JPH07123730A - 電流供給型インバータのトリップ動作制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、インバータ回路内のスイッチング
素子のスイッチング動作を制御することにより応答速度
が早いトリップ動作を行わせる電流供給型インバータの
トリップ動作制御方法を提供することを目的とする。 【構成】 高周波出力電圧ＶINV あるいは高周波出力電
流ＩINV の基準電圧値ＳＶINV 及び基準電流値ＳＩINV
の範囲内からズレたことがトリップ回路７により検出さ
れて＊ＴＲＩＰ信号がゲート回路ＧＡ〜ＧＤに入力され
ると、インバータ回路３の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ
４のうちオン状態にあるアームＡ、Ｄあるいはアーム
Ｂ、Ｃはオンのままとし、オフ状態にあるアームＡ、Ｄ
あるいはアームＢ、Ｃのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を
次のオンタイミングでオン状態として閉回路を形成し、
ＩDCを閉回路によりバイパスさせ、直流リアクトルＬＤ
１、ＬＤ２の蓄積電荷をフリーホイールダイオードＦＤ
を通して放電し、加熱コイル５への出力を停止させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電流供給型インバータ
のトリップ動作制御方法に係り、詳細には、電流供給型
インバータ装置に接続される負荷側に供給される交流出
力の異常を検出して負荷側への出力電流の供給を停止さ
せる電流供給型インバータのトリップ動作制御方法に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来の定電流供給型インバータ装置にお
いては、負荷側で何らかの異常が発生した場合には、速
やかに負荷への電力供給を遮断し、かつ直流リアクトル
に蓄積されているエネルギーをインバータ内で放出させ
る必要がある。

【０００３】このため、例えば、図１９に示すような従
来の定電流供給型インバータ２１では、直流リアクトル
ＬＤとスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４から構成されるイン
バータ回路２２との間にトリップ用ＳＣＲ（サイリス
タ）回路２３を設けている。

【０００４】このトリップ用ＳＣＲ回路２３では、負荷
異常が検出された時は、直流電源の供給を停止させると
ともに、ＳＣＲを点弧させてオンすることによって、図
２０に示すように、直流リアクトルＬＤ、フリーホイー
ルダイオードＦＤ及びＳＣＲによる閉回路を形成し、こ
の閉回路内で電流を流すことによって、負荷側への電力
供給を停止させるとともに、直流リアクトルＬＤに蓄積
したエネルギーをフリーホイールダイオードＦＤを通し
て放電させるようにしている。

【０００５】また、上記図２０において、トリップ用Ｓ
ＣＲ回路２３には、異常発生時にＳＣＲに急峻な電流が
印加されることを回避するため、印加電流の立上りを滑
らかにする可飽和リアクトルＬＳが接続されている。ま
た、負荷が正常の時は、図中Ａ−Ｂ間にピーク値７００
〜８００Ｖ程度の高周波正弦半波電圧が印加されるとす
ると、ＳＣＲには最小臨界オフ電圧上昇率（ｄｖ／ｄ
ｔ）が規定されているため、その印加電圧の周波数が高
周波になるほどＳＣＲを誤点弧する可能性が高くなると
いう懸念がある。

【０００６】このため、従来の定電流供給型インバータ
では、図２１に示すように、ＳＣＲに対してコンデンサ
分圧スナバ回路２４を接続したり、また、上記可飽和リ
アクトルＬＳの容量アップ等を行って高周波正弦半波電
圧がＳＣＲに印加されないように対策をしている。

【０００７】なお、トリップ用ＳＣＲ回路２３における
実際のトリップ動作は、例えば、以下のように行われ
る。

【０００８】いま、定電流供給型インバータ２１におい
て、負荷に供給される交流出力の異常を検出する図外の
トリップ回路（図示省略）により出力の異常が検出され
てトリップ信号が図外の制御回路（図示省略）に入力さ
れると、図に示すトリップ用ＳＣＲ回路２３のＳＣＲが
オンされて、出力電流ＩOUT をバイパスする閉回路が形
成されると、ＳＣＲには図２２（ｃ）に示すような電流
ＩSCR が流れ、同図（ｂ）に示すように負荷に対する出
力電流ＩOUT が停止されるとともに、同図（ａ）に示す
ように、直流リアクトルＬＤには、正常時の２〜３倍程
度の電流Ｉd が流されて、図外の直流リアクトルＬＤに
蓄積したエネルギーがフリーホイールダイオードＦＤを
通して放電される。

