JPH072027B2 - 振動波モ−タ−の速度制御回路 - Google Patents
振動波モ−タ−の速度制御回路Info
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- JPH072027B2 JPH072027B2 JP61143924A JP14392486A JPH072027B2 JP H072027 B2 JPH072027 B2 JP H072027B2 JP 61143924 A JP61143924 A JP 61143924A JP 14392486 A JP14392486 A JP 14392486A JP H072027 B2 JPH072027 B2 JP H072027B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
- H02N2/10—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing rotary motion, e.g. rotary motors
- H02N2/14—Drive circuits; Control arrangements or methods
- H02N2/142—Small signal circuits; Means for controlling position or derived quantities, e.g. speed, torque, starting, stopping, reversing
Landscapes
- General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は振動波モーター、特に進行性振動波にて移動体
を駆動する振動波モーターの速度制御回路に関する。
を駆動する振動波モーターの速度制御回路に関する。
〈従来の技術〉 振動波モーター（以下SSMと称す。）にあっては位相を
持って振動体（固定子）上に配された電歪素子の電気−
機械エネルギー変換素子にそれぞれ位相差（90°）異な
る周波電圧を印加して振動体上の進行性の振動波を発生
させ、該振動体に移動体を摩擦接触させ、該移動体を上
記振動波にて移動させている。
持って振動体（固定子）上に配された電歪素子の電気−
機械エネルギー変換素子にそれぞれ位相差（90°）異な
る周波電圧を印加して振動体上の進行性の振動波を発生
させ、該振動体に移動体を摩擦接触させ、該移動体を上
記振動波にて移動させている。
該モーターにおける上記周波電圧を印加する駆動部とし
ては第９図示の如く構成されアンプ7,コイル10,電極１
−１を介して第１群の電歪素子に上記周波電圧を印加
し、又アンプ８、コイル11、電極１−２を介して上記第
１群の電歪素子に対して位相差を持って配される第２群
の電歪素子に上記周波電圧とは90°位相の異なる周波電
圧を印加している。該構成に係るSSMにおいてモーター
速度を可変となす方法としてはアンプ7,8の出力電圧レ
ベルを調定する方法がある。即ち、アンプ7,8の増巾率
を可変したり、電源電圧自体を可変となす方法がある
が、そのためには特別な附加回路を設ける必要が生じ構
成が複雑となる欠点がある。
ては第９図示の如く構成されアンプ7,コイル10,電極１
−１を介して第１群の電歪素子に上記周波電圧を印加
し、又アンプ８、コイル11、電極１−２を介して上記第
１群の電歪素子に対して位相差を持って配される第２群
の電歪素子に上記周波電圧とは90°位相の異なる周波電
圧を印加している。該構成に係るSSMにおいてモーター
速度を可変となす方法としてはアンプ7,8の出力電圧レ
ベルを調定する方法がある。即ち、アンプ7,8の増巾率
を可変したり、電源電圧自体を可変となす方法がある
が、そのためには特別な附加回路を設ける必要が生じ構
成が複雑となる欠点がある。
又、他の方法としては電歪素子に印加される周波電圧の
デユテイ比を調定する事が考えられるが、この方法によ
ると移動体が断続的な動きになるおそれがある。
デユテイ比を調定する事が考えられるが、この方法によ
ると移動体が断続的な動きになるおそれがある。
又、更に上記周波電圧の周波数をSSMの共振周波数から
ずらす方法があるが、該方法によると第９図に示したコ
イル10と固定子１及びコイル11と固定子１の各直列共振
回路が共振点よりずれ電極１−1,1−２の印加電圧が大
きくなり固定子１の破壊につながるおそれがある。
ずらす方法があるが、該方法によると第９図に示したコ
イル10と固定子１及びコイル11と固定子１の各直列共振
回路が共振点よりずれ電極１−1,1−２の印加電圧が大
きくなり固定子１の破壊につながるおそれがある。
〈目的〉 本発明は上述の事項に鑑みなされたもので、その構成と
して、振動体に配された第１及び第２群の電気−機械エ
ネルギー変換素子に対してそれぞれ位相の異なる周波信
号を印加して振動体を励振させ、振動体に振動波を形成
させ駆動力を得る振動波モーターの速度制御回路におい
て、 所定の周波数で発振する発振器と、該発振器からの出力
パルスを分周する分周回路と、該分周回路の出力端を入
力端に接続し、クロック端を前記発振器に接続する複数
段のシフトレジスター回路と、該シフトレジスター回路
の出力段を選択する選択手段とを設け、前記第１群の電
気−機械エネルギー変換素子に対して前記分周回路出力
を印加するとともに、前記第２群の電気−機械エネルギ
ー変換素子に前記選択手段にて選択された前記シフトレ
