JPH07213052A - トランス結合型２次直流電源生成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】最大負荷および定常負荷のいずれに対しても過
電流保護機能を安定して発揮させつつ軽量・小型化とコ
スト低減とを達成することのできるトランス結合型２次
直流電源生成装置を提供する。 【構成】過電流検出回路５０を直列接続された切替可能
な第１充電抵抗Ｒ５１および第２充電抵抗Ｒ５２と，充
電用コンデンサＣ５３と，この充電用コンデンサＣ５３
と並列に接続された放電抵抗Ｒ５３とから形成し、かつ
該第１充電抵抗Ｒ５１と第２充電抵抗Ｒ５２とを選択的
に切替えて該充電用コンデンサＣ５３に直列接続可能に
形成された選択切替手段６０と，１次直流電源回路１０
の電源投入時から設定時間Ｔｓの経過後に該第２充電抵
抗Ｒ５２を該充電用コンデンサＣ５３に直列接続するた
めの選択切替信号Ｖ７０を生成して該選択切替手段６０
に出力する選択切替信号生成出力手段７０とを設け、ス
イッチング素子１５に流れる電流（Ｉｐ，Ｉｎ）を間接
的にかつ２段階に切替えて自動検出するとともに各設定
電流値（Ｉｓｐ，Ｉｓｎ）となったときにスイッチング
素子１５をＯＦＦさせる構成である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、１次直流電源回路と２
次直流電源回路とをトランスを介して接続結合し、かつ
過電流保護機能を備えたトランス結合型２次直流電源生
成装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４において、１次直流電源回路１０と
２次直流電源回路３０とは、トランス２０を介して接続
結合されている。１次直流電源回路１０は、交流電源１
１，スイッチ１２，ノイズフィルター１３，整流回路１
４，平滑コンデンサＣ１０，スイッチング素子（トラン
ジスタ）１５，ＰＷＭ・ＩＣからなる制御回路４０を含
み形成され、スイッチング素子１５はトランス２０の１
次巻線Ｌ１１と整流回路１４の負極側電路Ｌｎとの間に
接続されている。また、駆動電源（電圧Ｖｄ）は、補助
巻線Ｌ１２から誘起されダイオードＤ１０を介して供給
される。

【０００３】また、２次直流電源回路３０は、トランス
２０の２次巻線Ｌ２１に接続されたダイオードＤ２１、
平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２を含み形成され、負荷３
５に接続される。４５は安定化回路で、ホトカプラを含
むフィードバック信号発生回路４６に電圧検出信号を入
力する。

【０００４】かくして、かかる他励フライバック方式の
周波数固定型では、スイッチング素子１５が制御回路４
０から出力されるＯＮ−ＯＦＦ制御信号ＳでＯＮ−ＯＦ
Ｆ制御されるので、負荷３５が軽い場合にはスイッチン
グ素子１５に流れる電流Ｉが減少しその通電時間が短く
なる。一方、負荷３５が重くなると、スイッチング素子
１５に流れる電流Ｉが増大しそれに伴って通電時間が長
くなる。発振周波数つまり図５に示す周期Ｔが一定のた
めである。

【０００５】また、図６に示すＲＣＣ方式の自励発振型
（周波数変動型）のトランス結合型２次直流電源生成装
置では、制御回路（トランジスタ４０）をフィードバッ
ク信号でＯＮ−ＯＦＦさせることにより制御電源（電圧
Ｖｃ）を用いてスイッチング素子１５をＯＮ−ＯＦＦ制
御して１次巻線Ｌ１１から２次巻線Ｌ２１に電力エネル
ギーを供給する。２次直流電源回路３０では、ダイオー
ドＤ２１で整流し、かつ平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２
で平滑して２次直流電源を生成し負荷３５に供給する。
負荷３５の変動は、２次直流電源電圧の変動として安定
化回路４５で検出されフィードバック信号生成回路４６
に出力される。これにより、２次直流電源電圧が安定化
される。

【０００６】したがって、負荷３５が軽い場合には、ス
イッチング素子１５に流れる電流Ｉが減少して発振周波
数が高くなる。一方、負荷３５が重くなると、スイッチ
ング素子１５に流れる電流Ｉが増大し発振周波数は低く
なる。制御回路（４０）によるスイッチング素子１５の
ＯＮデューティーが一定のためによる。なお、この制御
電源電圧Ｖｃは、図４の場合の駆動電源電圧Ｖｄと同様
にトランス２０の補助巻線Ｌ１２から生成されるわけで
ある。

