JPH07134803A - 回転トランス信号伝送回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回転トランスを用いて信号を伝送するとき
に、少ない歪みでかつ少ない回転トランスチャンネル数
で広帯域、高精度の信号伝送を可能とする。 【構成】 出力段が電流駆動型で構成された第１のアン
プ１１の出力を回転トランス１２の１次側に接続し、回
転トランス１２の２次側に電流入力型の第２のアンプ１
３の入力を接続する。第１のアンプ１１の入力端子から
第２のアンプ１３の出力端子に信号を伝送する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は回転トランスを有する
磁気記録再生装置のに係り、特に広帯域の映像信号を伝
送する回転トランス信号伝送回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、回転トランスを経由して信号を伝
送する回路として、特公平５−４４７２１号に紹介され
た回路を図８に示して説明する。図８において、第１の
アンプ８１の出力インピーダンスＺｏは、抵抗記号のＲ
o1とＲo2で示してある。回転トランス８２の１次側には
Ｚｏを介して第１のアンプ８１の出力を接続し、回転ト
ランス８２の２次側には第２のアンプ８３の入力を接続
する。アンプ８３の出力は磁気ヘッド８４に接続する。

【０００３】このように構成された回転トランス信号伝
送回路は、帯域通過特性を持ち、低域遮断周波数ｆＬ
は、 ｆＬ＝Ｚｉ・Ｚｏ／２πＬｔ（Ｚｉ＋Ｚｏ） ……（１） となり、高域遮断周波数ｆＨは、 ｆＨ＝Ｚｉ・Ｚｏ／２πＬｅ ……（２） となる。なお、Ｌｅは回転トランス８２の短絡インダク
タンス、Ｌｔは回転トランス８２の開放インダクタンス
である。また、アンプ８３の入力に伝送される電流Ｉｔ
は、 Ｉｔ＝Ｖｓ／Ｚｉ＋Ｚｏ ……（３） となる。なお、結合係数は理想の１とした。

【０００４】このように構成された回転トランス伝送回
路は、２次側に接続されたアンプ８３の入力インピーダ
ンスを小さくすることにより、低域遮断周波数を低く抑
え、広帯域の伝送ができるが、その実現においては幾つ
かの問題点を持っている。

【０００５】電子回路を安価に安定に量産するためには
ＩＣ化が必須であるが、ＩＣ回路との適合性が悪いとい
う問題がある。ＩＣ化するとアンプ８３の入力インピー
ダンスを広帯域にわたり低く抑えるのは困難である。特
公平５−４４７２１号では、インピーダンスを低く抑え
るためにＰＮＰトランジスタで帰還しているが、安価な
ＩＣプロセスで実現できるＰＮＰトランジスタは極めて
周波数特性が悪い。数ＭＨｚから電流増幅率が低下する
ため、この回路では高い周波数で入力インピーダンスが
上昇する。

【０００６】この回路例に関わらず、一般的に帰還アン
プの入力インピーダンスは、トランジスタの遮断周波数
ｆＴや電流増幅率βや温度など種々のパラメータの影響
を受ける。特に安価なＩＣプロセスでは素子特性のバラ
ツキが大きく、入力インピーダンスのバラツキは極めて
大きい。βが低い場合に所望の入力インピーダンスを達
成するために極めて大きい帰還を施したとすると、βが
高い場合には発振を引き起こしたりする問題になりかね
ない。帰還アンプを安定に動作させるために、一般に帰
還アンプには位相補償が施される。位相補償はアンプの
帯域を制限するものであるので、入力インピーダンスの
上昇はさらに顕著になる。

【０００７】式（１）は低域で成立すればよく、式
（２）は入力インピーダンスの上昇はｆＨの上昇となる
ので、これらに関しては何ら問題はない。しかし、通過
帯域全域で成立する式（３）に注目すると、入力インピ
ーダンスの上昇はアンプ８３への通過域の伝送利得が周
波数によって変化することを意味する。この周波数特性
の劣化は素子特性のバラツキにより生じるために、安定
に補正することは極めて困難である。

