JPH0721521B2 - 絶縁抵抗測定方法 - Google Patents
絶縁抵抗測定方法Info
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- JPH0721521B2 JPH0721521B2 JP30218486A JP30218486A JPH0721521B2 JP H0721521 B2 JPH0721521 B2 JP H0721521B2 JP 30218486 A JP30218486 A JP 30218486A JP 30218486 A JP30218486 A JP 30218486A JP H0721521 B2 JPH0721521 B2 JP H0721521B2
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は活線状態で電路等の絶縁抵抗を測定する装置の
温度変化或は回路特性の変化等に対する補償方法に関す
る。
温度変化或は回路特性の変化等に対する補償方法に関す
る。
（従来技術） 従来，漏電等の電路に於けるトラブルの早期発見の為に
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測定方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
これはＺなる負荷を有する受電変圧器Ｔの第２種接地線
LEを，商用電源周波数とは異なる周波数１なる測定用
低周波信号発振回路OSCに接続されたトランスOTに貫通
せしめるか，或いは前記接地線LEに直列に前記発振回路
を挿入接続する等して電路１及び電路２に測定用低周波
信号電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せしめた変流器
ZCTによって電路と大地間に存在する絶縁抵抗Ro及び対
地浮遊容量Coを介して前記接地線に帰還する前記測定用
低周波信号の漏洩電流を検出しこれを増幅器AMPで増幅
したのち，フィルタFILによって周波数１の成分のみ
を選択し，これを例えば前記発振器OSCの出力信号を用
いて掛算器MULTで同期検波して漏洩電流中の有効分（即
ち，印加低周波電圧と同相の成分）を検出することによ
り電路の絶縁抵抗を測定するよう構成したものであっ
た。
LEを，商用電源周波数とは異なる周波数１なる測定用
低周波信号発振回路OSCに接続されたトランスOTに貫通
せしめるか，或いは前記接地線LEに直列に前記発振回路
を挿入接続する等して電路１及び電路２に測定用低周波
信号電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せしめた変流器
ZCTによって電路と大地間に存在する絶縁抵抗Ro及び対
地浮遊容量Coを介して前記接地線に帰還する前記測定用
低周波信号の漏洩電流を検出しこれを増幅器AMPで増幅
したのち，フィルタFILによって周波数１の成分のみ
を選択し，これを例えば前記発振器OSCの出力信号を用
いて掛算器MULTで同期検波して漏洩電流中の有効分（即
ち，印加低周波電圧と同相の成分）を検出することによ
り電路の絶縁抵抗を測定するよう構成したものであっ
た。
本発明の理解を助けるためにその測定理論を更に説明す
る。
る。
前記接地線LE印加される測定用低周波信号電圧を例えば
正弦波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，接
地点Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩電
流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗Roに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を変流器ZCTで検出し，更に変流器出力に含ま
れる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出
力する従来の方法では，通常変流器→増幅器→フィルタ
の系で周波数１の漏洩電流の位相がずれるから，これ
らの同期検波出力からRoに逆比例した値を得るためには
この位相ずれを補償する必要がある。このために同図に
示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又は第２の入力
端に移相器PSを挿入し，これによって上記位相ずれを補
正することによって互いの同期をとっていた。即ちこの
移相器PSを設けることにより対地浮遊容量Coがない状態
（Co＝０）にて，同期検波器の第1,第２の入力端に印加
される電圧の位相差が零となるように前もって設定して
おくものであった。
正弦波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，接
地点Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩電
流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗Roに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を変流器ZCTで検出し，更に変流器出力に含ま