【０００７】ところで、いずれの方式の場合でも、特に
スイッチング素子１５を過電流から保護するために、１
次直流電源回路１０側に過電流検出回路（Ｒ５０）と過
電流保護用素子１６とからなる過電流保護回路を設けて
いる。過電流検出回路は、スイッチング素子１５と整流
回路１４の負極側電路Ｌｎとの間に接続された抵抗Ｒ５
０から形成され、かつ過電流保護用素子１６はスイッチ
ング素子１５のベースと整流回路１４の負荷側電路Ｌｎ
とに接続されている。そして、スイッチング素子１５と
抵抗Ｒ５０との間と過電流保護用素子（ＭＯＳ・ＦＥ
Ｔ）１６の駆動端子（ゲート）とを接続している。

【０００８】したがって、スイッチング素子１５に流れ
る電流Ｉが増大して設定電流値（例えば、図４に示すＩ
ｓ）となると、過電流検出回路（Ｒ５０）によって検出
電圧（設定電流値相当電圧）Ｖａが高くなる。すると、
過電流保護用素子１６がＯＮとなるから、スイッチング
素子１５に流れ込んでいたＯＮ−ＯＦＦ制御信号Ｓの電
流が過電流保護用素子１６に引き込まれる。よって、ス
イッチング素子１５をＯＦＦして過電流から保護するこ
とができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、２次直流電
源回路３０側の負荷３５が大型化すると、１次直流電源
回路１０側のスイッチング素子１５に流れる電流Ｉもよ
り大電流となる。すると、当然に過電流検出回路を形成
する抵抗Ｒ５０には大きな電流ストレスが加わるから、
抵抗Ｒ５０自体を大容量としなければならず、形状も大
きくなる。しかるに、一層の軽量・小型化とコスト低減
とが強く望まれるに至り、過電流検出回路（抵抗Ｒ５
０）がその達成を阻害する要因の一つとなって来た。

【００１０】また、過電流保護回路は、１つの過電流検
出回路（Ｒ５０）と１つの過電流保護用素子１６とから
形成されているので、設定電流値（Ｉｓ）は実状に応じ
た値として慎重に選択設定されている。すなわち、例え
ば図４に示す周波数固定型の場合は、図５に示す如く、
定常負荷時の定常電流Ｉｎよりも電源投入後の起動時に
おける最大負荷時の過渡電流Ｉｐの方が大きいので、こ
の過渡電流Ｉｐに基づきその最大値よりもやや高めの設
定電流値Ｉｓに選択設定している。なお、設定電流値相
当電圧Ｖａは、過電流保護用素子（ＭＯＳ・ＦＥＴ）１
６の動作電圧と等しい。

【００１１】一方において、負荷３５の多様性からより
大きな負荷変動にも適用可能とすべしとの要請が強くな
りつつある。また、２次直流電源電圧のリップル等の品
位を一段と高めたいとの要求も高まっている。したがっ
て、最大負荷状態が２次直流電源回路３０の平滑コンデ
ンサ（出力用コンデンサ）Ｃ２１，Ｃ２２が充電されて
いない場合に生ずるところ、２次直流電源回路３０の平
滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２の容量が大きくなる傾向に
あるために、定常負荷に対する最大負荷の比率が一層高
くなって来ている。かくして、設定電流値Ｉｓを最大負
荷（過渡電流Ｉｐ）に対するものとして選択設定してい
たのでは、定常負荷時における必要十分で妥当性ある過
電流保護ができなくなる虞れがある。

【００１２】さらに、交流電源１１の電圧（例えば、Ａ
Ｃ１００Ｖ）が変動（例えば、８５〜１３８Ｖ）する
と、過電流保護ポイントが変化してしまうので定数設定
が難しい。しかも、適用性拡大のために交流電源１１を
例えばＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとのいずれかに選択
使用可能に構築した場合、その抵抗Ｒ５０の抵抗値を交
換しなければならないので煩わしいという問題もある。