【０００８】伝送される信号は、式（３）に示すように
入力インピーダンスＺｉと出力インピーダンスＺｏに直
接依存するため、これらが非線形要素を持てば、それは
信号の歪みとなる。一般にアンプの入力インピーダンス
や出力インピーダンスは非線形であり、このままでは信
号歪みが大きいという問題がある。また、先に触れたよ
うに、伝送利得はＺｉとＺｏに依存するため、利得バラ
ツキが大きいという問題がある。これらの問題は、この
回路の場合には出力インピーダンスが大きくなることは
特性上問題ないため、アンプ８１の出力に抵抗を挿入す
ることで対策することが可能である。しかし、このよう
にすると、アンプ８１の出力振幅が増大し、電源電圧が
高くなってしまうという欠点がでてくる。

【０００９】特に現在広く普及している家庭用ＶＴＲで
あるＶＨＳ方式のＨｉＦｉ・ＶＴＲの場合は、上記の特
性が極めて重要である。一般に２次歪は−４０dB以下で
あることが必要であり、記録電流の誤差は０．５ｄＢ以
下でなくてはならない。デジタルＶＴＲなど他の方式の
ＶＴＲの場合でも再生信号を安定に読みだすためには、
もちろん上記特性がよい方がいい。

【００１０】また、従来の回路例のような電圧駆動にな
っている場合、過大な外部入力があると、その瞬間には
回転トランス８２に過度の電流が流れ、アンプ８３の入
力ダイナミックレンジを越える信号が供給される恐れが
ある。もしも、このようになった場合には、アンプ８３
の出力は大きくオーバーフローして予定外の出力が出た
り、最悪の場合には回路が暴走する。

【００１１】回転トランスは、磁気記録装置の中でも特
に高額な部品に相当する。従来の方式ではヘッドの数だ
け回転トランスのチャンネルが必要であり、最近のＶＴ
Ｒはヘッド数が多いことから、このチャンネル数を減ら
すことはＶＴＲのコスト低減に大きい効果を持つ。回転
シリンダに再生アンプや記録アンプを搭載する磁気記録
装置においては、回転トランス伝送回路に工夫を凝ら
し、できるだけ少ないチャンネル数で信号を伝送可能に
すれば、その分だけ安価なシステムが構築できる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来の回転トランス伝送回路において、少ない歪みでか
つ高精度の信号伝送を行うためには、電源電圧の上昇を
来したり、チャンネル数を増やしたりする必要があるな
どの問題があった。

【００１３】この発明は、回転トランスを用いて信号を
伝送する場合において、少ない歪みで広帯域かつ高精度
の信号伝送を可能とするとともに、少ない回転トランス
チャンネル数で広帯域信号伝送を可能とすることを目的
とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】この発明の回転トランス
信号伝送回路は、回転トランスの１次側に第１のアンプ
の出力を接続し、前記回転トランスの２次側に第２のア
ンプの入力を接続し、前記第１のアンプの入力端子から
前記第２のアンプの出力端子に信号を伝送する回転トラ
ンス信号伝送回路において、前記第１のアンプは電流駆
動の出力段で構成し、前記第２のアンプの入力は電流入
力型で構成してなることを特徴とする。回転トランスの
１次側に第１のアンプの出力を接続し、前記回転トラン
スの２次側に第２のアンプの入力を接続してなる回転ト
ランス信号伝送回路において、前記回転トランスの１次
側に第３のアンプの入力を接続し、前記回転トランスの
２次側に第４のアンプの出力を接続し、前記第１のアン
プの入力端子と前記第４のアンプの入力端子にそれぞれ
異なる入力信号源を接続し、ペアで動作する前記第１お
よび第２のアンプと前記第３および第４のアンプを、そ
れぞれ交互に動作状態となるよう制御してなることを特
徴とする。