れる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出
力する従来の方法では，通常変流器→増幅器→フィルタ
の系で周波数１の漏洩電流の位相がずれるから，これ
らの同期検波出力からRoに逆比例した値を得るためには
この位相ずれを補償する必要がある。このために同図に
示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又は第２の入力
端に移相器PSを挿入し，これによって上記位相ずれを補
正することによって互いの同期をとっていた。即ちこの
移相器PSを設けることにより対地浮遊容量Coがない状態
（Co＝０）にて，同期検波器の第1,第２の入力端に印加
される電圧の位相差が零となるように前もって設定して
おくものであった。
しかしながら上述の如き従来の方法では変流器ZCT,フィ
ルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使用部
品特性の経年変化等によって変動するため，この結果最
初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果を提
供できなくなる欠点がありまた，変流器は一次電流が大
きくなると位相特性が変動する場合があった。これらに
対処するために従来は特性変動の少ない極めて高品質な
変流器或いはフィルタ等を採用することによって位相誤
差の影響を極力小さくしていたが，それでもその影響を
完全に除去することは困難であった。
ルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化または使用部
品特性の経年変化等によって変動するため，この結果最
初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定結果を提
供できなくなる欠点がありまた，変流器は一次電流が大
きくなると位相特性が変動する場合があった。これらに
対処するために従来は特性変動の少ない極めて高品質な
変流器或いはフィルタ等を採用することによって位相誤
差の影響を極力小さくしていたが，それでもその影響を
完全に除去することは困難であった。
（発明の目的） 本発明は以上説明したような従来の絶縁抵抗測定方法の
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法に提供することを目的とする。
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法に提供することを目的とする。
（発明の概要） 本発明はこの目的達成のため，前記被測定電路と接地線
の接地点間に所定値のリアクタンス素子例えばコンデン
サを挿入すると共にこの接続を繰返し周期Ｔの信号で断
接をくり返すか，又は前記測定用低周波電圧と90゜位相
の推移した所定値の大きさの電流を繰返し周期Ｔの信号
で変化させ，この電流の流れる導線を変流器に貫通させ
る。一方、変流器出力中の周波数f1の電流を抽出し、第
１及び第２の同期検波器の一方の入力端に入力すると共
に、第１同期検波器の他の入力端には前記測定用低周波
電圧を入力し、また第２同期検波器の他の入力端には前
記測定用低周波電圧を90゜移相せしめた電圧を入力する
ことにより、第１及び２同期検波器出力を得る。更に第
１の同期検波器の出力中に含まれる周波数1/Tの成分を
抽出し、前記繰り返し周期Ｔの信号を用いて第３の同期
検波器により同期検波することによって第３の同期検波
器出力を得、該第３の同期検波器出力が零となるように
前記第１及び第２の同期検波器に入力する信号の位相を
調整すると共に、前記第３の同期検波器出力を定数倍し
た信号と前記第２の同期検波器出力とを掛け算して得た
信号と、前記第１の同期検波器出力とを引き算した出力
を用いることにより対地浮遊容量の影響を除去した電路
の絶縁抵抗を測定する。
の接地点間に所定値のリアクタンス素子例えばコンデン
サを挿入すると共にこの接続を繰返し周期Ｔの信号で断
接をくり返すか，又は前記測定用低周波電圧と90゜位相
の推移した所定値の大きさの電流を繰返し周期Ｔの信号
で変化させ，この電流の流れる導線を変流器に貫通させ
る。一方、変流器出力中の周波数f1の電流を抽出し、第
１及び第２の同期検波器の一方の入力端に入力すると共
に、第１同期検波器の他の入力端には前記測定用低周波
電圧を入力し、また第２同期検波器の他の入力端には前
記測定用低周波電圧を90゜移相せしめた電圧を入力する
ことにより、第１及び２同期検波器出力を得る。更に第
１の同期検波器の出力中に含まれる周波数1/Tの成分を
抽出し、前記繰り返し周期Ｔの信号を用いて第３の同期
検波器により同期検波することによって第３の同期検波
器出力を得、該第３の同期検波器出力が零となるように
前記第１及び第２の同期検波器に入力する信号の位相を
調整すると共に、前記第３の同期検波器出力を定数倍し
た信号と前記第２の同期検波器出力とを掛け算して得た
信号と、前記第１の同期検波器出力とを引き算した出力
を用いることにより対地浮遊容量の影響を除去した電路
の絶縁抵抗を測定する。
（実施例） 先ず本発明に係る測定方法を説明する前にその理解を助