【００１３】本発明の目的は、最大負荷および定常負荷
のいずれに対しても過電流保護ポイントを一定とした過
電流保護機能を安定して発揮させつつ軽量・小型化とコ
スト低減とを達成することのできるトランス結合型２次
直流電源生成装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明に係るトランス結
合型２次直流電源生成装置は、整流回路，平滑コンデン
サ，スイッチング素子，制御回路を有する１次直流電源
回路と、安定化回路を有する２次直流電源回路とをトラ
ンスを介して接続結合し、安定化回路から制御回路へフ
ィードバック信号を加えつつスイッチング素子をＯＮ−
ＯＦＦ制御して２次直流電源を生成するように形成さ
れ、かつ過電流検出回路で過電流が検出されたときに過
電流保護用素子を介して該スイッチング素子をＯＦＦさ
せて過電流保護を行う過電流保護回路を設けたトランス
結合型２次直流電源生成装置において、前記過電流検出
回路を前記トランスの補助巻線の正極側と前記整流回路
の負極側との間に直列接続された切替可能な大抵抗の第
１充電抵抗および小抵抗の第２充電抵抗と充電用コンデ
ンサとこの充電用コンデンサと並列に接続された放電抵
抗とから形成し、かつ該第１充電抵抗と第２充電抵抗と
を選択的に切替えて該充電用コンデンサに直列接続可能
に形成された選択切替手段と，前記１次直流電源回路の
電源が投入されたときから予めセットされた設定時間が
経過した後に該第２充電抵抗を該充電用コンデンサに直
列接続するための選択切替信号を生成して該選択切替手
段に出力する選択切替信号生成出力手段とを設けた、こ
とを特徴とする。

【００１５】

【作用】上記構成による本発明の場合、例えば、周波数
固定型の場合には、２次直流電源回路の負荷が最大負荷
（定常負荷）であると、スイッチング素子に流れる電流
が増大（減少）し通電時間が長く（短く）なる。つま
り、制御回路の駆動電源電圧の発振時間が長く（短く）
なる。したがって、通電時間が大抵抗の第１充電抵抗
（小抵抗の第２充電抵抗）と充電用コンデンサとの当該
充電時定数の時間よりも長くなると、充電用コンデンサ
の電圧が動作電圧以上に高まるので、過電流保護用素子
をＯＮさせることができる。したがって、スイッチング
素子をＯＦＦして過電流から保護できる。

【００１６】すなわち、１次直流電源回路の電源投入時
には選択切替信号生成出力手段が働かないので充電用コ
ンデンサには大抵抗の第１充電抵抗が直列接続されてい
る。したがって、時定数は最大負荷に対応するものとな
っている。しかし、予めセットされた設定時間が経過す
ると、選択切替信号生成出力手段が選択切替信号を生成
出力する。すると、選択切替手段が、第１充電抵抗に代
えて第２充電抵抗を充電用コンデンサに切替接続する。
したがって、時定数は定常負荷に対応するものに切替え
られる。よって、最大負荷時でも定常負荷時でも妥当性
ある過電流保護を行える。その後、充電用コンデンサに
蓄積された電荷は、適時に放電抵抗を通して放電され
る。

【００１７】また、周波数変動型の場合は、２次直流電
源回路の負荷が最大負荷（定常負荷）であると、スイッ
チング素子に流れる電流が増大（減少）し発振周波数は
低く（高く）なる。つまり、制御電源電圧の発振周波数
が低下（上昇）する。この発振周波数に相当する周期
が、充電抵抗と充電用コンデンサとの充電時定数の周期
よりも長く（短く）なると、充電用コンデンサの電圧が
当該動作電圧以上に高まるので、過電流保護用素子がＯ
Ｎする。したがって、上記周波数固定型の場合と同様
に、スイッチング素子をＯＦＦさせ過電流から保護でき
る。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （第１実施例）本トランス結合型２次直流電源生成装置
は、図１に示す如く、基本的構成（１０，２０，３０）
が従来例（図４）と同じ周波数固定型とされ、かつ過電
流保護回路を過電時間検出方式の過電流検出回路５０と
過電流保護用素子（ＭＯＳ・ＦＥＴ）１６とから形成す
るとともに、選択切替手段６０と選択切替信号生成出力
手段７０とを設け、スイッチング素子１５に流れる電流
Ｉを駆動電源電圧Ｖｄの通電時間（Ｔ１，Ｔ２）から間
接的に検出しかつ各設定時間〔（Ｔ１＋α），（Ｔ２＋
α）〕を負荷３５の大きさによって自動的に切替えるよ
うに構成し、従来例（図４）に比較して大容量で大型の
抵抗（Ｒ５０）を一掃するとともに、起動時における最
大負荷状態および定常負荷状態のいずれにおいても所定
の各設定電流値（図２に示すＩｓｐ，Ｉｓｎ）となった
ときに、スイッチング素子１５を強制的にＯＦＦして過
電流から完全に保護できるように形成されている。

