電流になるよう、ダミー抵抗ＲD の抵抗値を
設定するか、または適当な抵抗値に固定してそのまま使
用していた。
【０００８】ダミー抵抗ＲD の抵抗値を最大のダミー電
流に適合させた場合、ダミー電流による損失が大きくな
り、無駄な消費電力が多くなるという問題がある。ま
た、ダミー抵抗ＲD の抵抗値が大きすぎると、出力電圧
の過渡応答性が悪くなる。本発明の目的は、可変出力電
圧スイッチングレギュレータにおいて、ダミー電流によ
る電力消費の無駄をなくし、しかも効率良く出力電圧を
制御できるようにすることにある。
流に適合させた場合、ダミー電流による損失が大きくな
り、無駄な消費電力が多くなるという問題がある。ま
た、ダミー抵抗ＲD の抵抗値が大きすぎると、出力電圧
の過渡応答性が悪くなる。本発明の目的は、可変出力電
圧スイッチングレギュレータにおいて、ダミー電流によ
る電力消費の無駄をなくし、しかも効率良く出力電圧を
制御できるようにすることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係る可変出力電
圧スイッチングレギュレータは、スイッチング回路と、
スイッチング素子制御手段と、ダミー電流制御回路とを
備えている。スイッチング回路は、出力電圧を制御する
ためのスイッチング素子を含んでいる。スイッチング素
子制御手段は、出力電圧に応じたデューティ比の制御信
号によりスイッチング素子をオンオフ制御する。ダミー
電流制御回路は負荷に並列に接続され、制御信号印加手
段の制御信号に応じて、流れる電流を制御する。
圧スイッチングレギュレータは、スイッチング回路と、
スイッチング素子制御手段と、ダミー電流制御回路とを
備えている。スイッチング回路は、出力電圧を制御する
ためのスイッチング素子を含んでいる。スイッチング素
子制御手段は、出力電圧に応じたデューティ比の制御信
号によりスイッチング素子をオンオフ制御する。ダミー
電流制御回路は負荷に並列に接続され、制御信号印加手
段の制御信号に応じて、流れる電流を制御する。
【００１０】
【作用】本発明によれば、ダミー電流は、スイッチング
素子制御手段の制御信号に基づいてダミー電流制御回路
により制御される。ここで、スイッチング素子を制御す
る。制御信号は出力電圧に応じたデューティ比に設定さ
れている。したがって、ダミー電流は出力電圧に応じて
制御され、過大なダミー電流による電力消費を無くし、
しかも効率良く出力電圧を得ることができる。
素子制御手段の制御信号に基づいてダミー電流制御回路
により制御される。ここで、スイッチング素子を制御す
る。制御信号は出力電圧に応じたデューティ比に設定さ
れている。したがって、ダミー電流は出力電圧に応じて
制御され、過大なダミー電流による電力消費を無くし、
しかも効率良く出力電圧を得ることができる。
【００１１】
【実施例】本発明に係る可変出力電圧スイッチングレギ
ュレータは、たとえば超音波診断装置の送信回路部に利
用される。図１は、本発明の一実施例が採用される超音
波診断装置の概略ブロック図である。図において、プロ
ーブ１は複数の振動子からなり、被検体２の表面に当て
られ、被検体２内に超音波ビームを送信し、被検体２か
らの反射エコーを受信する。プローブ１には送信回路３
が接続されている。送信回路３は、プローブ１の各振動
子に高周波パルスを印加する。またプローブ１には増幅
群４が接続されている。
ュレータは、たとえば超音波診断装置の送信回路部に利
用される。図１は、本発明の一実施例が採用される超音
波診断装置の概略ブロック図である。図において、プロ
ーブ１は複数の振動子からなり、被検体２の表面に当て
られ、被検体２内に超音波ビームを送信し、被検体２か
らの反射エコーを受信する。プローブ１には送信回路３
が接続されている。送信回路３は、プローブ１の各振動
子に高周波パルスを印加する。またプローブ１には増幅
群４が接続されている。
【００１２】増幅群４は複数のアンプからなり、プロー
ブ１の各振動子に対応して設けられており、受波した反
射エコーを増幅する。増幅群４は、波形処理回路５に接
続されている。波形処理回路５は、増幅群４からの信号
を波形処理してデジタル・スキャン・コンバータ（以