【００１５】

【作用】上記した手段により、第１のアンプを電流駆動
型にしたため、その出力インピーダンスを極めて大きく
でき、信号利得や歪みが第２のアンプの入力インピーダ
ンスに影響されずに、伝送利得が高精度にかつ安定にな
ると同時に歪みも極めて小さくできる。また、第１のア
ンプの出力電圧振幅は極めて小さいので、低電圧でも大
きい信号ダイナミックレンジを確保できる。また、第１
のアンプと第２のアンプを動作させる一方向の信号伝送
と、第３と第４のアンプを動作させる他方向の信号伝送
との時分割双方向伝送が可能となるため、記録と再生の
信号伝送が回転トランスの同一チャンネルで可能であ
る。

【００１６】

【実施例】以下、この発明の実施例について図面を参照
して詳細に説明する。図１は記録信号の伝送に適用し
た、この一実施例を説明するための回路構成図である。
出力段が電流駆動型である第１のアンプ１１の出力を、
回転トランス１２の１次側に接続し、回転トランス１２
の２次側に入力段が電流入力型である第２のアンプ１３
の入力に接続する。第１のアンプ１１は電流駆動型であ
るため、出力インピーダンスＺｏは極めて大きく、∞に
近い。第２のアンプ１３は電流入力型であるので入力イ
ンピーダンスＺｉは極めて低く、０に近い。

【００１７】図１の等価回路図を図２に示す。回転トラ
ンス１２の結合係数を１とし、アンプ１１の出力インピ
ーダンスとアンプ１３の入力インピーダンスを比較する
と、出力インピーダンスＺｏは入力インピーダンスＺｉ
より遥かに大きいので、Ｚｏ>>Ｚｉの近似を行うと、低
域遮断周波数ｆＬは、 ｆＬ＝Ｚｉ／２πＬｔ ……（４） 高域遮断周波数ｆＨは、 ｆＨ＝Ｚｏ／２πＬｅ ……（５） 第２のアンプ１３の入力電流Ｉｔは、 Ｉｔ＝（Ｚｏ／Ｚｉ＋Ｚｏ）・Ｉｓ ……（６） となる。

【００１８】式（４）〜（６）は従来の回路例の説明で
の式（１）〜（３）に、それぞれが対応する。ここで、
式（１）も式（４）も低域遮断周波数はＺｉ／Ｌｔが支
配するので同じである。式（５）においては出力インピ
ーダンスＺｏは極めて大きいので、高域遮断周波数ｆＨ
は極めて高く、帯域通過特性というよりは、むしろ高域
通過特性と言える。なんらかの事情で高域を制限したい
場合があれば、回転トランス１２の１次側の端子間に抵
抗を接続すれば出力インピーダンスを制限することにな
るため、その抵抗によって帯域制限することも可能であ
る。式（３）はアンプ１１の出力電流がそのままアンプ
１３の入力電流となることを示す。出力インピーダンス
Ｚｏが入力インピーダンスＺｉに比べて極めて大きいの
で、アンプ１３に伝送される入力電流にはＺｉが無関係
になる。

【００１９】一般的に帰還アンプでは、帰還を大きくす
ると発振などの問題を引き起こしやすい。低域遮断周波
数を下げるために、アンプ１３の低域における入力イン
ピーダンスを極めて小さくよう十分な帰還を施した場合
でも、この実施例では十分な位相補償ができるので安定
な回路が設計できる。式（５）でわかるように入力イン
ピーダンスは高域遮断周波数に影響しないので、高域で
入力インピーダンスが上昇してもかまわない。また、式
（６）でわかるように、出力インピーダンスＺｏが十分
大きいと、伝送利得には入力インピーダンスＺｉは影響
しないので、高域でＺｉが上昇しても利得は一定であ
る。また、式（６）から入力および出力インピーダンス
ＺｉとＺｏが消えることから、ＺｉやＺｏに変動があっ
ても歪みなどにも影響しないことがわかる。