【００１９】なお、従来例（図４）と共通する部分につ
いては同一の符号を付しそれらの説明は簡略または省略
する。

【００２０】図１において、過電流保護回路を形成する
過電流保護用素子１６は、一定の動作電圧Ｖｓ以上とな
ったときにＯＮして、スイッチング素子１５に流れ込ん
でいたＯＮ−ＯＦＦ制御信号Ｓの電流を負極側電路Ｌｎ
へ落とし込ませて、スイッチング素子１５を強制的にＯ
ＦＦするものと選択されている。

【００２１】過電流検出回路５０は、トランス２０の補
助巻線Ｌ１２の正極側と整流回路１４の負極側電路Ｌｎ
との間に直列接続された充電抵抗Ｒ５１，Ｒ５２と充電
用コンデンサＣ５３とからなる。大抵抗からなる第１充
電抵抗Ｒ５１と小抵抗からなる第２充電抵抗Ｒ５２と
は、切替可能である。また、充電用コンデンサＣ５３に
は、放電抵抗Ｒ５３が並列接続されている。

【００２２】すなわち、周波数固定型では、定常負荷状
態のように負荷３５が軽い場合は、スイッチング素子１
５に流れる電流Ｉは図２に示す小さな定常電流Ｉｎとな
り、通電時間Ｔ２が短い。一方、起動時の最大負荷状態
では、電流Ｉが大きな過渡電流Ｉｐとなり、通電時間Ｔ
１は長くなる。つまり、補助巻線Ｌ１２から発振生成さ
れる制御回路４０の駆動電源電圧Ｖｄの発振時間は、ス
イッチング素子１５に流れる電流Ｉが小さい場合（Ｉ
ｎ）は短く（Ｔ２）、大きい場合（Ｉｐ）は長く（Ｔ
１）なる。

【００２３】したがって、大抵抗の第１充電抵抗Ｒ５１
と充電用コンデンサＣ５３との時定数を図２に示す通電
時間Ｔ１よりさらに長い時間（Ｔ１＋α）となるように
選択設定しておけば、図２に点線で示した過渡電流Ｉｓ
ｐを通電時間（Ｔ１＋α）として検出することができ
る。同様に、小抵抗の第２充電抵抗Ｒ５２と充電用コン
デンサＣ５３との時定数を通電時間Ｔ２より長い時間
（Ｔ２＋α）となるように選択設定しておけば、図２に
点線で示した定常電流Ｉｓｎを通電時間（Ｔ２＋α）と
して検出できる。

【００２４】次に、選択切替手段６０は、第１充電抵抗
Ｒ５１側の端子Ｔ１と第２充電抵抗Ｒ５２側の端子Ｔ２
とを選択的に切替えて充電用コンデンサＣ５３に直列接
続するスイッチ６３を含み、トランジスタ６１がＯＮさ
れたときにコイル６２を励磁してスイッチ６３を端子Ｔ
２に選択切替し、非励磁の場合に端子Ｔ１に選択切替可
能に形成されている。

【００２５】また、選択切替信号生成手段７０は、１次
直流電源回路１０の電源が投入されたときから図２に示
す設定時間Ｔｓが経過した後の時刻ｔ１において、第２
充電抵抗Ｒ５２を充電用コンデンサＣ５３に直列接続す
るための選択切替信号Ｖ７０を生成して選択切替手段６
０へ出力するもので、この実施例では電路Ｌｐ，Ｌｎ間
に直列接続され充電抵抗Ｒ７１およびコンデンサＣ７１
とからなるタイマーと、このコンデンサＣ７１に並列接
続された放電抵抗Ｒ７２とから形成されている。

【００２６】次に、この第１実施例の作用を説明する。
停止状態では、選択切替手段６０を形成するコイル６２
が非励磁のために、スイッチ６３が端子Ｔ１に接触して
いる。したがって、過電流検出回路５０は、第１充電抵
抗Ｒ５１と充電用コンデンサＣ５３とが直列接続されて
いる。つまり、図２に示す大きな第１設定電流値Ｉｓｐ
が選択設定されている。

【００２７】ここに、電源スイッチ２をＯＮさせて電源
を投入すると、駆動電源電圧Ｖｄが生成出力され制御回
路４０がスイッチング素子１５を図２に示す一定周期Ｔ
でＯＮ−ＯＦＦ制御しトランス２０（Ｌ１１，Ｌ２１）
を介して２次直流電源回路３０に電力エネルギーを提供
する。したがって、２次側の平滑コンデンサＣ２１，Ｃ
２２が徐々に充電されるので、スイッチング素子１５に
流れる電流Ｉ（過渡電流Ｉｐ）は、図２に示すように徐
々に小さくなる。通電時間Ｔ１も徐々に短くなる。

【００２８】ところで、この起動時の最大負荷状態にお
ける過渡電流Ｉｐが第１設定電流値Ｉｓｐを越えるよう
な過電流となり、通電時間（Ｔ１＋α）が第１充電抵抗
Ｒ５１と充電用コンデンサＣ５３との時定数（Ｔ１＋
α）以上となる場合が発生すると、過電流検出回路５０
が働く。つまり、動作電圧Ｖｓが確定されるので、過電
流保護用素子１６がＯＮしてスイッチング素子１５を強
制してＯＦＦさせる。したがって、最大負荷状態でも妥
当性ある過電流保護ができる。

【００２９】この期間中も選択切替信号生成出力手段７
０を形成するコンデンサＣ７１は徐々に充電されてい
る。そして、時定数（Ｒ７１×Ｃ７１）として予めセッ
トされた設定時間Ｔｓが経過する時刻ｔ１において、選
択切替信号Ｖ７０が生成出力される。すると、選択切替
手段６０を形成するトランジスタ６１がＯＮとなりコイ
ル６１を励磁するから、スイッチ６３は端子Ｔ１から端
子Ｔ２に自動で切替わる。

【００３０】すなわち、過電流検出回路５０の充電用コ
ンデンサＣ５３には第２充電抵抗Ｒ５２が直列接続され
ることになるから、設定電流値は定常負荷に対応する第
２設定電流値Ｉｓｎに選択設定される。この頃には、２
次側の平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２が十分に充電され
ているので、スイッチング素子１５に流れる電流Ｉは、
負荷３５に応じた図２に示す定常電流Ｉｎとなってい
る。

【００３１】しかし、スイッチング素子１５に流れる電
流Ｉが定常電流Ｉｎよりも大きな第２設定電流値Ｉｓｎ
以上になる場合が発生すると、つまり駆動電源電圧Ｖｄ
の通電時間（Ｔ２＋α）が第２充電抵抗Ｒ５２と充電用
コンデンサＣ５３との時定数（Ｔ２＋α）を越えると、
過電流検出回路５０が働き動作電圧Ｖｓを確立する。し
たがって、過電流保護用素子１６がＯＮしてスイッチン
グ素子１５を強制してＯＦＦする。すなわち、過電流保
護がなされ、スイッチング素子１５や負荷３５の焼損等
を確実に阻止できる。