ジスター回路の出力段からの出力を印加し、前記シフト
レジスター回路の出力段の選択にて前記第１と第２群の
電気−機械エネルギー変換素子へ印加される周波信号の
位相を調定することによりモーターの速度調定を安定的
に高精度で行なわせた振動波モーターの速度制御回路を
提供するものである。
して、振動体に配された第１及び第２群の電気−機械エ
ネルギー変換素子に対してそれぞれ位相の異なる周波信
号を印加して振動体を励振させ、振動体に振動波を形成
させ駆動力を得る振動波モーターの速度制御回路におい
て、 所定の周波数で発振する発振器と、該発振器からの出力
パルスを分周する分周回路と、該分周回路の出力端を入
力端に接続し、クロック端を前記発振器に接続する複数
段のシフトレジスター回路と、該シフトレジスター回路
の出力段を選択する選択手段とを設け、前記第１群の電
気−機械エネルギー変換素子に対して前記分周回路出力
を印加するとともに、前記第２群の電気−機械エネルギ
ー変換素子に前記選択手段にて選択された前記シフトレ
ジスター回路の出力段からの出力を印加し、前記シフト
レジスター回路の出力段の選択にて前記第１と第２群の
電気−機械エネルギー変換素子へ印加される周波信号の
位相を調定することによりモーターの速度調定を安定的
に高精度で行なわせた振動波モーターの速度制御回路を
提供するものである。
〈実施例〉 第１図は本発明に係るSSMの固定子の電極形状を示す構
成図である。図中１は固定子を示し、該固定子表面には
分極処理がなされた２群の電歪素子が配され、各群の電
歪素子上に互いに90°位相が異なる周波電圧を印加する
ための駆動電極１−1,1−２が配されている。又１−３
は上記駆動電極１−1,1−２とは電気的に絶縁された分
極処理なされた電歪素子上に配され、該電歪素子出力に
て固定子の振動状態を検知するためのモニター電極であ
り、１−４は電極１−1,1−2,1−３の各電極に対する共
通電極を示している。
成図である。図中１は固定子を示し、該固定子表面には
分極処理がなされた２群の電歪素子が配され、各群の電
歪素子上に互いに90°位相が異なる周波電圧を印加する
ための駆動電極１−1,1−２が配されている。又１−３
は上記駆動電極１−1,1−２とは電気的に絶縁された分
極処理なされた電歪素子上に配され、該電歪素子出力に
て固定子の振動状態を検知するためのモニター電極であ
り、１−４は電極１−1,1−2,1−３の各電極に対する共
通電極を示している。
第２図は本発明に係るSSMの駆動回路を示す回路図であ
る。
る。
図において、１は表面上に電歪素子が配される固定子、
１−1,1−2,1−３は第１図示の電極、10,11はコイル、
7,8はアンプである。
１−1,1−2,1−３は第１図示の電極、10,11はコイル、
7,8はアンプである。
17は電極１−１に接続され、該電極の正弦波を整形して
ロジツクレベルのパルスに変換するコンパレーターであ
る。又２はモニター電極の出力波形（正弦波）をロジツ
クレベルのパルスに変換するコンパレーターである。12
はその一方の入力端を前記コンパレーター２の出力と接
続すると共に他方の入力端をインバーター18と接続する
フエイズコンパレーター（位相比較回路）で例えばUSP
4,291,274号等にて周知であり、その詳細な説明は省略
するが入力信号の位相差を検知して位相差が存在する場
合のみ出力を発生するものである。
ロジツクレベルのパルスに変換するコンパレーターであ
る。又２はモニター電極の出力波形（正弦波）をロジツ
クレベルのパルスに変換するコンパレーターである。12
はその一方の入力端を前記コンパレーター２の出力と接
続すると共に他方の入力端をインバーター18と接続する
フエイズコンパレーター（位相比較回路）で例えばUSP
4,291,274号等にて周知であり、その詳細な説明は省略
するが入力信号の位相差を検知して位相差が存在する場
合のみ出力を発生するものである。
該コンパレーター12のブロツク構成及び入力出力特性は
第３図及び第４図に示す通りであり、入力端Ｒへの入力
パルス（立上り信号）が入力端Ｓへの立上り信号より先
に入力された場合には立上り信号差の期間のみ出力はVc
c（ハイレベル信号以下Ｈと称す。）となり、上記入力
端Ｓへの立上り信号の入力にて出力はオープン状態（高
インピーダンス状態）となる。
第３図及び第４図に示す通りであり、入力端Ｒへの入力
パルス（立上り信号）が入力端Ｓへの立上り信号より先
に入力された場合には立上り信号差の期間のみ出力はVc
c（ハイレベル信号以下Ｈと称す。）となり、上記入力
端Ｓへの立上り信号の入力にて出力はオープン状態（高
インピーダンス状態）となる。
又入力端Ｓへの入力パルス（立上り信号）が入力端Ｒへ
の立上り信号より先に入力された場合には立上り信号期
間出力はグランドレベル（ロウレベル以下Ｌと称す）と
なる。
の立上り信号より先に入力された場合には立上り信号期
間出力はグランドレベル（ロウレベル以下Ｌと称す）と
なる。
又、出力がＨ又Ｌを示す場合以外はオープン状態となる
ものである。よって、位相差がゼロの時には出力はオー
プン状態のまま保持される。
ものである。よって、位相差がゼロの時には出力はオー
プン状態のまま保持される。
４はローパスフイルターでコンパレーター12の出力を平
滑化している。５はデユテイ比50％の信号を入力電圧に
応じた周波数で出力する電圧制御発振器（VCO）で、そ
の入力はローパスフイルター４の出力に接続されてい
る。該VCO5の入力電圧と出力周波数は１次関数の関係に
あり電圧が高くなる程高周波出力となる。