【００２０】信号源が電圧源である場合には、アンプ１
１はトランスコンダクタンス回路となり、そのトランス
コンダクタンスで利得が決まる。ここで、アンプ１３の
入力インピーダンスは低いので、ここの電圧振幅はほと
んどない。また、アンプ１１の出力端子においては、ア
ンプ１１の出力インピーダンスが高くても、この接点の
インピーダンスは回転トランス１２を介してアンプ１３
で抑えられるのでインピーダンスは十分低い。すなわ
ち、アンプ１１の出力端子の電圧振幅も小さく、低い電
源電圧でも十分大きいダイナミックレンジを確保でき
る。

【００２１】図１の具体的な回路例について、図３を用
いてさらに説明する。図３は図１の第１のアンプ１１と
第２のアンプ１３をトランジスタ回路で置き換えたもの
である。アンプ１１はトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の差動回
路により構成し、アンプ１３は実質的にベース接地トラ
ンジスタＱ3 ，Ｑ4 のエミッタを入力端子とするアンプ
である。ここでトランジスタＱ3 はトランジスタＱ5 に
より十分な帰還が施されるので入力インピーダンスは低
い。入力インピーダンスは概ねｒｅ／βとなる。ｒｅは
トランジスタＱ5 の小信号等価エミッタ抵抗である。ｒ
ｅ＝１００Ω、β＝１００とすれば、この回路の入力イ
ンピーダンスは１Ωとなり低くできる。さらに入力イン
ピーダンスを低く設定したい場合には、トランジスタＱ
3 をダーリントン接続にすれば、さらに１／βだけ入力
インピーダンスを低く設定できる。

【００２２】また、位相補償用コンデンサＣ1 やＣ2 が
追加してあるので、発振に対しても安定である。この回
路の入力インピーダンスは、数ｋＨｚあたりから上昇を
始め数ＭＨｚでは数Ωになり、数十ＭＨｚでは数十Ωに
もなる。しかし、アンプ１１の出力抵抗が大きいため、
歪みや利得には影響がない。

【００２３】図３の回路において、第２のアンプ１３に
過大な入力信号がある場合を考える。アンプ１３は通常
の信号に対しては、トランジスタＱ3 のベースもＱ5 の
ベースも電位変動はほとんどない。しかし、トランジス
タＱ3 のダイナミックレンジを越える信号が入力された
場合には帰還がうまくできなくなり、トランジスタＱ3
がカットオフしたりトランジスタＱ5 がカットオフした
りする。これは大きい電圧変動になるので、次の区間ま
での収束に時間が必要になることを意味する。すなわ
ち、過大入力があると、その後ある時間だけ正常動作が
できない。ここでは回転トランス１２とアンプ１３を直
結しているが、トランジスタＱ5 とＱ6 にミスマッチが
あると、このままでは常にトランスに望ましくない直流
電流が流れ、無駄な電流を消費する。

【００２４】これを避けるには、単に回転トランス１２
との接続点にコンデンサを追加して直流分をカットすれ
ばよい。しかし、この直流カット用コンデンサにより回
転トランス１２と共振して発振が止まらなくなるケース
も考えられる。図３のように出力段が電流駆動になって
いれば、その出力電流はバイアス電流ＩＥ１とＩＥ２を
越えることはないので、アンプ１３の入力段バイアス電
流ＩＥ３とＩＥ４の方がアンプ１１の出力段バイアス電
流よりも大きくなるよう設計しておけば、アンプ１１に
どのような過大入力があった場合でも、アンプ１３の入
力信号は、常にアンプ１３の入力ダイナミックレンジよ
りも小さく、上記のようなトラブルを招く恐れはない。

【００２５】この実施例では、第１のアンプ１１を電流
駆動型にしたため、その出力インピーダンスを極めて大
きくでき、信号利得や歪みが第２のアンプ１３の入力イ
ンピーダンスに影響されないため、利得が高精度でかつ
低歪みの伝送が可能となる。また、低入力インピーダン
スの帰還アンプに十分な位相補償を施せるため、容易に
ＩＣ化でき、安価に大量のシステムを配布できる極めて
量産性に優れたシステムとなる。アンプ１１の出力電圧
振幅は極めて小さいので、低電圧でも大きい信号ダイナ
ミックレンジを確保できる。