【００３２】しかして、この第１実施例によれば、過電
流検出回路５０をトランス２０の補助巻線Ｌ１２の正極
側と整流回路１４の負極側との間に直列接続された切替
可能な大抵抗の第１充電抵抗Ｒ５１および小抵抗の第２
充電抵抗Ｒ５２と，充電用コンデンサＣ５３と，この充
電用コンデンサＣ５３と並列に接続された放電抵抗Ｒ５
３とから形成し、かつ該第１充電抵抗Ｒ５１と第２充電
抵抗Ｒ５２とを選択的に切替えて該充電用コンデンサＣ
５３に直列接続可能に形成された選択切替手段６０と，
１次直流電源回路１０の電源が投入されたときから予め
セットされた設定時間Ｔｓが経過した後に該第２充電抵
抗Ｒ５２を該充電用コンデンサＣ５３に直列接続するた
めの選択切替信号Ｖ７０を生成して該選択切替手段６０
に出力する選択切替信号生成出力手段７０とを設け、駆
動電源電圧Ｖｄの通電時間Ｔ１，Ｔ２からスイッチング
素子１５に流れる電流（Ｉｐ，Ｉｎ）を間接的にかつ２
段階に切替えて自動検出するとともに各設定電流値（Ｉ
ｓｐ，Ｉｓｎ）となったときにスイッチング素子１５を
ＯＦＦさせる構成とされているので、電源投入後の起動
時における最大負荷状態および定常負荷状態のいずれの
場合に対しても妥当性ある過電流保護機能を安定して発
揮させることができるとともに、各設定電流値Ｉｓｐ，
Ｉｓｎに対応する設定通電時間（Ｔ１＋α），（Ｔ２＋
α）の選択設定が容易であるから適用性が広くかつ取扱
いも極めて簡単である。しかも、スイッチング素子１５
と直列接続した従来例（図４）の大容量で大型の抵抗
（Ｒ５０）を一掃できるので、大幅な装置小型化とコス
ト低減ができる。また、各過電流保護ポイントを一定と
した安定運転ができる。

【００３３】また、第１充電抵抗Ｒ５１および第２充電
抵抗５２の各抵抗値が最大負荷時の過渡電流Ｉｐおよび
定常電流Ｉｎに応じて選択された各設定電流値Ｉｓｐ，
Ｉｓｎ以上となった場合に同一の動作電圧Ｖｓを確立す
るものと選択設定されているので、１つの過電流保護用
素子１６を用いて過電流保護回路を形成できるから、一
段と小型軽量化できる。

【００３４】また、選択切替信号生成出力手段７０が両
極側Ｌｐ，Ｌｎ間に直列接続された充電抵抗Ｒ７１とコ
ンデンサＣ７１とからなるタイマーから形成されている
ので、設定時間Ｔｓの選択設定が簡単で適用性も広がる
とともに、格別の電源装置も不要である。

【００３５】また、最大負荷時と定常負荷時とでは別異
の各設定電流値Ｉｓｐ，Ｉｓｎで過電流保護を行うもの
とされているので、２次側の平滑コンデンサＣ２１，Ｃ
２２の容量の選択自由性を大幅に拡大でき、耐負荷変動
特性や電圧高品位性を一段と向上できる。

【００３６】（第２実施例）この第２実施例は、図３に
示す如く、基本構成が従来例（図６）と同じ周波数変動
型のトランス結合型２次直流電源生成装置であり、かつ
過電流検出回路５０と選択切替手段６０と選択切替信号
生成出力手段７０とは第１実施例の場合（図１）と同一
とされている。但し、第１および第２充電抵抗Ｒ５１，
Ｒ５２と充電用コンデンサＣ５３との各定数は、第１実
施例の場合と異なる。

【００３７】すなわち、スイッチング素子１５に流れる
電流Ｉは、２次直流電源回路３０の負荷３５が重いとそ
の発振周波数（ｆ１）が低く、軽いとその発振周波数
（ｆ２）が高くなる。つまり、制御電源電圧Ｖｃの発振
周波数（通電周期）が電流Ｉの大きさに反比例に変動す
る。