【０００９】また、同図（ｄ）は、上記トリップ用ＳＣ
Ｒ回路２３のＡ−Ｂ間に印加される電圧波形の様子を示
している。この印加電圧は、ピーク値７００〜８００
Ｖ、周波数２００ｋＨｚ（Ｔ＝５μｓｅｃ）の例を示し
ている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の定電流供給型インバータ装置２１に適用されるトリ
ップ用ＳＣＲ回路３にあっては、急峻な電流や高周波正
弦半波電圧がＳＣＲに印加されることを回避するため、
容量の大きい可飽和リアクトルＬＳを接続する構成とな
っていたため、以下に述べるような問題点があった。

【００１１】すなわち、トリップ信号によりＳＣＲがオ
ンされてから流れる電流ＩSCR は、可飽和リアクトルＬ
Ｓの作用によって、上記図（ｃ）に示すように、急激に
立ち上がらずに所定値に達するまでに約５０μｓｅｃ程
度の時間を要する。このため、上記図（ｄ）に示したよ
うに、周波数２００ｋＨｚ（Ｔ＝５μｓｅｃ）の印加電
圧がトリップ用ＳＣＲ回路２３に印加されているとする
と、このＳＣＲに流れる電流ＩSCR の立上り遅れによ
り、トリップ状態発生直後から電流ＩSCR が所定値に達
するまでに１０回程度のピーク電圧が負荷側に印加され
てしまうという問題点があった。

【００１２】このトリップ用ＳＣＲ回路２３の応答遅れ
の現象によって、過大なピーク電圧をインバータ内部の
スイッチング素子に印加して損傷させたり、負荷を損傷
させるという可能性が高くなる。

【００１３】〔目的〕本発明は、インバータ回路内のス
イッチング素子のスイッチング動作を制御することによ
り応答速度が早いトリップ動作を行わせる電流供給型イ
ンバータのトリップ動作制御方法を提供することを目的
とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の手段は次の通り
である。

【００１５】請求項１記載の発明は、複数のスイッチン
グ素子をブリッジ接続して構成されるインバータ回路
と、このインバータ回路により負荷側に供給される交流
出力の異常を検出する異常検出回路と、前記インバータ
回路内の各スイッチング素子のスイッチング動作を制御
して一定の交流電流を負荷側に供給させるとともに、前
記異常検出回路により交流出力の異常が検出されると、
当該交流電流の供給を停止するようにインバータ回路の
スイッチング素子を制御する制御回路と、を備えた電流
供給型インバータにおいて、前記異常検出回路により交
流出力の異常が検出されたとき、前記制御回路により前
記インバータ回路の全スイッチング素子をオンとして閉
回路を形成し、この閉回路に当該交流電流をバイパスさ
せて前記負荷側に供給する交流電流を停止するトリップ
動作を行わせることを特徴としている。

【００１６】また、この場合、請求項２記載の発明のよ
うに、前記インバータ回路のトリップ信号入力時に、オ
ン状態のスイッチング素子はオン状態のままとし、オフ
状態のスイッチング素子は次のオンタイミングでオンさ
せ、このタイミングで全オン状態となるように制御する
ことが有効である。

【００１７】

【作用】本発明の手段の作用は次の通りである。

【００１８】請求項１記載の発明によれば、複数のスイ
ッチング素子をブリッジ接続して構成されるインバータ
回路と、このインバータ回路により負荷側に供給される
交流出力の異常を検出する異常検出回路と、前記インバ
ータ回路内の各スイッチング素子のスイッチング動作を
制御して一定の交流電流を負荷側に供給させるととも
に、前記異常検出回路により交流出力の異常が検出され
ると、当該交流電流の供給を停止するようにインバータ
回路のスイッチング素子を制御する制御回路と、を備え
た電流供給型インバータにおいて、前記異常検出回路に
より出力出力の異常が検出されたとき、前記制御回路に
より前記インバータ回路の全スイッチング素子がオンさ
れて閉回路が形成され、この閉回路により当該交流電流
をバイパスさせて前記負荷側に供給する交流電流を停止
するトリップ動作が行われる。