【００２６】図４は、磁気記録装置の再生系に適用した
ものである。伝送の方向が記録系に適用した図１とは逆
になっているだけで、動作的には同様であるためここで
の詳細な説明は省略する。

【００２７】次に、この発明の他の実施例について図５
を用いて説明する。この実施例は、記録と再生で動作す
るアンプを切り換え、回転トランスの同一のチャンネル
を記録と再生で伝送方向を替えて共用するものである。
第１から第４の各アンプ５１〜５１は回路をオフさせる
制御手段をそれぞれ有している。まず、記録時はアンプ
５１，５２をオン、アンプ５３，５４をオフする。逆に
再生時はアンプ５１，５２をオフ、アンプ５３，５４を
オンする。特にアンプ５１とアンプ５３が電流駆動型で
ある場合にはオフさせる制御が極めて用意であり、バイ
アス電流をカットするだけでアンプはオフ状態になる。

【００２８】これを図３で具体的に示せば、アンプを構
成する差動回路のバイアス電流源をカットすれば電流駆
動能力は０になり、完全にオフできる。電圧駆動の場合
にはバイアス電流のカットは出力電流オフには直接的に
はならないので、制御方法は難しくなる。また切替時に
おいて、電流駆動出力段は最大出力がそのバイアス電流
で上限を制限されるため、グリッチの大きさも制限され
る。すなわち、切替死に著しいヒゲ電流を生じることが
ないという利点を持つ。電圧駆動型の場合には、この電
流がないので切替時に著しいヒゲ電流を生じ、それが磁
気テープに記録されて雑音信号になりやすい。

【００２９】図５の回路をより具体的に表わしたのが図
６である。回転トランスの１次側と２次側は、ほぼ同一
の回路であるので、図６では第１と第３のアンプ５１，
５３のみを記入し、第２のアンプ５２と第４のアンプ５
４は省略した。

【００３０】トランジスタＱ1 とＱ2 と抵抗ＲＥからな
る回路が第１のアンプ５１に相当し、入力電圧源Ｖｓの
信号は、抵抗ＲＥで電流に変換して回転トランスに伝送
する。トランジスタＱ3 およびＱ5 からなる回路とトラ
ンジスタＱ4 およびＱ6 からなる回路は第３のアンプ５
３に相当し、回転トランスを流れる電流はトランジスタ
Ｑ3 とＱ4 で低インピーダンスで取り込まれ、トランジ
スタＱ4 のコレクタに接続される抵抗ＲＣで電圧に変換
して、出力端子Ｖout に導出する。

【００３１】記録時はＳ1 ，Ｓ4 ，Ｓ5 ，Ｓ8 の各スイ
ッチがオン、Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ6 ，Ｓ7 の各スイッチがオ
フになる。この時、差動回路には電流源ＩＥ1 とＩＥ2
からバイアス電流を供給して、アンプ５１はオンにな
る。一方、スイッチＳ2 とＳ7がオフであるので、トラ
ンジスタＱ5 とＱ6 はオフになる。スイッチＳ1 とＳ8
により、Ｑ3 とＱ4 のトランジスタもオフになってアン
プ５３がオフになる。このようにして、入力信号源Ｖｓ
の信号は回転トランスに伝送される。逆に再生時はスイ
ッチＳ1 ，Ｓ8 がオフ、スイッチＳ2 ，Ｓ3 ，Ｓ6 ，Ｓ
7 がオンであるので第２のアンプがオン、スイッチＳ4
，Ｓ5 がオフであるので差動回路である第１のアンプ
はオフとなり、入力Ｖｓは回転トランスに伝送されなく
なり、回転トランスの信号をアンプ５３で取り込まれて
出力端子Ｖout に導出する。