ける為従来の方法及びその欠点を少しく詳細に説明す
る。
ける為従来の方法及びその欠点を少しく詳細に説明す
る。
第（１）式にて示される周波数１の漏洩電流成分Ｉが
変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する際発
生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系を通過する際発
生する位相ずれをθとすればフィルタFIL出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
また同期検波器の第２の入力端に印加される電圧を例え
ば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力Doは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗Roに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
１が零でない時の上記Doに対するＤの誤差Ｅは となる。
ば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力Doは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗Roに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
１が零でない時の上記Doに対するＤの誤差Ｅは となる。
今，例えばθ−θ１＝１（度）のとき（６）式にて１
＝25Hzで,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦとするときω1CoRo1
5.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が
大きくなることが分る。
＝25Hzで,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦとするときω1CoRo1
5.7となるから誤差εは27.4％となり著しく測定誤差が
大きくなることが分る。
本発明は上述の如き位相ずれに伴う誤差の発生を極力抑
える方法を提案するものである。
える方法を提案するものである。
第１図は本発明に係る絶縁抵抗測定方法の一実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
同図において発振回路OSCで発生した周波数１なる低
周波電圧を位相変動特性の小さい電力増幅器PAMPで増幅
した後トランスOTを接地線LEに直列に接続して電圧Vsin
ω1tなる電圧を印加する。この際接地線LEに直列挿入さ
れるトランスOTの出力インピーダンスは十分に低く選
ぶ。前記変流器ZCT出力を周波数１を含む成分を通
し，商用周波成分を除去するフィルタFILに印加するこ
とにより（２）式に相当する出力が得られ，これを同期
検波器MULT1,MULT2の第１の入力端に印加する。
周波電圧を位相変動特性の小さい電力増幅器PAMPで増幅
した後トランスOTを接地線LEに直列に接続して電圧Vsin
ω1tなる電圧を印加する。この際接地線LEに直列挿入さ
れるトランスOTの出力インピーダンスは十分に低く選
ぶ。前記変流器ZCT出力を周波数１を含む成分を通
し，商用周波成分を除去するフィルタFILに印加するこ
とにより（２）式に相当する出力が得られ，これを同期
検波器MULT1,MULT2の第１の入力端に印加する。
又，これら第１と第２の同期検波器MULT1とMULT2との基
準信号としては前記発振器OSCの出力を位相調整用移相
器PSを介して夫々に入力するが，第２の同期検波器MULT
2には更に90゜移相器PSOを介挿する。
準信号としては前記発振器OSCの出力を位相調整用移相
器PSを介して夫々に入力するが，第２の同期検波器MULT
2には更に90゜移相器PSOを介挿する。
一方，第１の同期検波器MULT1の出力を引算器SUBの一方
の入力端に印加し，その出力を求める信号として出力す
るが，該引算器SUBの他方入力端には，前記第１の同期
検波器MULT1の出力の一部をBPを介して第３の同期検波
器MULT3に入力しその出力を係数回路COFと掛算器MTとを
介して入力せしめる。
の入力端に印加し，その出力を求める信号として出力す
るが，該引算器SUBの他方入力端には，前記第１の同期
検波器MULT1の出力の一部をBPを介して第３の同期検波
器MULT3に入力しその出力を係数回路COFと掛算器MTとを
介して入力せしめる。
尚，この際前記第３の同期検波器MULT3の他方入力には
前記発振器OSCからの出力信号を又，前記掛算器MTには
前記第２の同期検波器MULT2の出力を夫々入力する。
前記発振器OSCからの出力信号を又，前記掛算器MTには
前記第２の同期検波器MULT2の出力を夫々入力する。
更に，前記接地線LEと並列にコンデンサＣとスイッチ回
路SWとからなる直列回路を接続すると共に該スイッチ回
路開閉を前記発振器OSCの出力であって第３の同期検波
器MULT3に入力したものと同一の信号によって制御する
ように構成する。
路SWとからなる直列回路を接続すると共に該スイッチ回