滑化している。５はデユテイ比50％の信号を入力電圧に
応じた周波数で出力する電圧制御発振器（VCO）で、そ
の入力はローパスフイルター４の出力に接続されてい
る。該VCO5の入力電圧と出力周波数は１次関数の関係に
あり電圧が高くなる程高周波出力となる。
19はVCO5の出力を32分周する分周回路で、該分周回路野
出力はアンプ７、コイル10を介して電極１−１に印加さ
れる。又分周回路19の出力は８段のシフトレジスター20
のＤ入力端に接続されている。該レジスター20のクロツ
ク端子には上記VCO5の出力がクロツクパルスとして入力
されている。分周回路19の出力パルスに対するVCO5の周
波数は32倍となっているため、レジスター20に対するＤ
入力とクロツクパルスとの関係も32倍となっているた
め、シフトレジスター20の出力Q1〜Q8はＤ入力信号に対
して０°から90°まで11,25°ずつずれた（遅れた）パ
ルスが出力されることとなる。尚VCO5の発振周波数はSS
Mの共振周波数の32倍に設定している。該シフトレジス
ター20の出力Q1〜Q8はそれぞれ速度選択スイツチ30の端
子30−１〜30−８に接続され、該スイツチ30を介して選
択されたレジスター20の出力がアンプ８、コイル11を介
して電極１−２に印加される。
出力はアンプ７、コイル10を介して電極１−１に印加さ
れる。又分周回路19の出力は８段のシフトレジスター20
のＤ入力端に接続されている。該レジスター20のクロツ
ク端子には上記VCO5の出力がクロツクパルスとして入力
されている。分周回路19の出力パルスに対するVCO5の周
波数は32倍となっているため、レジスター20に対するＤ
入力とクロツクパルスとの関係も32倍となっているた
め、シフトレジスター20の出力Q1〜Q8はＤ入力信号に対
して０°から90°まで11,25°ずつずれた（遅れた）パ
ルスが出力されることとなる。尚VCO5の発振周波数はSS
Mの共振周波数の32倍に設定している。該シフトレジス
ター20の出力Q1〜Q8はそれぞれ速度選択スイツチ30の端
子30−１〜30−８に接続され、該スイツチ30を介して選
択されたレジスター20の出力がアンプ８、コイル11を介
して電極１−２に印加される。
25は８段のシフトレジスターで、該レジスターのＤ入力
端には上記コンパレーター17の出力が入力され、又クロ
ツク入力には上記VCO5の出力が入力されているため、出
力端Q8からはＤ入力端への入力信号に対して90°遅れた
パルスが出力される。即ち、分周回路19の出力パルスと
コンパレーター17の出力パルスは同一の位相関係のパル
スとなるため、該パルスをＤ入力として入力し、VCO5の
出力をクロツクとして入力するシフトレジスター25の８
段目の出力Q8としてはＤ入力信号、即ち電極１−１の信
号に対して90°遅れたパルスとなる。上記シフトレジス
ター25の出力Q8はインバーター18を介してフエーズコン
パレーター12のＳ入力に入力されている。尚、電極１−
１と電極１−３の配置関係としては90°ずれた位置関係
にあるものとする。
端には上記コンパレーター17の出力が入力され、又クロ
ツク入力には上記VCO5の出力が入力されているため、出
力端Q8からはＤ入力端への入力信号に対して90°遅れた
パルスが出力される。即ち、分周回路19の出力パルスと
コンパレーター17の出力パルスは同一の位相関係のパル
スとなるため、該パルスをＤ入力として入力し、VCO5の
出力をクロツクとして入力するシフトレジスター25の８
段目の出力Q8としてはＤ入力信号、即ち電極１−１の信
号に対して90°遅れたパルスとなる。上記シフトレジス
ター25の出力Q8はインバーター18を介してフエーズコン
パレーター12のＳ入力に入力されている。尚、電極１−
１と電極１−３の配置関係としては90°ずれた位置関係
にあるものとする。
次いで、該第２図実施例の動作について説明する。
不図示の電源スイツチを投入すると回路への給電がなさ
れVCO5はある周波数で発振を開始する。該VCO5の出力
（第５図（ａ））はシフトレジスター20,25のシフトク
ロツクとなると同時に分周回路19に伝わるため32分周し
たパルス（第５図（ｂ）が分周回路19の出力としてアン
プ７に入力する。該パルスはコイル10、電極１−１等か
ら成る共振回路にて正弦波となり駆動電極１−１に印加
されることとなり、その結果電極１−１には第５図
（ｂ）に示したパルスと同位相で、かつ同周波数の正弦
波が印加される。
れVCO5はある周波数で発振を開始する。該VCO5の出力
（第５図（ａ））はシフトレジスター20,25のシフトク
ロツクとなると同時に分周回路19に伝わるため32分周し
たパルス（第５図（ｂ）が分周回路19の出力としてアン
プ７に入力する。該パルスはコイル10、電極１−１等か
ら成る共振回路にて正弦波となり駆動電極１−１に印加
されることとなり、その結果電極１−１には第５図
（ｂ）に示したパルスと同位相で、かつ同周波数の正弦
波が印加される。
一方、分周回路19の出力はシフトレジスター20のＤ入力
端に伝わり、かつ該レジスター20のシフトクロツクとし
てはVCO5の出力パルスが印加されているので、シフトレ
ジスター20のQ1〜Q8出力は第５図（ｃ）〜（ｊ）の如く
分周回路19の出力をそれぞれVCO出力１パルス分遅らせ
たパルスとなる。上記の如く分周回路19はVCO出力に対
して32分周しているので、レジスター20の各出力は前段
の出力に対して360°/32＝11.25°遅れることとなり、