【００３２】この切り換えにおいて、アンプ５１は高イ
ンピーダンスで、もし、切り換えの過渡区間に、仮に制
御の遅延などの理由によりアンプ５１とアンプ５３が共
にオンになった場合でも、アンプ５１の出力電流はアン
プ５３に吸い取られ、特に問題は引き起こさない。しか
し、アンプ５２とアンプ５３がオンになると、共に低イ
ンピーダンスであるので切り換えの過程において、アン
プ５２からアンプ５３へ、あるいはアンプ５３からアン
プ５２へ過渡的な大電流を流す恐れがある。この大電流
は問題を生じない場合もあるが、ラッチアップなどの重
大な問題を引き起こす恐れもあり、このような状態は望
ましくない。アンプ５１とアンプ５４は出力が高インピ
ーダンスであるので、共にオンした場合でも大電流が流
れることはなく、これも問題を引き起こさない。

【００３３】どのような過渡状態においても、図７に示
すように、第２のアンプ５２と第３のアンプ５３が共に
オンする状態にだけはならないように制御することが望
ましい。このような制御信号は容易に生成可能であり、
例えば次のようなにアンプ４２とアンプ５３の制御信号
の立ち上がりを遅くすればよい。

【００３４】この実施例では、第１のアンプ５１と第２
のアンプ５２を動作させる第１の方向の信号伝送と、第
３と第４のアンプ５３，５４を動作させる第２の方向の
信号伝送の分割双方向伝送が１つの回転トランスチャン
ネルで可能となるため、記録と再生の信号伝送が同一の
回転トランスのチャンネルで可能となり、より少ない回
転トランスのチャンネルで複数のヘッド分の信号伝送が
可能となるため安価なシステムが実現できる。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように、この発明の回転ト
ランス信号伝送回路は、高精度な利得を得るとともに低
歪みの伝送が可能となる。また、低入力インピーダンス
の帰還アンプに十分な位相補償を施せるため、ＩＣ化に
適し、低電圧でも大きい信号ダイナミックレンジを確保
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を説明するための回路構成
図。

【図２】図１の等価回路図。

【図３】図１を具体的に説明するための回路図。

【図４】図１を逆の方向に伝送した場合を説明するため
の回路構成図。

【図５】この発明の他の実施例を説明するための回路構
成図。

【図６】図５を具体的に説明するための回路図。

【図７】図５のスイッチのタイミングを説明するための
タイミング図。

【図８】従来の回転トランス信号伝送回路を説明するた
めの回路構成図。

【符号の説明】 １１，１３，５１〜５４…アンプ、１２…回転トラン
ス。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転トランスの１次側に第１のアンプの
   出力を接続し、前記回転トランスの２次側に第２のアン
   プの入力を接続し、前記第１のアンプの入力端子から前
   記第２のアンプの出力端子に信号を伝送する回転トラン
   ス信号伝送回路において、 前記第１のアンプは電流駆動の出力段で構成し、前記第
   ２のアンプの入力は電流入力型で構成してなることを特
   徴とする回転トランス信号伝送回路。
2. 【請求項２】 第１のアンプの出力段バイアス電流より
   も第２のアンプの入力段バイアス電流を大きく設定した
   ことを特徴とする請求項１記載の回転トランス信号伝送
   回路。
3. 【請求項３】 回転トランスの１次側に第１のアンプの
   出力を接続し、前記回転トランスの２次側に第２のアン
   プの入力を接続してなる回転トランス信号伝送回路にお
   いて、 前記回転トランスの１次側に第３のアンプの入力を接続
   し、前記回転トランスの２次側に第４のアンプの出力を
   接続し、前記第１のアンプの入力端子と前記第４のアン
   プの入力端子にそれぞれ異なる入力信号源を接続し、ペ
   アで動作する前記第１および第２のアンプと前記第３お
   よび第４のアンプを、それぞれ交互に動作状態となるよ
   う制御してなることを特徴とする回転トランス信号伝送
   回路。
4. 【請求項４】 回転トランス信号伝送回路の第２のアン
   プと第３のアンプの切り換え時において、第２のアンプ
   と第３のアンプがともにオフとなる期間を設けたことを
   特徴とする請求項３記載の回転トランス信号伝送回路。