路開閉を前記発振器OSCの出力であって第３の同期検波
器MULT3に入力したものと同一の信号によって制御する
ように構成する。
以下，このように構成した絶縁抵抗測定装置の動作を説
明する。今，例えば接地電路と接地点Ｅ間に挿入したス
イッチSWがオンのときを考えれば，接地線LEにはω1CVc
osω1tなる電流が追加されて流れることになり，変流器
の一次電流はその分増加し接地線に流れる印加低周波成
分の漏洩電流Ioは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となり，このときの同期検波器MULT1の出力D1は，
（４）式の関係から となる。
明する。今，例えば接地電路と接地点Ｅ間に挿入したス
イッチSWがオンのときを考えれば，接地線LEにはω1CVc
osω1tなる電流が追加されて流れることになり，変流器
の一次電流はその分増加し接地線に流れる印加低周波成
分の漏洩電流Ioは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となり，このときの同期検波器MULT1の出力D1は，
（４）式の関係から となる。
ここで，前記スイッチSWを発振回路OSCで発生した周期
Ｔ の繰返し信号でオン・オフして変調すれば，（９）式の
第２項に含まれるＣの値が周期Ｔで変るため同期検波器
MULT1の出力D1には周波数1/Tの成分が生ずることになる
（（９）式からも分るようにθ＝θ１のときは，第２項
は零となるから周波数1/Tの成分は発生しないことにな
る。即ち前述の如く移相器PSによりθθ１となるよう
にセットしておく。）ところで同期検波器MULT1の出力
を周波数1/Tの成分のみをとり出すフィルタBPに印加す
れば該フィルタBPの出力Ａは と表すことができる。ここでｋは定数，φはフィルタ特
性等から定まる位相である。
Ｔ の繰返し信号でオン・オフして変調すれば，（９）式の
第２項に含まれるＣの値が周期Ｔで変るため同期検波器
MULT1の出力D1には周波数1/Tの成分が生ずることになる
（（９）式からも分るようにθ＝θ１のときは，第２項
は零となるから周波数1/Tの成分は発生しないことにな
る。即ち前述の如く移相器PSによりθθ１となるよう
にセットしておく。）ところで同期検波器MULT1の出力
を周波数1/Tの成分のみをとり出すフィルタBPに印加す
れば該フィルタBPの出力Ａは と表すことができる。ここでｋは定数，φはフィルタ特
性等から定まる位相である。
ところでフィルタBPの出力を同期検波器MULT3の一方の
入力端に印加し，他の入力端にスイッチSWをオン・オフ
する周期Ｔの繰返し信号を印加すれば，同期検波器MULT
3の出力Soは と表す事ができ， ＝−Ko cosφ・sin（θ−θ１） ……（12） となる。
入力端に印加し，他の入力端にスイッチSWをオン・オフ
する周期Ｔの繰返し信号を印加すれば，同期検波器MULT
3の出力Soは と表す事ができ， ＝−Ko cosφ・sin（θ−θ１） ……（12） となる。
尚，ここで であり定数である。
また，同期検波器MULT2の第２の入力端に印加される電
圧は同期検波器MULT1の第２の入力端に印加される電圧a
osin（ω1t＋θ１）を90゜移相器PSOを介したものであ
る。
圧は同期検波器MULT1の第２の入力端に印加される電圧a
osin（ω1t＋θ１）を90゜移相器PSOを介したものであ
る。
今この信号をaocos（ω1t＋θ１）とすれば同期検波器M
ULT2の出力ＨはスイッチSWがオフのとき， となる。また前記スイッチSWがオンのときのMULT2の出
力H2は となる。
ULT2の出力ＨはスイッチSWがオフのとき， となる。また前記スイッチSWがオンのときのMULT2の出
力H2は となる。
また同期検波器MULT3の出力を係数回路COFで例えば 倍すれば係数回路の出力は−sin（θ−θ１）となる。
（上述の如くKo,cosφは定数と考えて差しつかえないた
め）したがって同期検波器MULT2の出力と係数回路出力
との積をかけ算器MTで演算し同期検波器MULT1の出力と
を引算器SUBにて引算すればスイッチSWがオフのときの
引算器SUBの出力OUT1は（４），（14）式から 一方スイッチSWがオンのときの引算器の出力OUT2は
（９），（15）式 となる。
（上述の如くKo,cosφは定数と考えて差しつかえないた
め）したがって同期検波器MULT2の出力と係数回路出力
との積をかけ算器MTで演算し同期検波器MULT1の出力と
を引算器SUBにて引算すればスイッチSWがオフのときの
引算器SUBの出力OUT1は（４），（14）式から 一方スイッチSWがオンのときの引算器の出力OUT2は
（９），（15）式 となる。
上式に於いて｜θ−θ1|が小さければsin（θ−θ１）
（θ−θ１）,cos（θ−θ１）1,sin2（θ−θ１）
０とおけるから（16），（17）式で表わされる出力OU
Tは となる。
（θ−θ１）,cos（θ−θ１）1,sin2（θ−θ１）
０とおけるから（16），（17）式で表わされる出力OU
Tは となる。
ところで，従来のように単に同期検波器MULT1の出力を
用いた場合スイッチオフのとき（14）式から 又スイッチオンのとき（９）式から となるから位相誤差（θ−θ１）の影響を受け大地静電
容量Coが大きいときθ−θ１を十分に小さくしないかぎ
り（18）式の出力OUTより誤差が大きくなり本発明の効
果が理解できよう。
用いた場合スイッチオフのとき（14）式から 又スイッチオンのとき（９）式から となるから位相誤差（θ−θ１）の影響を受け大地静電
容量Coが大きいときθ−θ１を十分に小さくしないかぎ
り（18）式の出力OUTより誤差が大きくなり本発明の効
果が理解できよう。
即ち，従来の方法による測定誤差Ｅは（６）式で与えら
れるが１＝25Hz,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦのときθ−θ
１＝10（度）とすると，（６）式の誤差は271％とな
る。
れるが１＝25Hz,Ro＝20KΩ,Co＝５μＦのときθ−θ
１＝10（度）とすると，（６）式の誤差は271％とな
る。
一方，本発明による誤差E1は（16）式を用いると となる。上記の条件では,E1＝2.66％となる。又（17）
式の如くコンデンサＣが印加された状態での誤差E2は
（21）式のCo→Co→＋Ｃとすればよい。例えばＣ＝１μ
ＦとすればE2＝3.49％となる。したがってθ−θ１＝10
（度）程度あっても，本発明の方法による誤差は従来の
方法にくらべ約1/78と極めて小さくなる。
式の如くコンデンサＣが印加された状態での誤差E2は
（21）式のCo→Co→＋Ｃとすればよい。例えばＣ＝１μ
ＦとすればE2＝3.49％となる。したがってθ−θ１＝10
（度）程度あっても，本発明の方法による誤差は従来の
方法にくらべ約1/78と極めて小さくなる。
上記の如く本発明の絶縁抵抗測定方法によれば従来の方
法より位相誤差の影響を著しく受けにくいことになる。
法より位相誤差の影響を著しく受けにくいことになる。
尚前記説明では信号Soを用いたが，これに代る信号とし
て次の信号を用いることもできる。即ち前記Soと，同期
検波器MULT2の出力中に含まれる周波数1/Tの周波数成分
を別途設けたフィルタで検出し前記繰返し周期Ｔの信号
で別途同期検波することにより得た信号との積をとるこ
とにより得られる信号であってもよい。更に別の方法と
して前記同期検波器MULT1とMULT2の出力中に含まれる周
波数1/Tの成分を検出し，それぞれの積を求め，その直
流分を用いても同様な結果が得られるが詳述は省略す
る。
て次の信号を用いることもできる。即ち前記Soと，同期
検波器MULT2の出力中に含まれる周波数1/Tの周波数成分
を別途設けたフィルタで検出し前記繰返し周期Ｔの信号
で別途同期検波することにより得た信号との積をとるこ
とにより得られる信号であってもよい。更に別の方法と
して前記同期検波器MULT1とMULT2の出力中に含まれる周
波数1/Tの成分を検出し，それぞれの積を求め，その直
流分を用いても同様な結果が得られるが詳述は省略す
る。
更に，移相器PSの挿入個所を第１図の如く発振回路OSC
の出力に挿入するのではなく，フィルタFILの出力に挿
入し移相器PSの出力を第1,第２の同期検波回路の夫々の
第１の入力端に印加しても同じ動作を行うことができる
ことは明らかである。
の出力に挿入するのではなく，フィルタFILの出力に挿
入し移相器PSの出力を第1,第２の同期検波回路の夫々の
第１の入力端に印加しても同じ動作を行うことができる
ことは明らかである。
又，上述の説明ではコンデンサＣを電路と接地点間に挿
入する場合を述べたが，本発明はこれに限定する必要は
なく例えば非接地電路と接地点間に挿入してもよい。た
だし，この場合はコンデンサＣに商用電源が印加される
ためコンデンサＣ及びスイッチSWに流れる電流は著しく
大きくなるからこれに耐え得るものを使用する必要があ
る。
入する場合を述べたが，本発明はこれに限定する必要は
なく例えば非接地電路と接地点間に挿入してもよい。た
だし，この場合はコンデンサＣに商用電源が印加される
ためコンデンサＣ及びスイッチSWに流れる電流は著しく
大きくなるからこれに耐え得るものを使用する必要があ
る。
第２図は本発明の変形実施例を示す主要部分のブロック
図であり，前記コンデンサＣならびにスイッチSWを介し
て測定用低周波信号電圧より90゜位相の推移した電流を
変流器ZCTの一次側に流すために印加トランスOTの代り
に第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これより得られ
る測定用低周波信号電圧を印加する如くしたものであ
る。この例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEに
コンデンサC,スイッチSWを接続する必要がないため設置
工事を簡易化することができる。
図であり，前記コンデンサＣならびにスイッチSWを介し
て測定用低周波信号電圧より90゜位相の推移した電流を
変流器ZCTの一次側に流すために印加トランスOTの代り
に第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これより得られ
る測定用低周波信号電圧を印加する如くしたものであ
る。この例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEに
コンデンサC,スイッチSWを接続する必要がないため設置
工事を簡易化することができる。
なお動作については，第１図の説明で述べたものと全く
同じである。
同じである。
第３図は他の実施例を示しており，コンデンサC,スイッ
チSWを印加トランスOTの１次側に接続したものであり,1
次側の電圧が２次側の電圧より高い場合，その比率分だ
けコンデンサＣの容量を小さくすることにより第１図の
実施例で述べた動作を同じにしたものである。またコン
デンサに接続された導線を変流器に貫通させるのではな
く，複数回巻線してもその分コンデンサの容量を小さく
することも可能である。
チSWを印加トランスOTの１次側に接続したものであり,1
次側の電圧が２次側の電圧より高い場合，その比率分だ
けコンデンサＣの容量を小さくすることにより第１図の
実施例で述べた動作を同じにしたものである。またコン
デンサに接続された導線を変流器に貫通させるのではな
く，複数回巻線してもその分コンデンサの容量を小さく
することも可能である。
なお，コンデンサに印加する電圧は（７）式で示した如
くＶとしたが，これに制約されないことは明らかであ
り，他の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
くＶとしたが，これに制約されないことは明らかであ
り，他の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
さらに上記説明では測定用低周波信号電圧と90゜位相の
異なる電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，
必ずしもこれに限定されるものでなく他の回路網（例え
ば，インダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を
用いてもよい。また，他の電気回路で発生してもよいこ
とは明らかである。
異なる電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，
必ずしもこれに限定されるものでなく他の回路網（例え
ば，インダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を
用いてもよい。また，他の電気回路で発生してもよいこ
とは明らかである。
また上記説明では測定用低周波信号電圧を正弦波として
説明したが，これに限定されるものではなく例えば矩形
波であってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用
いてもよい。
説明したが，これに限定されるものではなく例えば矩形
波であってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用
いてもよい。
なお，上記説明ではスイッチSWで，測定用低周波信号電
圧と90゜位相の推移した電流をオン・オフしたが，スイ
ッチを変調器にかえ繰返し周期Ｔの信号で変調してもよ
い。この場合繰返し周期Ｔの波形を単に矩形波とするの
ではなく，波形整形することにより変調を受けた上記電
流のスペクトルの広がりを小さくすることができ，フィ
ルタFIL出力の過渡現象をおさえることができる。
圧と90゜位相の推移した電流をオン・オフしたが，スイ
ッチを変調器にかえ繰返し周期Ｔの信号で変調してもよ
い。この場合繰返し周期Ｔの波形を単に矩形波とするの
ではなく，波形整形することにより変調を受けた上記電
流のスペクトルの広がりを小さくすることができ，フィ
ルタFIL出力の過渡現象をおさえることができる。
また上記実施例では単相２線式電路の場合で示したが，
単相３線式電路,3相３線式電路であってもよいことは自
明であろう。
単相３線式電路,3相３線式電路であってもよいことは自
明であろう。
（発明の効果） 以上説明したごとく，本発明は絶縁抵抗測定回路の位相
特性変動を抑圧することを可能にするものであるから極
めて安定なかつ正確な絶縁抵抗測定方法を実現するうえ
で著効を奏するものである。
特性変動を抑圧することを可能にするものであるから極
めて安定なかつ正確な絶縁抵抗測定方法を実現するうえ
で著効を奏するものである。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図，第２図及
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……変流器,AMP……増幅器,FIL……フィルタ,MUL
T1,2,3……同期検波器,OSC……発振回路,OT,OT′……印
加トランス,PS……移相器,SW……スイッチ,MT……かけ
算器,BP……フィルタ,PSO……90゜移相器,SUB……引算
器,COF……係数回路,PAMP……電力増幅器。
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……変流器,AMP……増幅器,FIL……フィルタ,MUL
T1,2,3……同期検波器,OSC……発振回路,OT,OT′……印
加トランス,PS……移相器,SW……スイッチ,MT……かけ
算器,BP……フィルタ,PSO……90゜移相器,SUB……引算
器,COF……係数回路,PAMP……電力増幅器。
Claims (3)