【００１９】また、この場合、請求項２記載の発明のよ
うに、前記インバータ回路のトリップ信号入力時に、オ
ン状態のスイッチング素子はオン状態のままとし、オフ
状態のスイッチング素子は次のオンタイミングでオンさ
せ、このタイミングで全オン状態となるように制御す
る。

【００２０】したがって、トリップ用ＳＣＲ回路等を接
続することなく、スイッチング素子のスイッチング動作
を制御するだけてより応答性能が早いトリップ動作を実
現することができ、電流供給型インバータの低コスト化
と信頼性の向上を図ることができる。

【００２１】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図を参照して
説明する。

【００２２】図１〜図１８は、本発明の電流供給型イン
バータのトリップ動作制御方法を適用した電流供給型イ
ンバータの一実施例を示す図である。なお、本実施例の
電流供給型インバータは、誘導加熱処理装置等に利用さ
れるものである。

【００２３】まず、構成を説明する。

【００２４】図１は、電流供給型インバータの回路構成
図である。

【００２５】この図１において、電流供給型インバータ
１は、図外の３相交流電源から入力される３相交流電圧
を整流して直流電圧を出力する３相全波位相制御整流回
路２と、トリップ動作時の蓄積エネルギーを放電させる
フリーホイールダイオードＦＤと、３相全波位相制御整
流回路２から出力される直流電圧に含まれる脈流成分を
平滑化する直流リアクトルＬＤ１、ＬＤ２と、パワーＭ
ＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をブリ
ッジ接続して構成されるインバータ回路３と、この各ス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作を制御す
るゲート用制御信号を各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の
ゲート電極に出力するゲート回路ＧＡ〜ＧＤと、出力コ
ンデンサＣとともにＬＣ供振回路を形成してインバータ
回路３から出力される高周波出力電圧ＶINV により加熱
コイル５に交番磁束を発生させる高周波変成器４と、直
流リアクトルＬＤ１、ＬＤ２に流れる直流電流ＩDCを検
出する電流検出回路６と、インバータ回路３から出力さ
れる高周波出力電流ＩINVを検出する高周波電流検出用
変成器ＣＴと、この高周波出力電流ＩINV により負荷側
に発生する高周波出力電圧ＶINV を検出する高周波電圧
検出用変成器ＰＴと、この高周波電圧検出用変成器ＰＴ
と高周波電流検出用変成器ＣＴとにより検出される高周
波出力電圧ＶINV と高周波出力電流ＩINV が所定の基準
電圧値ＳＶINV 及び基準電流値ＳＩINV の範囲内にある
か否かにより＊ＴＲＩＰ信号をゲート回路ＧＡ〜ＧＤに
出力するトリップ回路７とから構成されている。

【００２６】なお、上記インバータ回路３の各スイッチ
ング素子Ｓ１〜Ｓ４には、並列にスナバ回路ＳＮ１〜Ｓ
Ｎ４が接続されており、このスナバ回路ＳＮ１〜ＳＮ４
は、コンデンサ、抵抗、ダイオードにより構成され、各
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に急峻なスパイク電圧が印
加されないようにしている。

【００２７】また、本実施例では、インバータ回路３の
各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が接続されるブリッジ接
続回路毎にスイッチング素子Ｓ１を接続する回路をアー
ムＡ、スイッチング素子Ｓ２を接続する回路をアーム
Ｂ、スイッチング素子Ｓ３を接続するアームＣ、スイッ
チング素子Ｓ４を接続する回路をアームＤとする。

【００２８】インバータ回路３では、アームＡ、Ｄとア
ームＢ、Ｃの組み合わせで各スイッチング動作がゲート
回路ＧＡ〜ＧＤにより制御されており、ゲート回路ＧＡ
〜ＧＤは、所定の高周波数（例えば、２００ｋＨｚ）で
アームＡ、ＤとアームＢ、Ｃのスイッチング動作を交互
に行わせて一定の高周波出力電流ＩINV を発生させ、高
周波変成器４を介して負荷となる加熱コイル５に供給す
る。