出力Q8からは上記分周回路出力も第５図（ｂ）に対して
11.25×８＝90°遅れたパルスとなる。
端に伝わり、かつ該レジスター20のシフトクロツクとし
てはVCO5の出力パルスが印加されているので、シフトレ
ジスター20のQ1〜Q8出力は第５図（ｃ）〜（ｊ）の如く
分周回路19の出力をそれぞれVCO出力１パルス分遅らせ
たパルスとなる。上記の如く分周回路19はVCO出力に対
して32分周しているので、レジスター20の各出力は前段
の出力に対して360°/32＝11.25°遅れることとなり、
出力Q8からは上記分周回路出力も第５図（ｂ）に対して
11.25×８＝90°遅れたパルスとなる。
今、スイツチ30を接点30−８と選択的に接続していると
すると、レジスター20の出力Q8のパルスがアンプ８、コ
イル11を介して電極１−２に正弦波として印加される。
よって、この状態では電極１−１と電極１−２間には90
°位相の異なる周波電圧が印加されることとなる。
すると、レジスター20の出力Q8のパルスがアンプ８、コ
イル11を介して電極１−２に正弦波として印加される。
よって、この状態では電極１−１と電極１−２間には90
°位相の異なる周波電圧が印加されることとなる。
一方SSMにおいては、第１群の電歪素子への印加電圧と
第２群の電歪素子への印加電圧間の位相角が90°の時に
その電気−回転変換効率が最も高く、位相核が狭くなれ
ばなるほど効率が低下し、Ｏ′の時には効率が０、即ち
SSMは停止する。
第２群の電歪素子への印加電圧間の位相角が90°の時に
その電気−回転変換効率が最も高く、位相核が狭くなれ
ばなるほど効率が低下し、Ｏ′の時には効率が０、即ち
SSMは停止する。
従って、上記の如くスイツチ30を接点30−８と接続した
時には最大効率でSSMは回転し、スイツチ30を接点30−
７、30−６、30−５、30−４、30−３、30−２、30−１
に切換え接続することにより回転効率が低くなりSSMの
回転スピードが低下する。この様に構成されているた
め、本発明ではスイツチ30と接点30−１〜30−８の任意
の接点とを接続することにてSSMの回転スピードを可変
とすることが出来る。
時には最大効率でSSMは回転し、スイツチ30を接点30−
７、30−６、30−５、30−４、30−３、30−２、30−１
に切換え接続することにより回転効率が低くなりSSMの
回転スピードが低下する。この様に構成されているた
め、本発明ではスイツチ30と接点30−１〜30−８の任意
の接点とを接続することにてSSMの回転スピードを可変
とすることが出来る。
以上の動作にてSSMの回転スピード調定がなされると共
に本実施例にあっては常にSSMが共振回転数にて駆動さ
れる様周波数制御がなされる。
に本実施例にあっては常にSSMが共振回転数にて駆動さ
れる様周波数制御がなされる。
以下に該周波数制御動作について説明する。
一般にSSMにおいては、その共振状態では駆動電極１−
１又は１−２とモニター電極１−３の位置関係に応じて
電極１−１又は１−２への駆動信号の位相とモニター電
極１−３からの信号の位相が特定の関係、即ち電極間の
位置的位相関係と電極における信号の位相関係が同一位
相差関係を示すものであり、SSMを共振駆動するために
は上記位相関係を保持させれば常に共振駆動することが
出来る。該実施例にあっては電極１−１と電極１−３と
は90°ずれて配設されているため該実施例にあっては電
極１−１と電極１−３の波形も90°ずれる様制御すれば
共振駆動することが出来る。
１又は１−２とモニター電極１−３の位置関係に応じて
電極１−１又は１−２への駆動信号の位相とモニター電
極１−３からの信号の位相が特定の関係、即ち電極間の
位置的位相関係と電極における信号の位相関係が同一位
相差関係を示すものであり、SSMを共振駆動するために
は上記位相関係を保持させれば常に共振駆動することが
出来る。該実施例にあっては電極１−１と電極１−３と
は90°ずれて配設されているため該実施例にあっては電
極１−１と電極１−３の波形も90°ずれる様制御すれば
共振駆動することが出来る。
該実施例にあっては、コンパレーター12にて電極１−３
と、電極１−１における波形の位相を検知して常にこの
位相が90°ずれる様制御している。
と、電極１−１における波形の位相を検知して常にこの
位相が90°ずれる様制御している。
以下、この動作につき詳細に説明する。電極１−３の出
力はコンパレーター２にてパルスに変換した上コンパレ
ーター12のＲ入力に伝えられる。一方電極１−１の波形
はコンパレーター17にてパルスに変換し、レジスター25
のＤ入力に伝えられる。該レジスター25のシフトクロツ
クパルスは上記VCO5の出力であるため、シフトレジスタ
ー25の出力Q8からは電極１−１の波形に対して90°位相
の遅れたパルスとなる。
力はコンパレーター２にてパルスに変換した上コンパレ
ーター12のＲ入力に伝えられる。一方電極１−１の波形
はコンパレーター17にてパルスに変換し、レジスター25
のＤ入力に伝えられる。該レジスター25のシフトクロツ
クパルスは上記VCO5の出力であるため、シフトレジスタ
ー25の出力Q8からは電極１−１の波形に対して90°位相
の遅れたパルスとなる。
該レジスター25の出力Q8からのパルスはインバーター18
にて反転されフエーズコンパレーター12のＳ入力に伝わ
る。上記の如くレジスター25の出力Q8のパルス２はアン
プ７への印加パルスを第６図（ａ）とすると第６図
（ｂ）の如く90°遅れたパルスとなり、該パルスがイン