【００３８】かくして、過電流検出回路５０の充電用コ
ンデンサＣ５３に対する第１充電抵抗Ｒ５１と第２充電
抵抗Ｒ５２との抵抗値を適宜に決定し、各時定数を制御
電源電圧Ｖｃの発振周波数ｆ１，ｆ２に対応する通電周
期（Ｔ１＋β），（Ｔ２＋β）に選択設定しておけば、
第１実施例の場合と同様な作用効果を奏することができ
る。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば、過電流検出回路をトラ
ンスの補助巻線の正極側と整流回路の負極側との間に直
列接続された切替可能な大抵抗の第１充電抵抗および小
抵抗の第２充電抵抗と，充電用コンデンサと，この充電
用コンデンサと並列に接続された放電抵抗とから形成
し、かつ該第１充電抵抗と第２充電抵抗とを選択的に切
替えて該充電用コンデンサに直列接続可能に形成された
選択切替手段と，１次直流電源回路の電源が投入された
ときから予めセットされた設定時間が経過した後に該第
２充電抵抗を該充電用コンデンサに直列接続するための
選択切替信号を生成して該選択切替手段に出力する選択
切替信号生成出力手段とを設け、駆動電源または制御電
源の通電時間からスイッチング素子に流れる過渡電流を
間接的にかつ２段階に切替えて自動検出するとともに各
設定電流値となったときにスイッチング素子をＯＦＦさ
せる構成とされているので、電源投入後の起動時におけ
る最大負荷状態および定常負荷状態のいずれの場合に対
しても妥当性ある過電流保護機能を安定して発揮させる
ことができるとともに、各設定電流値に対応する設定通
電時間の選択設定が容易であるから適用性が広くかつ取
扱いも極めて簡単である。しかも、スイッチング素子と
直列接続した従来例の大容量で大型の抵抗を一掃できる
ので、大幅な装置小型化とコスト低減ができる。また、
各過電流保護ポイントを一定とした安定運転が行える。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す回路図である。

【図２】同じく、動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。

【図３】第２実施例を示す回路図である。

【図４】周波数固定型の従来例を説明するための回路図
である。

【図５】同じく、動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。

【図６】周波数変動型の従来例を説明するための回路図
である。

【符号の説明】

１０ １次直流電源回路 １１ 交流電源 １２ スイッチ １３ ノイズフィルター １４ 整流回路 Ｃ１０ 平滑コンデンサ １５ スイッチング素子 １６ 過電流保護用素子 Ｖｓ 動作電圧 ２０ トランス Ｌ１１ １次巻線 Ｌ１２ 補助巻線 Ｌ２１ ２次巻線 ３０ ２次直流電源回路 Ｃ２１，Ｃ２２ 平滑コンデンサ ３５ 負荷 ４０ 制御回路 Ｖｄ 駆動電源電圧 Ｖｃ 制御電源電圧 ４５ 安定化回路 ４６ フィードバック信号発生回路 ５０ 過電流検出回路 Ｒ５１ 大抵抗の第１充電抵抗 Ｒ５２ 小抵抗の第２充電抵抗 Ｃ５３ 充電用コンデンサ Ｒ５３ 放電抵抗 ６０ 選択切替手段 ６１ トランジスタ ６２ コイル ６３ スイッチ Ｔ１，Ｔ２ 端子 ７０ 選択切替信号生成出力手段 Ｒ７１ 充電抵抗 Ｃ７１ コンデンサ Ｒ７２ 放電抵抗 Ｖ７０ 選択切替信号 Ｉｐ 過渡電流 Ｉｓｐ 第１設定電流値 Ｉｎ 定常電流 Ｉｓｎ 第２設定電流値

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 整流回路，平滑コンデンサ，スイッチン
   グ素子，制御回路を有する１次直流電源回路と、安定化
   回路を有する２次直流電源回路とをトランスを介して接
   続結合し、安定化回路から制御回路へフィードバック信
   号を加えつつスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦ制御して
   ２次直流電源を生成するように形成され、かつ過電流検
   出回路で過電流が検出されたときに過電流保護用素子を
   介して該スイッチング素子をＯＦＦさせて過電流保護を
   行う過電流保護回路を設けたトランス結合型２次直流電
   源生成装置において、 前記過電流検出回路を前記トランスの補助巻線の正極側
   と前記整流回路の負極側との間に直列接続された切替可
   能な大抵抗の第１充電抵抗および小抵抗の第２充電抵抗
   と充電用コンデンサとこの充電用コンデンサと並列に接
   続された放電抵抗とから形成し、かつ該第１充電抵抗と
   第２充電抵抗とを選択的に切替えて該充電用コンデンサ
   に直列接続可能に形成された選択切替手段と，前記１次
   直流電源回路の電源が投入されたときから予めセットさ
   れた設定時間が経過した後に該第２充電抵抗を該充電用
   コンデンサに直列接続するための選択切替信号を生成し
   て該選択切替手段に出力する選択切替信号生成出力手段
   とを設けた、ことを特徴とするトランス結合型２次直流
   電源生成装置。