【００２９】ここで、上記図１のゲート回路ＧＡのより
詳細な回路構成を図２に示して説明する。

【００３０】なお、この図２は、インバータ回路３内の
アームＡに接続するゲート回路ＧＡ部分の回路構成のみ
を示しているが、他のアームＢとアームＣに接続される
ゲート回路ＧＤ、ＧＢ、ＧＣについても同一の回路構成
であり、その図示は省略する。

【００３１】この図２のゲート回路ＧＡでは、機能別に
回路構成を分類すると、図中右側よりＡＮＤゲートによ
り構成される制御回路部１１と、ゲートアンプ回路部１
２と、絶縁トランスＩＴ１、ＩＴ２とＦＥＴ１、２と直
流電源（図示せず）により構成されるゲート回路部１３
となる。

【００３２】図２において、制御回路部１１は、図外の
主制御回路から入力される上記インバータ回路３のアー
ムＡ、Ｄ用のＡＤｏｎ信号をゲートアンプ１２ａに伝達
する線路部１１ａと、図外の主制御回路から入力される
アームＡ、Ｄ用のＡＤｏｆｆ信号と図外のトリップ回路
から入力される＊ＴＲＩＰ信号（＊は、負論理信号であ
ることを示す）とのＡＮＤゲート１１ｂ出力（論理積）
をゲートアンプ１２ｂに出力する回路部とから構成され
る。

【００３３】また、図２において、ゲートアンプ回路部
１２のゲートアンプ１２ａ及びゲートアンプ１２ｂは、
それぞれ制御回路部１１から入力されるＡＤｏｎ信号及
びＡＤｏｆｆ信号を所定の増幅率で増幅してゲート回路
部１３に出力する。

【００３４】さらに、図２において、ゲート回路部１３
は、ゲートアンプ１２ａ及びゲートアンプ１２ｂから入
力されるＡＤｏｎ信号及びＡＤｏｆｆ信号を絶縁トラン
スＩＴ１、ＩＴ２を通して主回路より絶縁してＦＥＴ
１、ＦＥＴ２をオンとし、ＡＤｏｎ信号が入力された時
は、アームＡ、Ｄのスイッチング素子、すなわち、ＦＥ
ＴＳ１のゲート電極に直流電源により＋１２Ｖを充電
し、ＡＤｏｆｆ信号が入力された時は、ＦＥＴＳ２のゲ
ート電極に直流電源により−５Ｖを充電する。

【００３５】また、図３は、上記図１のトリップ回路７
の回路構成図である。

【００３６】この図３において、トリップ回路７は、高
周波電圧検出用変成器ＰＴにより検出される高周波出力
電圧ＶINV と予め設定される基準電圧値ＳＶINV とを比
較して比較結果を“Ｈｉ”、“Ｌｏ”のディジタル信号
で出力するコンパレータ（ＣＯＭＰ）７ａと、高周波電
流検出用変成器ＣＴにより検出される高周波出力電流Ｉ
INV と予め設定される基準電流値ＳＩINV とを比較して
比較結果を“Ｈｉ”、“Ｌｏ”のディジタル信号で出力
するコンパレータ７ｂと、コンパレータ７ａ及びコンパ
レータ７ｂの各出力の論理積をとって＊ＴＲＩＰ信号を
出力するＡＮＤゲート７ｃとにより構成される。

【００３７】本実施例では、高周波出力電圧ＶINV と高
周波出力電流ＩINV が異常の時は、コンパレータ７ａ及
びコンパレータ７ｂは、“Ｌｏ”信号をＡＮＤゲート７
ｃに出力し、ＡＮＤゲート７ｃは、コンパレータ７ａ及
びコンパレータ７ｂのうち一方の出力が“Ｌｏ”信号の
時、あるいは双方の出力が“Ｌｏ”信号の時、“Ｌｏ”
信号の＊ＴＲＩＰ信号を出力する。