バーター18にて反転の上コンパレーター12のＳ入力に伝
わるので該コンパレーター12のＳ入力へのパスルは第６
図（ｃ）の如く第６図（ａ）のパルスに対して90°進ん
だパルスとなる。
にて反転されフエーズコンパレーター12のＳ入力に伝わ
る。上記の如くレジスター25の出力Q8のパルス２はアン
プ７への印加パルスを第６図（ａ）とすると第６図
（ｂ）の如く90°遅れたパルスとなり、該パルスがイン
バーター18にて反転の上コンパレーター12のＳ入力に伝
わるので該コンパレーター12のＳ入力へのパスルは第６
図（ｃ）の如く第６図（ａ）のパルスに対して90°進ん
だパルスとなる。
よって、該コンパレーター12のＳ入力へのパルスとコン
パレーター12のＲ入力へのパスルとの位相が一致すれば
電極１−３と電極１−１間に90°位相差が生じているこ
ととなり、共振状態であることが検知されることとな
る。又、コンパレーター12はその入力端ＲとＳへの入力
信号位相が一致していればその出力をオープン状態に保
持しているのでVCO5はその発振状態を保持し続けること
となり、共振周波数で駆動され続ける。
パレーター12のＲ入力へのパスルとの位相が一致すれば
電極１−３と電極１−１間に90°位相差が生じているこ
ととなり、共振状態であることが検知されることとな
る。又、コンパレーター12はその入力端ＲとＳへの入力
信号位相が一致していればその出力をオープン状態に保
持しているのでVCO5はその発振状態を保持し続けること
となり、共振周波数で駆動され続ける。
又、SSMが共振状態にない場合には電極１−３からの信
号が電極１−１の信号に対して90°位相づれ状態から前
後にづれることとなる。よって、この場合にはコンパレ
ーター12のＲ及びＳ入力端へのパルス位相は一致しなく
なり、例えば第４図に示す如くコンパレーター12のＲ入
力端へのパルスの立ち上り信号がＳ入力端へのパルスの
立ち上り信号よりも先に発生している場合は上記立ち上
り信号差分コンパレーター12の出力はＨとなり、又逆に
Ｓ入力端への立ち上り信号がＲ入力端への立ち上り信号
よりも先に発生している場合は立ち上り信号差分コンパ
レーター12の出力はＬとなる。よって、コンパレーター
２のパルス、即ち電極１−３からの波形の位相がインバ
ーター18からのパルスの位相に対して進んだ状態となる
と、即ち、電極１−１と１−３の波形の位相差が90°以
上となるとその位相差期間分コンパレーター12の出力は
Ｈとなり該Ｈはローパスフイルター４を介してVOC5に入
力され、VOC5への入力電圧増加し、その分VOC5の発振周
波数が高くなる。VOC5の発振周波数、即ち、電極１−1,
1−２への駆動周波数が高くなる程電極１−１に入力さ
れる信号は電極１−３に発生する信号よりも位相が進む
方向に変化する特性を有しているため、上記電極１−１
と１−３との位相差が90°方向へ制御される。
号が電極１−１の信号に対して90°位相づれ状態から前
後にづれることとなる。よって、この場合にはコンパレ
ーター12のＲ及びＳ入力端へのパルス位相は一致しなく
なり、例えば第４図に示す如くコンパレーター12のＲ入
力端へのパルスの立ち上り信号がＳ入力端へのパルスの
立ち上り信号よりも先に発生している場合は上記立ち上
り信号差分コンパレーター12の出力はＨとなり、又逆に
Ｓ入力端への立ち上り信号がＲ入力端への立ち上り信号
よりも先に発生している場合は立ち上り信号差分コンパ
レーター12の出力はＬとなる。よって、コンパレーター
２のパルス、即ち電極１−３からの波形の位相がインバ
ーター18からのパルスの位相に対して進んだ状態となる
と、即ち、電極１−１と１−３の波形の位相差が90°以
上となるとその位相差期間分コンパレーター12の出力は
Ｈとなり該Ｈはローパスフイルター４を介してVOC5に入
力され、VOC5への入力電圧増加し、その分VOC5の発振周
波数が高くなる。VOC5の発振周波数、即ち、電極１−1,
1−２への駆動周波数が高くなる程電極１−１に入力さ
れる信号は電極１−３に発生する信号よりも位相が進む
方向に変化する特性を有しているため、上記電極１−１
と１−３との位相差が90°方向へ制御される。
又、逆に電極１−１と１−３の位相差が90°以内となる
とコンパレーター12のＳ入力端への立ち上り信号の方が
Ｒ入力端への立ち上り信号に比して先に発生するため、
その位相差分コンパレーター12の出力はＬとなりVCO5の
発振周波数が低下するため電極１−1,1−２への駆動周
波数も低くなり、電極１−１と１−３の波形の位相が増
大し電極１−１と１−３との位相差が90°方向へ移行す
る。
とコンパレーター12のＳ入力端への立ち上り信号の方が
Ｒ入力端への立ち上り信号に比して先に発生するため、
その位相差分コンパレーター12の出力はＬとなりVCO5の
発振周波数が低下するため電極１−1,1−２への駆動周
波数も低くなり、電極１−１と１−３の波形の位相が増
大し電極１−１と１−３との位相差が90°方向へ移行す
る。
この様に電極１−１と１−３の波形の位相差検知がなさ
れ、この位相差が常に90°となる様SSMの駆動周波数が
制御され、SSMは常に共振状態にて駆動制御されること
となる。
れ、この位相差が常に90°となる様SSMの駆動周波数が
制御され、SSMは常に共振状態にて駆動制御されること
となる。
第７図は本発明の第２実施例を示す回路図である。第７
図において第２図実施例と同一構成部には同一記号が附
してある。
図において第２図実施例と同一構成部には同一記号が附
してある。