下、ＤＳＣと記す）６に記憶可能な信号とするためのも
のである。この出力信号は、Ｂモード信号又はＭモード
信号となっている。また、増幅群４はミキサー波形処理
回路７に接続されている。
ブ１の各振動子に対応して設けられており、受波した反
射エコーを増幅する。増幅群４は、波形処理回路５に接
続されている。波形処理回路５は、増幅群４からの信号
を波形処理してデジタル・スキャン・コンバータ（以
下、ＤＳＣと記す）６に記憶可能な信号とするためのも
のである。この出力信号は、Ｂモード信号又はＭモード
信号となっている。また、増幅群４はミキサー波形処理
回路７に接続されている。
【００１３】ミキサー波形処理回路７は、受信された反
射エコーと送信系からの参照信号とを混合するものであ
る。ミキサー波形処理回路７の出力はＡ／Ｄ変換回路８
に接続されている。Ａ／Ｄ変換回路８は、ミキサー波形
処理回路７の出力をＡ／Ｄ変換するものである。Ａ／Ｄ
変換回路８は、ドプラー用演算処理回路９に接続されて
いる。ドプラー用演算処理回路９は、Ａ／Ｄ変換された
ドプラー信号に対して相関演算処理等を行い、平均血流
値等を計算したり、また、Ａ／Ｄ変換されたドプラー信
号を高速フーリエ変換し、血流速度分布を演算したりす
るためのものである。
射エコーと送信系からの参照信号とを混合するものであ
る。ミキサー波形処理回路７の出力はＡ／Ｄ変換回路８
に接続されている。Ａ／Ｄ変換回路８は、ミキサー波形
処理回路７の出力をＡ／Ｄ変換するものである。Ａ／Ｄ
変換回路８は、ドプラー用演算処理回路９に接続されて
いる。ドプラー用演算処理回路９は、Ａ／Ｄ変換された
ドプラー信号に対して相関演算処理等を行い、平均血流
値等を計算したり、また、Ａ／Ｄ変換されたドプラー信
号を高速フーリエ変換し、血流速度分布を演算したりす
るためのものである。
【００１４】ドプラー用演算処理回路９はＤＳＣ６に接
続されている。たとえばＤＳＣ６では、カラードプラー
Ｂモード時に、Ｂモード像とカラードプラー像との合成
が行われる。またＭモード時には、波形処理回路５から
の出力によりＭモード像が得られる。ＤＳＣ６はＣＲＴ
１０に接続されている。ＣＲＴ１０はカラードプラー像
やＭモード像等を表示し、ドプラーモード時にはスペク
トル像が表示される。
続されている。たとえばＤＳＣ６では、カラードプラー
Ｂモード時に、Ｂモード像とカラードプラー像との合成
が行われる。またＭモード時には、波形処理回路５から
の出力によりＭモード像が得られる。ＤＳＣ６はＣＲＴ
１０に接続されている。ＣＲＴ１０はカラードプラー像
やＭモード像等を表示し、ドプラーモード時にはスペク
トル像が表示される。
【００１５】これらの送信回路３、ミキサー波形処理回
路７、波形処理回路５、ＤＳＣ６、ドプラー用演算処理
回路９及びＣＲＴ１０には制御回路１４が接続されてい
る。制御回路１４はこれらの各部を制御する。本発明の
一実施例によるスイッチングレギュレータは、図１にお
ける送信回路３の一部に利用可能なものであり、その回
路図を図２に示す。
路７、波形処理回路５、ＤＳＣ６、ドプラー用演算処理
回路９及びＣＲＴ１０には制御回路１４が接続されてい
る。制御回路１４はこれらの各部を制御する。本発明の
一実施例によるスイッチングレギュレータは、図１にお
ける送信回路３の一部に利用可能なものであり、その回
路図を図２に示す。
【００１６】入力電圧Ｖi は、インダクタＬ及びダイオ
ードＤを介して負荷ＲL （プローブ１）に接続されてい
る。スイッチングトランジスタＱ1 は、インダクタＬを
介して入力電圧Ｖi に並列に接続されている。キャパシ
ターＣ1 はインダクタＬ及びダイオードＤを介して入力
電圧Ｖi に並列に接続されている。出力側には負荷ＲL
と並列にトランジスタＱ4 が接続されている。トランジ
スタＱ4 のベースには、トランジスタＱ2 ，抵抗Ｒ1 ，
キャパシターＣ2 ，抵抗Ｒ 2 ，トランジスタＱ3 を介し
て入力電圧Ｖi が入力されている。また、トランジスタ
Ｑ4 のエミッタには抵抗Ｒe が直列に接続されている。
ードＤを介して負荷ＲL （プローブ１）に接続されてい
る。スイッチングトランジスタＱ1 は、インダクタＬを
介して入力電圧Ｖi に並列に接続されている。キャパシ
ターＣ1 はインダクタＬ及びダイオードＤを介して入力
電圧Ｖi に並列に接続されている。出力側には負荷ＲL
と並列にトランジスタＱ4 が接続されている。トランジ
スタＱ4 のベースには、トランジスタＱ2 ，抵抗Ｒ1 ，
キャパシターＣ2 ，抵抗Ｒ 2 ，トランジスタＱ3 を介し
て入力電圧Ｖi が入力されている。また、トランジスタ
Ｑ4 のエミッタには抵抗Ｒe が直列に接続されている。
【００１７】トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 には、電界
効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）が用いられ
る。各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 のゲート端子に
は、制御信号印加手段１５からの制御信号が入力されて
いる。制御信号印加手段１５は、出力電圧Ｖ0 に応じた
デューティ比の制御信号を出力する。次に図２に示した
回路の動作を説明する。
効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）が用いられ
る。各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 のゲート端子に
は、制御信号印加手段１５からの制御信号が入力されて
いる。制御信号印加手段１５は、出力電圧Ｖ0 に応じた
デューティ比の制御信号を出力する。次に図２に示した
回路の動作を説明する。
【００１８】出力電圧をＶo とすると、従来技術と同様
に、 Ｖo ＝Ｖi （ＴON＋ＴOFF ）／ＴOFF ＝Ｖi ・Ｔ／ＴOFF となる。ただし、オン時間をＴON，オフ時間をＴOFF ，
ＴON＋ＴOFF ＝Ｔとする。トランジスタＱ4 のベース電
圧は制御信号印加手段１５の制御信号によって制御され
たトランジスタＱ2 ，Ｑ3 によって決まる。トランジス
タＱ4 のエミッタ抵抗値をＲe とすると、トランジスタ
Ｑ4 のコレクタ電流は、 Ｉc ＝Ｖi （ＴON／Ｔ）（ＴOFF ／Ｔ）（１／Ｒe ） ＝（Ｖi ／（Ｒe ・Ｔ））ＴON（ＴOFF ／Ｔ） となる。
に、 Ｖo ＝Ｖi （ＴON＋ＴOFF ）／ＴOFF ＝Ｖi ・Ｔ／ＴOFF となる。ただし、オン時間をＴON，オフ時間をＴOFF ，
ＴON＋ＴOFF ＝Ｔとする。トランジスタＱ4 のベース電
圧は制御信号印加手段１５の制御信号によって制御され
たトランジスタＱ2 ，Ｑ3 によって決まる。トランジス
タＱ4 のエミッタ抵抗値をＲe とすると、トランジスタ
Ｑ4 のコレクタ電流は、 Ｉc ＝Ｖi （ＴON／Ｔ）（ＴOFF ／Ｔ）（１／Ｒe ） ＝（Ｖi ／（Ｒe ・Ｔ））ＴON（ＴOFF ／Ｔ） となる。
【００１９】正常な動作に必要なダミー電流は、 Ｉo ＝（Ｖi ／２Ｌ）ＴON（ＴOFF ／Ｔ） である。したがって、トランジスタＱ4 のコレクタ電流
Ｉc がこのダミー電流となるように、Ｒe ・Ｔ＝２Ｌに
なるように設定すればよい。このことにより、出力電圧
を変化させた場合、それに応じて必要最小限のダミー電
流とすることができる。
Ｉc がこのダミー電流となるように、Ｒe ・Ｔ＝２Ｌに
なるように設定すればよい。このことにより、出力電圧
を変化させた場合、それに応じて必要最小限のダミー電
流とすることができる。
【００２０】この実施例では、ブースト型のものを示し
たが、フライバック型その他の方式の場合も同様にして
実現できる。
たが、フライバック型その他の方式の場合も同様にして
実現できる。
【００２１】
【発明の効果】本発明は、出力電圧に応じてダミー電流
が制御されており、必要最小限のダミー電流で電力消費
の無駄を無くすとともに、出力電圧の過渡応答性の低下
を防ぐ。
が制御されており、必要最小限のダミー電流で電力消費
の無駄を無くすとともに、出力電圧の過渡応答性の低下
を防ぐ。
【図１】本発明の一実施例が採用される超音波診断装置
の概略ブロック図。
の概略ブロック図。
【図２】本発明の一実施例の回路図。
【図３】従来例の回路図。
Ｖi 入力電圧 Ｌ インダクタ Ｄ ダイオード Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 トランジスタ Ｃ1 ，Ｃ2 キャパシター Ｒ1 ，Ｒ2 抵抗 Ｒe エミッタ抵抗 ＲL 負荷 １５ 制御信号印加手段
Claims (1)
- 【請求項１】出力電圧を制御するためのスイッチング素
子を含むスイッチング回路と、 負荷に応じたデューティ比の制御信号により前記スイッ
チング素子をオンオフ制御するスイッチング素子制御手
段と、 負荷に並列に接続され、流れる電流を前記制御信号に応
じて制御するダミー電流制御回路と、 を備えた可変出力電圧スイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27185793A JPH07123705A (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 可変出力電圧スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27185793A JPH07123705A (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 可変出力電圧スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123705A true JPH07123705A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=17505857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27185793A Pending JPH07123705A (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 可変出力電圧スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123705A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100316100B1 (ko) * | 1997-06-26 | 2002-11-13 | 삼성전기주식회사 | 출력전압이 가변되는 전원공급장치 |
| CN101632984A (zh) * | 2008-07-24 | 2010-01-27 | Ge医疗系统环球技术有限公司 | 电压产生电路及超声波诊断装置 |
| JP2010110366A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Konica Minolta Medical & Graphic Inc | 超音波画像診断装置 |
-
1993
- 1993-10-29 JP JP27185793A patent/JPH07123705A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100316100B1 (ko) * | 1997-06-26 | 2002-11-13 | 삼성전기주식회사 | 출력전압이 가변되는 전원공급장치 |
| CN101632984A (zh) * | 2008-07-24 | 2010-01-27 | Ge医疗系统环球技术有限公司 | 电压产生电路及超声波诊断装置 |
| JP2010029657A (ja) * | 2008-07-24 | 2010-02-12 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 電圧発生回路及び超音波診断装置 |
| JP2010110366A (ja) * | 2008-11-04 | 2010-05-20 | Konica Minolta Medical & Graphic Inc | 超音波画像診断装置 |
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