【００３８】次に、本実施例の動作を説明する。

【００３９】まず、正常時の上記図１の電流供給型イン
バータ１における動作について説明する。

【００４０】図１において、図外の３相交流電源から入
力される３相交流電圧は、３相全波位相制御整流回路２
により整流されて直流電圧として出力されると、直流リ
アクトルＬＤ１、ＬＤ２によって、その出力直流電圧に
含まれる脈流成分が平滑化されてインバータ回路３に供
給される。

【００４１】インバータ回路３では、ゲート回路ＧＡ〜
ＧＤから各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート電極に
入力されるゲート用制御信号により各アームＡ〜Ｄのス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作が、アー
ムＡ、Ｄのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４とアームＣ、Ｂ
のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３の各組み合わせでスイッ
チング動作が制御されて、加熱コイル５に対して一定の
高周波出力電流ＩINVが供給される。

【００４２】この高周波出力電流ＩINV により加熱コイ
ル５には高周波の交番磁束を発生させ、加熱コイル５内
に非接触で通される部材表面にうず電流を発生させて、
部材表面の加熱処理が行われる。

【００４３】次に、異常時の電流供給型インバータ１に
おける動作について説明する。

【００４４】上記図３に示したトリップ回路７におい
て、高周波出力電圧ＶINV あるいは高周波出力電流ＩIN
V の基準電圧値ＳＶINV 及び基準電流値ＳＩINV の範囲
内からズレたことがコンパレータ７ａあるいはコンパレ
ータ７ｂにより検出されると、すなわち、高周波出力電
圧ＶINV あるいは高周波出力電流ＩINV の異常が検出さ
れると、コンパレータ７ａ及びコンパレータ７ｂの一方
あるいは双方から“Ｌｏ”信号がＡＮＤゲート７ｃに出
力され、ＡＮＤゲート７ｃからは、“Ｌｏ”信号の＊Ｔ
ＲＩＰ信号がゲート回路ＧＡ〜ＧＤに出力されてトリッ
プ動作が開始される。

【００４５】この＊ＴＲＩＰ信号の入力に応じて上記図
２のゲート回路ＧＡ〜ＧＤでは、インバータ回路３の全
アームＡ〜Ｄの各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちオ
ン状態にあるアームＡ、ＤあるいはアームＢ、Ｃは、オ
ンのままとし、オフ状態にあるアームＡ、Ｄあるいはア
ームＢ、Ｃのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は次のオンタ
イミングでオン状態とし、アームＡ、ＢとアームＣ、Ｄ
の組み合わせによる閉回路を形成し、直流リアクトルＬ
Ｄ１から出力されるＩDCを形成した閉回路によりバイパ
スさせ、直流リアクトルＬＤ１、ＬＤ２の蓄積エネルギ
ーをフリーホイールダイオードＦＤを通して放電させる
ことにより、加熱コイル５への高周波出力電圧ＶINV の
出力を停止させる。

【００４６】次に、以上の電流供給型インバータ１のイ
ンバータ回路３における詳細動作について図４に示す各
部信号のタイミングチャートを参照して説明する。

【００４７】図４において、同図（ａ）は、ゲート回路
ＧＡ〜ＧＤに入力されるＡＤｏｎ信号及びＡＤｏｆｆ信
号とＢＣｏｎ信号及びＢＣｏｆｆ信号の動作周期を決定
する動作周波数基準信号であり、図外の主制御回路で生
成される。

【００４８】この動作周波数基準信号によりゲート回路
ＧＡ、ＧＤには、同図（ｂ）、（ｃ）に示すＡＤｏｎ信
号及びＡＤｏｆｆ信号が入力されており、このＡＤｏｎ
信号及びＡＤｏｆｆ信号によるオン／オフタイミングで
ゲート回路ＧＡ、ＧＤからインバータ回路３のアーム
Ａ、Ｄのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４（ＦＥＴ）のゲー
ト電極に対しては、同図（ｄ）に示すように、＋１２Ｖ
と−５Ｖの電圧が交互に供給されて、そのスイッチング
動作が制御される。

【００４９】また、同図（ｅ）、（ｆ）に示すように、
インバータ回路３のアームＢ、Ｃに対しては、アーム
Ａ、Ｄに入力されるＡＤｏｎ信号及びＡＤｏｆｆ信号と
逆位相のＢＣｏｎ信号及びＢＣｏｆｆ信号が入力され
て、このＢＣｏｎ信号及びＢＣｏｆｆ信号によるオン／
オフタイミングでゲート回路ＧＢ、ＧＣからアームＢ、
Ｃのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３（ＦＥＴ）のゲート電
極には、同図（ｇ）に示すように、＋１２Ｖと−５Ｖの
電圧が交互に供給されて、そのスイッチング動作が制御
される。

【００５０】なお、ＦＥＴのゲート電極は、コンデンサ
と等価であるため、例えば、ＡＤｏｎ信号により＋１２
Ｖが印加されると、ＡＤｏｎ信号がなくなっても＋１２
Ｖの状態が維持され、次のＡＤｏｆｆ信号が入力される
まで＋１２Ｖの状態が維持される。

【００５１】以上が正常時の動作である。

【００５２】次いで、図４において、図中Ｔ１で示すタ
イミング、すなわち、アームＡ、Ｄが非動作状態、アー
ムＢ、Ｃが動作状態にある時、トリップ回路７から＊Ｔ
ＲＩＰ信号が各ゲート回路ＧＡ〜ＧＤに入力されたとす
ると、アームＢ、Ｃは動作状態が維持され、所定時間待
って図中Ｔ２で示すタイミング、すなわち、次のアーム
Ａ、Ｄのオンタイミングを決定するＡＤｏｎ信号の入力
まで待ってアームＡ、Ｄがオンされ、全てのアームＡ〜
Ｄがオン状態となる。

【００５３】このように、全スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ
４をオンさせることにより、図５に簡易回路図を示すよ
うに、トリップ発生時に流れる正常時の２〜３倍のトリ
ップ電流が、インバータ回路３のアームＡ、Ｃの経路と
アームＢ、Ｄの経路に分流されて流される。このため、
各アームＡ〜Ｄは、通常の直流電流値の１．５倍程度の
直流電流を５０ｍｓｅｃ程度の間負担すれば良い。

【００５４】但し、この５０ｍｓｅｃという負担時間
は、例えば、図７に示すような簡単な電流供給型インバ
ータに置き換えて考えると、この電流供給型インバータ
の定格出力が４４０Ｖ，３００Ａで、ほぼ力率が１だと
すると、図８に等価回路を示すように、正常時の出力イ
ンピーダンスＺは約１．５Ωとなり、図９に示すよう
に、正常時のストップタイミングから直流リアクトルＬ
Ｄに蓄積されたエネルギーによる電流ＩDCがフリーホイ
ールダイオードＦＤを通して放電する時間は、直流リア
クトルＬＤ（３ｍＨ）と出力インピーダンスＺとの直列
回路の過渡現象により約１０〜３０ｍｓｅｃ程度かか
る。

【００５５】そして、負荷側の異常によりトリップ状態
が発生すると、図１０に示すように、スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４が全てオンした場合の出力インピーダンスＺ
が図１１に示す等価回路のように、０．０５Ωに変化し
たとすると、図１２に示すように、異常時のＴＲＩＰタ
イミングから直流リアクトルＬＤに蓄積されたエネルギ
ーによる電流ＩDCがフリーホイールダイオードＦＤを通
して放電する時間は、直流リアクトルＬＤ（３ｍＨ）と
出力インピーダンスＺとの直列回路の過渡現象により約
５０〜２００ｍｓｅｃ程度かかる。

【００５６】したがって、上記図１０〜図１２に示した
異常時の過渡現象に基づいて上記５０ｍｓｅｃの負担時
間が求められる。なお、この負担時間は、電流供給型イ
ンバータの出力定格が異なれば、異なる値をとることは
勿論である。

【００５７】また、スイッチング動作によりトリップ動
作を行うようにしたため、各アームＡ〜Ｄは、インバー
タ動作周期２００ｋＨｚの場合、図６に示すように、そ
のインバータ動作周期の半分（２．５μｓｅｃ）でトリ
ップ動作が始まることになり、上記従来のトリップ用Ｓ
ＣＲ回路を設けた場合の動作時間よりも応答速度を格段
に早くすることができる。

【００５８】また、トリップ用ＳＣＲ回路を設けた場合
のように、誤点弧の発生を心配する必要がなくなる。

【００５９】なお、上記実施例では、＊ＴＲＩＰ信号が
入力されたとき、全スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を同時
にオンせず、＊ＴＲＩＰ信号入力時にオン状態のものは
そのままとし、オフ状態のものは次のオンタイミングを
待ってオンさせるようにした理由を以下に示す図１３、
図１４を参照して説明する。

【００６０】いま、図１３（ａ）において、アームＢ、
Ｃがオン状態にあって出力コンデンサＣに充電が行われ
ているとすると、出力コンデンサＣに発生した電圧は、
オフ状態にあるアームＡ、Ｄに印加される。この場合の
印加電圧は、アームＡに対しては、順方向電圧であるた
め、同図（ｂ）に示すようにアームＡのブロッキングダ
イオードＢＤ１には電圧は印加されずＦＥＴに全電圧が
印加される。従って、同時タイミングでアームＡ、Ｄも
オンさせた場合は、それまでアームＡ、Ｄに印加されて
いた電圧がアームＢ、ＣのブロッキングダイオードＢＤ
２、ＢＤ３に移ろうとする。

【００６１】すなわち、出力コンデンサＣに充電されて
いる電荷は、同図（ｃ）に示すように点線の経路で蓄積
電荷を急速に放電しようとして、アームＢ、Ｃに流れる
電流は、急激に“０”に戻ろうとする。そして、アーム
Ｂ、ＣのブロッキングダイオードＢＤ２、ＢＤ３が逆回
復すると、その急激な電流変化（ｄｉ／ｄｔ）と線路イ
ンダクタンスによって、図１４に示すように、かなり大
きいスパイク電圧Ｖ（Ｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ）が発生し、
ブロッキングダイオードＢＤ２、ＢＤ３に印加される
と、最悪の場合ブロッキングダイオードＢＤ２、ＢＤ３
が破損する可能性がある。

【００６２】以上の理由により本実施例では、アーム
Ａ、ＤとアームＢ、Ｃのスイッチングタイミングをずら
すことによって、上記のような素子の破損を防止するよ
うにしている。

【００６３】なお、図１５及び図１６に通電中の出力コ
ンデンサＣの短絡によるトリップ発生時の具体的な電圧
ＶDHと電流検出、電圧検出の各波形の一例を示し、図１
７及び図１８に通電中の加熱コイル５の開放によるトリ
ップ発生時の具体的な電圧ＶDHと電流検出、電圧検出の
各波形の一例を示す。

【００６４】したがって、本実施例の電流供給型インバ
ータ１では、トリップ回路７により高周波出力電圧ＶIN
V あるいは高周波出力電流ＩINV の異常が検出されて＊
ＴＲＩＰ信号がゲート回路ＧＡ〜ＧＤに入力されると、
＊ＴＲＩＰ信号入力時にオン状態のスイッチング素子は
そのままとし、オフ状態のスイッチング素子は次のオン
タイミングを待ってオンさせてトリップ電流をバイパス
させる閉回路を形成するようにしたため、インバータ動
作周波数の約半分の応答時間でトリップ動作を行うこと
ができる。また、複数のバイパス経路にトリップ電流を
流すようにしたため、各スイッチング素子に流れるトリ
ップ電流の負担を軽減することができ、スイッチング素
子の破損等を確実に回避することができる。

【００６５】その結果、電流供給型インバータの製造コ
ストを低減するとともに、信頼性を向上させることがで
きる。

【００６６】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上
記スイッチング素子のＰＯＷＥＲ ＭＯＳＦＥＴをスイ
ッチング素子ＩＧＢＴ、ＳＩＴ構成としてもよい。

【００６７】

【発明の効果】本発明による電流供給型インバータのト
リップ動作制御方法よれば、トリップ用ＳＣＲ回路等を
接続することなく、スイッチング素子のスイッチング動
作を制御するだけてより応答性能が早いトリップ動作を
実現することができ、電流供給型インバータの低コスト
化と信頼性の向上を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した電流供給型インバータの全体
回路構成図。

【図２】図１におけるゲート回路の回路構成図。

【図３】図１におけるトリップ回路の回路構成図。

【図４】図１のゲート回路及びインバータ回路の動作を
説明するための信号のタイミングチャート。

【図５】図１のトリップ動作を説明するための回路図。

【図６】図１のトリップ動作を説明するための信号波形
図。

【図７】図１の正常時におけるストップ時の過渡現象を
説明するための回路図。

【図８】図７の等価回路図。

【図９】図７の回路における信号の波形図。

【図１０】図１の異常時におけるトリップ時の過渡現象
を説明するための回路図。

【図１１】図１０の等価回路図。

【図１２】図１１の回路における信号の波形図。

【図１３】本実施例のスイッチング素子のオンタイミン
グを説明するためのインバータ回路図。

【図１４】図１３の出力コンデンサＣに電圧が残ってい
る状態で、全スイッチング素子をオンした場合に発生す
るＶDHの波形の一例を示す図。

【図１５】出力コンデンサの短絡によるトリップ発生時
の直流リアクトルの出力側の印加電圧ＶDHの一例を示す
図。

【図１６】出力コンデンサの短絡によるトリップ発生に
よる電流検出波形及び電圧検出波形の一例を示す図。

【図１７】通電中の加熱コイルの開放によるトリップ発
生時の電圧波形ＶDHの一例を示す図。

【図１８】通電中の加熱コイルの開放によるトリップ発
生時の電流検出波形及び電圧検出波形の一例を示す図。

【図１９】従来の定電流供給型インバータの回路構成
図。

【図２０】図１９におけるトリップ用ＳＣＲ回路のトリ
ップ動作を説明するための回路図。

【図２１】図１９におけるトリップ用ＳＣＲ回路のトリ
ップ動作を説明するための回路図。

【図２２】図２１の各部に正常時からトリップ発生時に
流れる電流波形と電圧波形の一例を示す図。

【符号の説明】 １ 電流供給型インバータ ２ ３相全波位相制御整流回路 ３ インバータ回路 ４ 高周波変成器 ５ 加熱コイル ６ 直流電流検出回路 ７ トリップ回路 ７ａ、７ｂ コンパレータ ７ｃ ＡＮＤゲート １１ 制御回路部 １１ｂ ＡＮＤゲート １２ ゲートアンプ回路部 １２ａ、１２ｂ ゲートアンプ １３ ゲート回路部 ＦＤ フリーホイールダイオード ＬＤ１、ＬＤ２ 直流リアクトル ＧＡ〜ＧＤ ゲート回路 Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子 ＰＴ 高周波電圧検出用変成器 ＣＴ 高周波電流検出用変成器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数のスイッチング素子をブリッジ接続し
   て構成されるインバータ回路と、 このインバータ回路により負荷側に供給される交流出力
   の異常を検出する異常検出回路と、 前記インバータ回路内の各スイッチング素子のスイッチ
   ング動作を制御して一定の交流電流を負荷側に供給させ
   るとともに、前記異常検出回路により交流出力の異常が
   検出されると、当該交流電流の供給を停止するようにイ
   ンバータ回路のスイッチング素子を制御する制御回路
   と、 を備えた電流供給型インバータにおいて、 前記異常検出回路により交流出力の異常が検出されたと
   き、前記制御回路により前記インバータ回路の全スイッ
   チング素子をオンとして閉回路を形成し、この閉回路に
   当該交流電流をバイパスさせて前記負荷側に供給する交
   流電流を停止するトリップ動作を行わせることを特徴と
   する電流供給型インバータのトリップ動作制御方法。
2. 【請求項２】前記インバータ回路のトリップ信号入力時
   に、オン状態のスイッチング素子はオン状態のままと
   し、オフ状態のスイッチング素子は次のオンタイミング
   でオンさせ、このタイミングで全オン状態となるように
   制御することを特徴とする請求項１記載の電流供給型イ
   ンバータのトリップ動作制御方法。