図において、21はシフトレジスター20の出力Q1〜Q8をそ
の入力D0〜D7に入力し、制御端子A,B,Cへのコード入力
信号に応じて入力D0〜D7のうち一つを選択し選択された
入力へ印加されているレジスター20の出力を送出するマ
ルチプレクサーである。該マルチプレクサー21はその端
子A,B,Cへの入力コードとしてのバイナリー信号が増加
すればするほど、レジスター20の後段の出力を択一的に
選択する様構成されている。
の入力D0〜D7に入力し、制御端子A,B,Cへのコード入力
信号に応じて入力D0〜D7のうち一つを選択し選択された
入力へ印加されているレジスター20の出力を送出するマ
ルチプレクサーである。該マルチプレクサー21はその端
子A,B,Cへの入力コードとしてのバイナリー信号が増加
すればするほど、レジスター20の後段の出力を択一的に
選択する様構成されている。
41はモーター回転スピード設定用の可変抵抗50を有する
パルス発振回路で、その出力パルスの周波数が上記抵抗
値に基づいて可変となる。
パルス発振回路で、その出力パルスの周波数が上記抵抗
値に基づいて可変となる。
43はSSMの固定子に発生する進行性振動波にて回転駆動
される移動体、44は移動体の回転にともなって回転する
パルス板で、該パルス板44には所定間隔透光パターンが
配される。45は発光光源及びフオートトランジスターを
含むフオートリフレクターで上記パルス板44の回転にて
透光パターンがリフレクター45を通過するごとに出力を
形成し、パルス板の回転速度に応じた数の信号を形成す
る。42はリフレクター45からの信号をパルスに変換する
ためのコンパレーター、24は入力Rin、Sinを有するフエ
ーズコンパレーターで、該フエーズコンパレーターは第
８図の如く入力Rinへの立ち上り信号の方が入力Sinへの
立ち上り信号よりも先に給供された時にはその立ち上り
信号の位相差期間出力R0をＬとなし、逆に入力Sinへの
立ち上り信号の方が入力Rinへの立ち上り信号よりも先
に供給された時にはその立ち上り信号の位相差期間出力
S0をＬとなすものである。
される移動体、44は移動体の回転にともなって回転する
パルス板で、該パルス板44には所定間隔透光パターンが
配される。45は発光光源及びフオートトランジスターを
含むフオートリフレクターで上記パルス板44の回転にて
透光パターンがリフレクター45を通過するごとに出力を
形成し、パルス板の回転速度に応じた数の信号を形成す
る。42はリフレクター45からの信号をパルスに変換する
ためのコンパレーター、24は入力Rin、Sinを有するフエ
ーズコンパレーターで、該フエーズコンパレーターは第
８図の如く入力Rinへの立ち上り信号の方が入力Sinへの
立ち上り信号よりも先に給供された時にはその立ち上り
信号の位相差期間出力R0をＬとなし、逆に入力Sinへの
立ち上り信号の方が入力Rinへの立ち上り信号よりも先
に供給された時にはその立ち上り信号の位相差期間出力
S0をＬとなすものである。
22はオアゲート33,34を介して前記フエーズコンパレー
ターの出力R0，S0に接続されるアツプダウンカウンター
で該カウンターは入力の立ち上り信号に応答して作動す
る。
ターの出力R0，S0に接続されるアツプダウンカウンター
で該カウンターは入力の立ち上り信号に応答して作動す
る。
31はカウンター22の出力Q0〜Q2を入力とするアンドゲー
ト、32は反転入力アンドゲート、35,36はインバータ
ー、37,38は発光ダイオードである。
ト、32は反転入力アンドゲート、35,36はインバータ
ー、37,38は発光ダイオードである。
次いで、該第７図実施例の動作について説明する。
不図示の電源スイツチをオンとするとカウンター22には
不図示のパワーアツプセツト回路にて電源投入動作にて
所定値がセツトされマルチプレクサー21はレジスター20
の所定の出力端からのパルスが選択されアンプ８に伝え
られる。
不図示のパワーアツプセツト回路にて電源投入動作にて
所定値がセツトされマルチプレクサー21はレジスター20
の所定の出力端からのパルスが選択されアンプ８に伝え
られる。
又、電源投入にて回路は作動状態となり、上述の第２図
実施例にて述べた如くして駆動電極１−1,1−２への駆
動信号として共振周波数で、上記分周回路19の出力並び
にマルチプレクサー21の出力パルスの位相関係を有する
正弦波が印加されSSMの回転する。該SSMの回転はリフレ
クター45にて検知されコンパレーター42を介して回転ス
ピードに応じた周波数のパルスがコンパレーター24の入
力Sinに伝わる。一方抵抗50には設定スピード値が設定
され、該設定値に応じた周波数のパルスがパルス発振回
路41から送出されコンパレーター24のRinに入力する。
ここでSSMの回転スピードが設定値よりも遅い場合につ
いて説明する。
実施例にて述べた如くして駆動電極１−1,1−２への駆
動信号として共振周波数で、上記分周回路19の出力並び
にマルチプレクサー21の出力パルスの位相関係を有する
正弦波が印加されSSMの回転する。該SSMの回転はリフレ
クター45にて検知されコンパレーター42を介して回転ス
ピードに応じた周波数のパルスがコンパレーター24の入
力Sinに伝わる。一方抵抗50には設定スピード値が設定
され、該設定値に応じた周波数のパルスがパルス発振回
路41から送出されコンパレーター24のRinに入力する。
ここでSSMの回転スピードが設定値よりも遅い場合につ
いて説明する。
この場合はパルス発振回路からのパルスの周波数に比し