- 【請求項１】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、前記電路と大地との間
に挿入した所定のリアクタンス素子の値を繰り返し周期
Ｔなる信号で変化させ、電路の接地線に結合せしめた変
流器の出力中に含まれる前記周波数f1の漏洩電流成分を
抽出すると共に、この抽出した漏洩電流出力を移相手段
を介して位相調整した測定用低周波信号電圧で同期検波
することにより第１の信号を得、前記漏洩電流出力を前
記位相調整した測定用低周波信号電圧とは位相が90゜推
移した電圧で同期検波することにより第２の信号を得る
と共に、前記第１の信号中に含まれる周波数1/Tの周波
数成分を抽出して前記繰り返し周期Ｔの信号で同期検波
することにより第３の信号を得、該第３の信号を定数倍
した信号と前記第２の信号との積をとる掛算器出力と前
記第１の信号との差を用いて絶縁抵抗を測定する方法で
あって、且つ前記漏洩電流成分を抽出する際に生じる信
号の位相ずれθと、前記移相手段にて調整する位相調整
量θ１とを等しく設定して電路の絶縁抵抗を測定したこ
とを特徴とする位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法。 - 【請求項２】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、該電路の接地線に帰還
する前記周波数f1の漏洩電流成分を抽出すると共に、こ
の抽出した出力を前記測定用低周波信号電圧で同期検波
することにより得られる出力を用いて電路と大地間の絶
縁抵抗を測定する方法において、 測定用低周波信号電圧を発生する手段と、 前記測定用低周波信号電圧発生手段出力を電路に印加す
る低周波信号電圧印加手段と、 前記測定用低周波信号電圧発生手段出力を入力し、位相
を推移せしめる移相手段と、 前記電路と大地との間に挿入した所定のリアクタンス素
子及び該リアクタンス素子の値を繰り返し周期Ｔなる信
号で変化させる電流印加手段と、 前記接地線に帰還する信号のうち、商用周波数成分を除
去する漏洩電流抽出手段と、 前記漏洩電流抽出手段出力と前記移相手段出力とを入力
し同期検波する第１の同期検波手段と、 前記移相手段出力とは位相が90゜推移した電圧と前記漏
洩電流抽出手段出力とを入力し同期検波する第２の同期
検波手段と、 前記第１の同期検波手段出力中に含まれる周波数1/Tの
成分を検出するフィルタ手段と、 前記フィルタ手段出力及び前記繰り返し周期Ｔの信号を
入力し同期検波する第３の同期検波手段と、 前記第３の同期検波手段出力を定数倍する係数手段と、 前記係数手段出力と前記第２の同期検波手段出力との積
をとる掛け算手段と、 前記掛け算手段出力と前記第１の同期検波手段出力との
差をとる引算手段とを備え、 前記移相手段における位相調整量θ１と周波数f1の漏洩
電流成分が前記漏洩電流抽出手段を通過する際に発生す
る位相ずれθとの関係が等しくなるように前記移相手段
を設定し、前記引算手段の出力信号を用いて電路の絶縁
抵抗を測定したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の絶縁抵抗測定方法。 - 【請求項３】前記電流印加手段は、前記測定用低周波信
号電圧と90゜位相の推移した所定の大きさの電流を繰り
返し周期Ｔの信号で変化させ、該電流の流れる導線を前
記変流器に貫通させ若しくは巻線したものであることを
特徴とする特許請求の範囲第２項記載の位相補償した電
路の絶縁抵抗測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30218486A JPH0721521B2 (ja) | 1986-12-18 | 1986-12-18 | 絶縁抵抗測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30218486A JPH0721521B2 (ja) | 1986-12-18 | 1986-12-18 | 絶縁抵抗測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63153478A JPS63153478A (ja) | 1988-06-25 |
| JPH0721521B2 true JPH0721521B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=17905944
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30218486A Expired - Lifetime JPH0721521B2 (ja) | 1986-12-18 | 1986-12-18 | 絶縁抵抗測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0721521B2 (ja) |
-
1986
- 1986-12-18 JP JP30218486A patent/JPH0721521B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63153478A (ja) | 1988-06-25 |
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