てコンパレーター42からのパルスの周波数が低いため、
コンパレーター24への入力Rinへのパルスの方が入力Sin
へのパルスに比して多くなり、その結果コンパレーター
24は出力R0からＬを送出し、カウンター22のアツプカウ
ントさせ、その結果マルチプレクサー22はレジスター20
の後段の出力端からのパルスを選択してアンプ８へ伝え
る。このため、SSMは回転速度を増加させる。この様に
してSSMの回転速度が増加して行く経過においてリフレ
クター45からのパルスの周波数とパルス発振回路41から
のパルスの周波数が一致すると、コンパレーター24への
入力Rin,Sinへのパルスの位相が一致するのでコンパレ
ーター24の出力R0，S0はオープン状態となりカウンター
22はその設定状態に保持され、その時点で選択されてい
るジレスター20の出力端からのパルスがアンプ８に印加
され続け、SSMは抵抗50にて設定したスピードにて回転
制御される。
てコンパレーター42からのパルスの周波数が低いため、
コンパレーター24への入力Rinへのパルスの方が入力Sin
へのパルスに比して多くなり、その結果コンパレーター
24は出力R0からＬを送出し、カウンター22のアツプカウ
ントさせ、その結果マルチプレクサー22はレジスター20
の後段の出力端からのパルスを選択してアンプ８へ伝え
る。このため、SSMは回転速度を増加させる。この様に
してSSMの回転速度が増加して行く経過においてリフレ
クター45からのパルスの周波数とパルス発振回路41から
のパルスの周波数が一致すると、コンパレーター24への
入力Rin,Sinへのパルスの位相が一致するのでコンパレ
ーター24の出力R0，S0はオープン状態となりカウンター
22はその設定状態に保持され、その時点で選択されてい
るジレスター20の出力端からのパルスがアンプ８に印加
され続け、SSMは抵抗50にて設定したスピードにて回転
制御される。
又、逆にSSMの回転速度が設定値よりも速い場合にはコ
ンパレーター24の出力ＳからＬが送出されるのでカウン
ター22はダウンカウントされレジスター25の前段の出力
端が選択されるのでSSMの回転スピードが低下し、その
スピードが設定値と一致した際にはカウンター22のダウ
ンカウントが停止し、以後その状態で回転制御される。
ンパレーター24の出力ＳからＬが送出されるのでカウン
ター22はダウンカウントされレジスター25の前段の出力
端が選択されるのでSSMの回転スピードが低下し、その
スピードが設定値と一致した際にはカウンター22のダウ
ンカウントが停止し、以後その状態で回転制御される。
尚、上記の回転スピード制御において、カウンター22の
出力Q0〜Q2から全てＨが送出された時、即ちレジスター
20の出力Q8が選択されSSMが最高速駆動されている状態
ではアンドゲート31からＨが送出され発光ダイオード37
を点灯させ、これを警告すると共にカウンター22のアツ
プ入力をＨに保持し、以後カウンター22をコンパレータ
ー24の出力によって影響されない様なす。
出力Q0〜Q2から全てＨが送出された時、即ちレジスター
20の出力Q8が選択されSSMが最高速駆動されている状態
ではアンドゲート31からＨが送出され発光ダイオード37
を点灯させ、これを警告すると共にカウンター22のアツ
プ入力をＨに保持し、以後カウンター22をコンパレータ
ー24の出力によって影響されない様なす。
又、逆にカウンター22の出力Q0〜Q2が全てＬとなった時
にはナンドゲート32からＨが送出され発光ダイオード38
を点灯させ、これを警告すると共にカウンター23のダウ
ン入力をＨに保持し、以後カウンター22をコンパレータ
ー24の出力によって影響されない様なす。
にはナンドゲート32からＨが送出され発光ダイオード38
を点灯させ、これを警告すると共にカウンター23のダウ
ン入力をＨに保持し、以後カウンター22をコンパレータ
ー24の出力によって影響されない様なす。
以上の如く、本発明にあってはSSMにおける第１の電気
−機械エネルギー変換素子への印加周波信号を発振器出
力を分周回路にて分周して得るとともに、この分周回路
出力を発振器出力をクロックとしてシフトレジスターに
てシフトし、このレジスターの出力段を選択し、この出
力段からの出力を第２の電気−機械エネルギー変換素子
への印加することで、各エネルギー変換素子へ印加され
る周波信号の位相差を調定し、回転速度制御を行なった
ものであるので、高精度で、任意の回転数にて回動し得
る効果を奏するものである。
−機械エネルギー変換素子への印加周波信号を発振器出
力を分周回路にて分周して得るとともに、この分周回路
出力を発振器出力をクロックとしてシフトレジスターに
てシフトし、このレジスターの出力段を選択し、この出
力段からの出力を第２の電気−機械エネルギー変換素子
への印加することで、各エネルギー変換素子へ印加され
る周波信号の位相差を調定し、回転速度制御を行なった
ものであるので、高精度で、任意の回転数にて回動し得
る効果を奏するものである。
尚、実施例にあっては電歪素子の分極処理の上固定子に
形成しているが、個々の電歪素子を固定子上に附しても
良い。又電歪素子の田に圧電素子等の電気−機械エネル
ギー変換素子を用いても良い。
形成しているが、個々の電歪素子を固定子上に附しても
良い。又電歪素子の田に圧電素子等の電気−機械エネル
ギー変換素子を用いても良い。
第１図は本発明に係る振動波モーターの固定子の電極形
状を示す構成図、第２図は本発明に係る振動波モーター
の駆動回路の一実施例を示す回路図、第３図は第２図示
のコンパレーター12のブロツク構成を示すブロツク図、
第４図は第３図示のコンパレーター12の入力出力特性を
示す波形図、第５図（ａ）〜（ｊ）は第２図示のVCO5、
分周回路19、及びシフトレジスター20の出力波形を示す
波形図、第６図（ａ）〜（ｄ）は第２図の駆動回路の動
作を説明する波形図、第７図は本発明に係る振動波モー
ターの駆動回路の他の一実施例を示す回路図、第８図は
第７図示のコンパレーター24の動作を説明するための波
形図、第９図は振動波モーターの駆動部の構成を示す回
路図である。 ５……VCO 19……分周回路 20,25……シフトレジスター 30……スイツチ 7,8……アンプ １−1,1−２……電極 １……固定子
状を示す構成図、第２図は本発明に係る振動波モーター
の駆動回路の一実施例を示す回路図、第３図は第２図示
のコンパレーター12のブロツク構成を示すブロツク図、
第４図は第３図示のコンパレーター12の入力出力特性を
示す波形図、第５図（ａ）〜（ｊ）は第２図示のVCO5、
分周回路19、及びシフトレジスター20の出力波形を示す
波形図、第６図（ａ）〜（ｄ）は第２図の駆動回路の動
作を説明する波形図、第７図は本発明に係る振動波モー
ターの駆動回路の他の一実施例を示す回路図、第８図は
第７図示のコンパレーター24の動作を説明するための波
形図、第９図は振動波モーターの駆動部の構成を示す回
路図である。 ５……VCO 19……分周回路 20,25……シフトレジスター 30……スイツチ 7,8……アンプ １−1,1−２……電極 １……固定子
Claims (1)
- 【請求項１】振動体に配された第１及び第２群の電気−
機械エネルギー変換素子に対してそれぞれ位相の異なる
周波信号を印加して振動体を励振させ、振動体に振動波
を形成させ駆動力を得る振動波モーターの速度制御回路
において、 所定の周波数で発振する発振器と、該発振器からの出力
パルスを分周する分周回路と、該分周回路の出力端を入
力端に接続し、クロック端を前記発振器に接続する複数
段のシフトレジスター回路と、該シフトレジスター回路
の出力段を選択する選択手段とを設け、前記第１群の電
気−機械エネルギー変換素子に対して前記分周回路出力
を印加するとともに、前記第２群の電気−機械エネルギ
ー変換素子に前記選択手段にて選択された前記シフトレ
ジスター回路の出力段からの出力を印加し、前記シフト
レジスター回路の出力段の選択にて前記第１と第２群の
電気−機械エネルギー変換素子へ印加される周波信号の
位相を調定することを特徴とする振動波モーターの速度
制御回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61143924A JPH072027B2 (ja) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | 振動波モ−タ−の速度制御回路 |
| US07/059,782 US4794294A (en) | 1986-06-12 | 1987-06-08 | Vibration wave motor |
| DE19873719537 DE3719537A1 (de) | 1986-06-12 | 1987-06-11 | Vibrationswellenmotor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61143924A JPH072027B2 (ja) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | 振動波モ−タ−の速度制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS631384A JPS631384A (ja) | 1988-01-06 |
| JPH072027B2 true JPH072027B2 (ja) | 1995-01-11 |
Family
ID=15350262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61143924A Expired - Fee Related JPH072027B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-18 | 振動波モ−タ−の速度制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH072027B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2650952B2 (ja) * | 1988-03-17 | 1997-09-10 | キヤノン株式会社 | 振動型モータの駆動回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH072022B2 (ja) * | 1984-11-19 | 1995-01-11 | 松下電器産業株式会社 | 超音波モータ駆動方法 |
-
1986
- 1986-06-18 JP JP61143924A patent/JPH072027B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS631384A (ja) | 1988-01-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |