JPH0721519B2 - 位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法 - Google Patents
位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法Info
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- JPH0721519B2 JPH0721519B2 JP29793786A JP29793786A JPH0721519B2 JP H0721519 B2 JPH0721519 B2 JP H0721519B2 JP 29793786 A JP29793786 A JP 29793786A JP 29793786 A JP29793786 A JP 29793786A JP H0721519 B2 JPH0721519 B2 JP H0721519B2
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- 238000009413 insulation Methods 0.000 title claims description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 15
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 54
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 26
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 16
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 12
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 102100032814 ATP-dependent zinc metalloprotease YME1L1 Human genes 0.000 description 2
- 101800000795 Proadrenomedullin N-20 terminal peptide Proteins 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- PIRWNASAJNPKHT-SHZATDIYSA-N pamp Chemical compound C([C@@H](C(=O)N[C@@H](CCCNC(N)=N)C(=O)N[C@@H](CCCCN)C(=O)N[C@@H](CCCCN)C(=O)N[C@@H](CC=1C2=CC=CC=C2NC=1)C(=O)N[C@@H](CC(N)=O)C(=O)N[C@@H](CCCCN)C(=O)N[C@@H](CC=1C2=CC=CC=C2NC=1)C(=O)N[C@@H](C)C(=O)N[C@@H](CC(C)C)C(=O)N[C@@H](CO)C(=O)N[C@@H](CCCNC(N)=N)C(N)=O)NC(=O)[C@H](CCC(O)=O)NC(=O)[C@H](CO)NC(=O)[C@H](C)NC(=O)[C@@H](NC(=O)[C@H](CC(O)=O)NC(=O)[C@H](CC(C)C)NC(=O)[C@H](CCCNC(N)=N)NC(=O)[C@H](C)N)C(C)C)C1=CC=CC=C1 PIRWNASAJNPKHT-SHZATDIYSA-N 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は活線状態で電路等の絶縁抵抗を測定する装置の
温度変化或は回路特性の変化等に対する補償方法に関す
る。
温度変化或は回路特性の変化等に対する補償方法に関す
る。
（従来技術） 従来，漏電等の電路に於けるトラブルの早期発見の為に
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測向方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
例えば第４図に示す如き電路の絶縁抵抗測向方法を用い
電路状態を監視するのが一般的であった。
これはＺなる負荷を有する受電変圧器Ｔの第２種接地線
LEを，商用電源周波数とは異なる周波数１なる測定用
低周波信号発振器OSCに接続されたトランスOTに貫通せ
しめるか，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器を挿
入接続する等して電路１及び電路２に測定用低周波信号
電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せしめた変流器ZCT
によって電路と大地間に存在する絶縁抵抗RO及び対地浮
遊容量COを介して前記接地線に帰還する前記測定用低周
波信号の漏洩電流を検出しこれを増幅器AMPで増幅した
のち，フィルタFILによって周波数１の成分のみを選
択し，これを例えば前記発振器OSCの出力信号を用いて
掛算器MULTで同期検波して漏洩電流中の有効分（即ち，
印加低周波電圧と同相の成分）を検出することにより電
路の絶縁抵抗を測定するよう構成したものであった。
LEを，商用電源周波数とは異なる周波数１なる測定用
低周波信号発振器OSCに接続されたトランスOTに貫通せ
しめるか，或いは前記接地線LEに直列に前記発振器を挿
入接続する等して電路１及び電路２に測定用低周波信号
電圧を印加し，前記接地線LEを貫通せしめた変流器ZCT
によって電路と大地間に存在する絶縁抵抗RO及び対地浮
遊容量COを介して前記接地線に帰還する前記測定用低周
波信号の漏洩電流を検出しこれを増幅器AMPで増幅した
のち，フィルタFILによって周波数１の成分のみを選
択し，これを例えば前記発振器OSCの出力信号を用いて
掛算器MULTで同期検波して漏洩電流中の有効分（即ち，
印加低周波電圧と同相の成分）を検出することにより電
路の絶縁抵抗を測定するよう構成したものであった。
本発明の理解を助けるためにその測定理論を更に説明す
る。
る。
前記接地線LEに印加される測定用低周波信号電圧を例え
ば正弦波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，
接地点Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩
電流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗ROに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を変流器ZCTで検出し，更に変流器出力に含ま
れる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出
力する従来の方法では，通常変流器→増幅器→フィルタ
の系で周波数１の漏洩電流の位相がずれるから，これ
らの同期検波出力からROに逆比例した値を得るためには
この位相ずれを補償する必要がある。このために同図に
示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又は第２の入力
端に移相器PSを挿入し，これによって上記位相ずれを補
正し互いの同期をとっていた。即ちこの移相器PSを設け
ることにより対地浮遊容量COがない状態（CO＝０）に
て，同期検波器の第1,第２の入力端に印加される電圧の
位相差が零となるように前もって設定しておくものであ
った。
ば正弦波としてEsinω1t（ω１＝２π１）とすれば，
接地点Ｅを介して接地線LEに帰還する周波数１の漏洩
電流Ｉは と表わされ，印加する交流電圧と同相の成分，即ち上記
（１）式の右辺第１項の成分に比例した値を同期検波等
の手段で検出すればこの値は絶縁抵抗ROに逆比例したも
のとなるから，これによって電路の絶縁抵抗値を求める
ことができる。しかしこのように前記接地線に帰還する
漏洩電流を変流器ZCTで検出し，更に変流器出力に含ま
れる周波数１の漏洩電流成分をフィルタFILで選択出
力する従来の方法では，通常変流器→増幅器→フィルタ
の系で周波数１の漏洩電流の位相がずれるから，これ
らの同期検波出力からROに逆比例した値を得るためには
この位相ずれを補償する必要がある。このために同図に
示す如く同期検波器MULTの第１の入力端又は第２の入力
端に移相器PSを挿入し，これによって上記位相ずれを補
正し互いの同期をとっていた。即ちこの移相器PSを設け
ることにより対地浮遊容量COがない状態（CO＝０）に
て，同期検波器の第1,第２の入力端に印加される電圧の
位相差が零となるように前もって設定しておくものであ
った。
しかしながら上述の如き従来の位相補償方法では変流器
ZCT,フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化また
は使用部品特性の経年変化等によって変動するため，こ
の結果最初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定
結果を提供できなくなる欠点があった。また更に変流器
は一次電流が大きくなると位相特性が変動する場合があ
るためその影響によって測定誤差を生ずる欠点があっ
た。これらに対処するために従来は特性変動の少ない極
めて高品質な変流器或いはフィルタ等を採用することに
よって位相誤差の影響を極力小さくすると共に変流器の
一次電流を極力小さくするよう配慮していたが，それで
もその影響を完全に除去することは困難であった。
ZCT,フィルタFIL,移相器PS等の位相特性は温度変化また
は使用部品特性の経年変化等によって変動するため，こ
の結果最初の調整値との位相誤差が発生し，正しい測定
結果を提供できなくなる欠点があった。また更に変流器
は一次電流が大きくなると位相特性が変動する場合があ
るためその影響によって測定誤差を生ずる欠点があっ
た。これらに対処するために従来は特性変動の少ない極
めて高品質な変流器或いはフィルタ等を採用することに
よって位相誤差の影響を極力小さくすると共に変流器の
一次電流を極力小さくするよう配慮していたが，それで
もその影響を完全に除去することは困難であった。
（発明の目的） 本発明は以上説明したような従来の絶縁抵抗測定方法の
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法を提供することを目的とする。
欠点を除去するためになされたものであって，高価な部
品を必要とせず安価に測定信号の位相ずれを常時補正
し，常に正確な測定結果をもたらしうる絶縁抵抗測定方
法を提供することを目的とする。
（発明の概要） 本発明はこの目的達成のため，前記被測定電路と接地線
の接地点間に所定値のリアクタンス素子例えばコンデン
サを挿入すると共に，この接続を繰返し周期Ｔの信号で
断接をくり返すか又は前記測定用低周波電圧と90゜位相
の推移した所定値の大きさの電流を繰返し周期Ｔの信号
で変化させ，この電流の流れる導線を変流器に貫通させ
る等によって接地線から漏洩電流を導出する手段に関与
させる。
の接地点間に所定値のリアクタンス素子例えばコンデン
サを挿入すると共に，この接続を繰返し周期Ｔの信号で
断接をくり返すか又は前記測定用低周波電圧と90゜位相
の推移した所定値の大きさの電流を繰返し周期Ｔの信号
で変化させ，この電流の流れる導線を変流器に貫通させ
る等によって接地線から漏洩電流を導出する手段に関与
させる。
一方、変流器出力中の周波数f1の電流を抽出し、第１及
び第２の同期検波器の一方の入力端に入力すると共に、
第１同期検波器の他の入力端には前記測定用低周波電圧
を入力し、また第２同期検波器の他の入力端には前記測
定用低周波電圧を90゜移相せしめた電圧を入力すること
により、第１及び２同期検波器出力を得る。更に第１の
同期検波器の出力のうち、引き算器を介して得た信号中
に含まれる周波数1/Tの成分を抽出し、前記繰り返し周
期Ｔの信号を用いて第３の同期検波器により同期検波す
ることによって第３の同期検波器出力を得、該第３の同
期検波器出力が零となるように前記第１及び第２の同期
検波器に入力する信号の位相を調整すると共に、前記第
３の同期検波器出力を定数倍した信号と前記第２の同期
検波器出力とを掛け算して得た信号と、前記第１の同期
検波器出力とを引き算した結果を用いることにより対地
浮遊容量の影響を除去した電路の絶縁抵抗を測定する。
び第２の同期検波器の一方の入力端に入力すると共に、
第１同期検波器の他の入力端には前記測定用低周波電圧
を入力し、また第２同期検波器の他の入力端には前記測
定用低周波電圧を90゜移相せしめた電圧を入力すること
により、第１及び２同期検波器出力を得る。更に第１の
同期検波器の出力のうち、引き算器を介して得た信号中
に含まれる周波数1/Tの成分を抽出し、前記繰り返し周
期Ｔの信号を用いて第３の同期検波器により同期検波す
ることによって第３の同期検波器出力を得、該第３の同
期検波器出力が零となるように前記第１及び第２の同期
検波器に入力する信号の位相を調整すると共に、前記第
３の同期検波器出力を定数倍した信号と前記第２の同期
検波器出力とを掛け算して得た信号と、前記第１の同期
検波器出力とを引き算した結果を用いることにより対地
浮遊容量の影響を除去した電路の絶縁抵抗を測定する。
（実施例） 以下図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明す
る。その前に本発明の理解を助ける為従来の方法及びそ
の欠点を少しく詳細に説明する。
る。その前に本発明の理解を助ける為従来の方法及びそ
の欠点を少しく詳細に説明する。
第４図に於いて第（１）式にて示される周波数１の漏
洩電流成分Ｉが変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系
を通過する際発生する位相ずれをθとすればフィルタFI
L出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
洩電流成分Ｉが変流器ZCT,増幅器AMP,フィルタFILの系
を通過する際発生する位相ずれをθとすればフィルタFI
L出力I1は となり，これは同期検波器MULTの第１の入力端に印加さ
れる。
また同期検波器の第２の入力端に印加される電圧を例え
ば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力DOは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗ROに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
１が零でない時の上記DOに対するＤの誤差Ｅは となる。
ば一定振幅のaosin（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波
器の出力Ｄは 従ってθ＝θ１のときの出力DOは となり,V,aoは一定となるから絶縁抵抗ROに逆比例した
値を測定することができる。したがって位相ずれθ−θ
１が零でない時の上記DOに対するＤの誤差Ｅは となる。
しかしながら今，例えば位相ずれをθ−θ１＝１（度）
とすれば（６）式にて１＝25Hzで,RO＝20KΩ,CO＝５
μＦとするときω1CORO15.7となるから誤差εは27.4
％となり著しく測定誤差が大きくなることが分る。
とすれば（６）式にて１＝25Hzで,RO＝20KΩ,CO＝５
μＦとするときω1CORO15.7となるから誤差εは27.4
％となり著しく測定誤差が大きくなることが分る。
本発明は上述の如き位相ずれに伴う誤差の発生を極力抑
える方法を提案するものである。
える方法を提案するものである。
第１図は本発明に係る絶縁抵抗測定方法の一実施例を示
す回路図であって第４図と同一の記号は同一の意味をも
つものとする。
す回路図であって第４図と同一の記号は同一の意味をも
つものとする。
同図に於いて接地線LE,位相制御回路PCで発生された周
波数１なる低周波電圧を位相特性変動の小さい電力増
幅器PAMPで増幅した後トランスOTを直列に接続して電圧
Vsinω1tなる電圧を印加する。この際接地線LEに直列挿
入するトランスOTの出力インピーダンスは十分に低く選
ぶ。又，接地線LEには変流器ZCTを結合しその出力を，
増幅器AMPを介して周波数１を含む成分を通し，かつ
商用周波成分を除去するフィルタFILに印加することに
より前記（２）式に相当する出力を得られ，これを２つ
の同期検波器MULT1,MULT2夫々の第１の入力端に印加す
る。
波数１なる低周波電圧を位相特性変動の小さい電力増
幅器PAMPで増幅した後トランスOTを直列に接続して電圧
Vsinω1tなる電圧を印加する。この際接地線LEに直列挿
入するトランスOTの出力インピーダンスは十分に低く選
ぶ。又，接地線LEには変流器ZCTを結合しその出力を，
増幅器AMPを介して周波数１を含む成分を通し，かつ
商用周波成分を除去するフィルタFILに印加することに
より前記（２）式に相当する出力を得られ，これを２つ
の同期検波器MULT1,MULT2夫々の第１の入力端に印加す
る。
又，接地線LEには並列にコンデンサＣをスイッチSWを介
して接続し，このスイッチSWの開閉を位相制御回路PCに
よって制御せしめる。
して接続し，このスイッチSWの開閉を位相制御回路PCに
よって制御せしめる。
更に，これら２つの同期検波器MULT1及びMULT2夫々の他
方入力端には前記位相制御回路PCに於いて発生する低周
波信号１を入力するが，うち同期検波器MULT2には90
゜移相器PSOを介挿することによって90゜位相をシフト
する。
方入力端には前記位相制御回路PCに於いて発生する低周
波信号１を入力するが，うち同期検波器MULT2には90
゜移相器PSOを介挿することによって90゜位相をシフト
する。
このようにして得た２つの同期検波出力のうち,MULT1の
出力を減算器SUBの一入力端に又,MULT2の出力を掛算器M
Tの一入力となし，該掛算器MTの他方入力端には前記引
算器SUBの出力を周波数1/Tの成分を抽出するフィルタB
P,第３の同期検波器MULT3及び係数回路COFを介して入力
すると共に，前記掛算器MTの出力を前記引算器SUBの他
方入力とする。
出力を減算器SUBの一入力端に又,MULT2の出力を掛算器M
Tの一入力となし，該掛算器MTの他方入力端には前記引
算器SUBの出力を周波数1/Tの成分を抽出するフィルタB
P,第３の同期検波器MULT3及び係数回路COFを介して入力
すると共に，前記掛算器MTの出力を前記引算器SUBの他
方入力とする。
又，前記第３の同期検波器MULT3の基準信号として前記
位相制御回路PCからのスイッチング信号を入力しかつ，
該位相制御回路PCを前記第３の同期検波器MULT3の出力
の一部によって制御するように，更に前記接地線LEと並
列に接続したスイッチSWの開閉を前記位相制御回路PCに
よって制御するように構成する。この構成に於いて以下
その動作を説明する。
位相制御回路PCからのスイッチング信号を入力しかつ，
該位相制御回路PCを前記第３の同期検波器MULT3の出力
の一部によって制御するように，更に前記接地線LEと並
列に接続したスイッチSWの開閉を前記位相制御回路PCに
よって制御するように構成する。この構成に於いて以下
その動作を説明する。
今，前記スイッチSWをオンした場合を考えれば接地線LE
にはω1CVcosω1tなる電流が追加されて流れることにな
り，接地線に流れる印加低周波成分の漏洩電流IOは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となり，このときの同期検波器MULT1の出力D1は，
（４）式の関係から となる。
にはω1CVcosω1tなる電流が追加されて流れることにな
り，接地線に流れる印加低周波成分の漏洩電流IOは となる。したがってフィルタFILの出力I2は（２）式の
関係から となり，このときの同期検波器MULT1の出力D1は，
（４）式の関係から となる。
ところで，同期検波器MULT2の第２の入力端に印加する
電圧は同期検波器MULT1の第２の入力端に印加する電圧a
osin（ω1t＋θ１）を90゜移相したものであるからこれ
をaocos（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波器MULT2の出
力ＨはスイッチSWがオフのとき， となる。またスイッチSWがオンのときのMULT2の出力H2
は， となる。
電圧は同期検波器MULT1の第２の入力端に印加する電圧a
osin（ω1t＋θ１）を90゜移相したものであるからこれ
をaocos（ω1t＋θ１）とすれば，同期検波器MULT2の出
力ＨはスイッチSWがオフのとき， となる。またスイッチSWがオンのときのMULT2の出力H2
は， となる。
一方，上述した如く第1,第２の周期検波器MULT1とMULT2
の出力は夫々引算器SUBと掛算器MTに入力され，かつ該
掛算器MTの出力を前記引算器SUBの一入力となってい
る。しかも，該引算器SUBの出力の一部は周波数1/Tの成
分を通過するフィルタBP,第３の同期検波器MULT3及び係
数回路COFを経て前記掛算回路の一入力となる如くルー
プ接続されている。この系の動作説明を容易にするため
に，今係数回路COFの出力を仮りにｘと表わせば，引算
器の出力OUTは同期検波器MULT1の出力とMULT2の出力を
ｘ倍したものの差となることから，スイッチSWがオフの
ときの引算器の出力OUT1は（４），（10）式から となる。
の出力は夫々引算器SUBと掛算器MTに入力され，かつ該
掛算器MTの出力を前記引算器SUBの一入力となってい
る。しかも，該引算器SUBの出力の一部は周波数1/Tの成
分を通過するフィルタBP,第３の同期検波器MULT3及び係
数回路COFを経て前記掛算回路の一入力となる如くルー
プ接続されている。この系の動作説明を容易にするため
に，今係数回路COFの出力を仮りにｘと表わせば，引算
器の出力OUTは同期検波器MULT1の出力とMULT2の出力を
ｘ倍したものの差となることから，スイッチSWがオフの
ときの引算器の出力OUT1は（４），（10）式から となる。
一方，スイッチSWがオンのときの引算器の出力OUT2は
（９），（11）式から同様に， となる。したがって前記スイッチSWを周期Ｔ でオン・オフすれば（12），（13）式で示されるように
第２項に含まれるＣの値が周期Ｔで変るため引算器SUB
の出力OUTには周波数1/Tの成分が生じることになる。
（９），（11）式から同様に， となる。したがって前記スイッチSWを周期Ｔ でオン・オフすれば（12），（13）式で示されるように
第２項に含まれるＣの値が周期Ｔで変るため引算器SUB
の出力OUTには周波数1/Tの成分が生じることになる。
ところで，引算器SUBの出力を周波数1/Tの成分をとり出
すフィルタBPに印加すれば，その出力Ａは（12），（1
3）式から と表すことができる。ここでｋは定数，φはフィルタBP
の特性等から定まる位相である。
すフィルタBPに印加すれば，その出力Ａは（12），（1
3）式から と表すことができる。ここでｋは定数，φはフィルタBP
の特性等から定まる位相である。
フィルタBPの出力を同期検波器MULT3の一方の入力端
に，他の入力端にスイッチSWをオン・オフする周期Ｔの
繰返し信号を印加すれば，同期検波器MULT3の出力SOは と表すことができるから（14）式を代入して周波数1/T
以下の成分を求めれば ＝−ko｛sin（θ−θ１）＋xcos（θ−θ１）｝……（1
6） となる。ここで であり定数である。
に，他の入力端にスイッチSWをオン・オフする周期Ｔの
繰返し信号を印加すれば，同期検波器MULT3の出力SOは と表すことができるから（14）式を代入して周波数1/T
以下の成分を求めれば ＝−ko｛sin（θ−θ１）＋xcos（θ−θ１）｝……（1
6） となる。ここで であり定数である。
同期検波器MULT3の出力Soを係数回路COFで1/ko倍した出
力は前記の如くｘと定義したから ｘ＝−｛sin（θ−θ１）＋xcos（θ−θ１）｝……（1
8） となり,xを求めると， となる。したがって同期検波器MULT3の出力Soは（16）
式から となり｜φ｜〈π/2,（θ−θ１）〈π/2であるならば
θ〉θ１のときSo〈0,又はθθ１のときSo〉０とな
り,Soを用いて位相θ１の調整方向を判定することがで
き,Soを位相制御回路に印加し,Soが零に近づくように位
相θ１を調整すればθ−θ１→０に近ずけることができ
る。この位相制御回路PCは既存の技術で実現できるので
詳述を省略する。
力は前記の如くｘと定義したから ｘ＝−｛sin（θ−θ１）＋xcos（θ−θ１）｝……（1
8） となり,xを求めると， となる。したがって同期検波器MULT3の出力Soは（16）
式から となり｜φ｜〈π/2,（θ−θ１）〈π/2であるならば
θ〉θ１のときSo〈0,又はθθ１のときSo〉０とな
り,Soを用いて位相θ１の調整方向を判定することがで
き,Soを位相制御回路に印加し,Soが零に近づくように位
相θ１を調整すればθ−θ１→０に近ずけることができ
る。この位相制御回路PCは既存の技術で実現できるので
詳述を省略する。
ところでスイッチSWがオフのときの引算器出力は（12）
式で与えられるので（19）式のｘを代入すれば 又，スイッチSWがオンのときの引算器出力は13式から同
様に となる。したがって｜θ−θ1|《１であるならばsin
（θ−θ１）（θ−θ１）,cos（θ−θ１）１なる
から（12）′，（13）′のOUT1,OUT2は となる。ところで従来のように同期検波器MULT1の出力
のみを単に用いた場合｜θ−θ1|《１ならばスイッチSW
がオフのとき（４）式から スイッチSWがオンのとき（９）式から となり，従来の同期検波器MULT1の出力を用いた場合，
本発明の方法より２倍だけ位相誤差（θ−θ１）の影響
を受けることがわかる。
式で与えられるので（19）式のｘを代入すれば 又，スイッチSWがオンのときの引算器出力は13式から同
様に となる。したがって｜θ−θ1|《１であるならばsin
（θ−θ１）（θ−θ１）,cos（θ−θ１）１なる
から（12）′，（13）′のOUT1,OUT2は となる。ところで従来のように同期検波器MULT1の出力
のみを単に用いた場合｜θ−θ1|《１ならばスイッチSW
がオフのとき（４）式から スイッチSWがオンのとき（９）式から となり，従来の同期検波器MULT1の出力を用いた場合，
本発明の方法より２倍だけ位相誤差（θ−θ１）の影響
を受けることがわかる。
即ち上述の如き操作を行い，引算器出力OUTを用いて電
路の絶縁抵抗に逆比例した値Vao/2Roを従来より正確に
測定しうることになる。
路の絶縁抵抗に逆比例した値Vao/2Roを従来より正確に
測定しうることになる。
尚，上述の説明ではコンデンサＣを電路と接地点間に挿
入する場合を述べたが，本発明はこれに限定する必要は
なく例えば非接地電路と接地点間に挿入してもよい。た
だし，この場合はコンデンサＣに商用電源が印加される
ためコンデンサＣ及びスイッチSWに流れる電流は著しく
大きくなるからこれに耐え得るものを使用する必要があ
る。
入する場合を述べたが，本発明はこれに限定する必要は
なく例えば非接地電路と接地点間に挿入してもよい。た
だし，この場合はコンデンサＣに商用電源が印加される
ためコンデンサＣ及びスイッチSWに流れる電流は著しく
大きくなるからこれに耐え得るものを使用する必要があ
る。
第２図は本発明の変形実施例を示す主要部分のブロック
図であり，前記コンデンサＣならびにスイッチSWを介し
て測定用低周波信号電圧より90゜位相の推移した電流を
変流器ZCTの一次側に流すために印加トランスOTの代り
に第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これより得られ
る測定用低周波信号電圧を印加する如くしたものであ
る。この例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEに
コンデンサC,スイッチSWを接続する必要がないため設置
工事を簡易化することができる。
図であり，前記コンデンサＣならびにスイッチSWを介し
て測定用低周波信号電圧より90゜位相の推移した電流を
変流器ZCTの一次側に流すために印加トランスOTの代り
に第２の２次巻線を設けたOT′を用い，これより得られ
る測定用低周波信号電圧を印加する如くしたものであ
る。この例によれば第１図の実施例の如く，接地線LEに
コンデンサC,スイッチSWを接続する必要がないため設置
工事を簡易化することができる。
なお動作については，第１図の説明で述べたものと全く
同じである。
同じである。
第３図は他の実施例を示しており，コンデンサC,スイッ
チSWを印加トランスOTの１次側に接続したものであり,1
次側の電圧が２次側の電圧より高い場合，その比率分だ
けコンデンサＣの容量を小さくすることにより第１図の
実施例で述べた動作と同じにしたものである。
チSWを印加トランスOTの１次側に接続したものであり,1
次側の電圧が２次側の電圧より高い場合，その比率分だ
けコンデンサＣの容量を小さくすることにより第１図の
実施例で述べた動作と同じにしたものである。
またコンデンサに接続された導線を変流器に貫通させる
のではなく，複数回巻線しても，その分コンデンサの容
量を小さくすることが可能である。
のではなく，複数回巻線しても，その分コンデンサの容
量を小さくすることが可能である。
なお，コンデンサに印加する電圧は（７）式で示した如
くＶとしたが，これに制約されないことは明らかであ
り，他の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
くＶとしたが，これに制約されないことは明らかであ
り，他の電圧であっても動作上は何ら問題ない。
また，位相制御回路から出力され位相同期回路の第２の
入力端に印加される位相は同位相となるように前もって
調整し，温度等による位相ずれのみを上述の自動位相制
御にて補償するようにすれば位相同期の時間を短縮する
ことができる。
入力端に印加される位相は同位相となるように前もって
調整し，温度等による位相ずれのみを上述の自動位相制
御にて補償するようにすれば位相同期の時間を短縮する
ことができる。
さらに上記説明では測定用低周波信号電圧と90゜位相の
異なる電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，
必ずしもこれに限定されるものでなく他の回路網（例え
ば，インダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を
用いてもよい。
異なる電流を流すために，コンデンサ素子を用いたが，
必ずしもこれに限定されるものでなく他の回路網（例え
ば，インダクタンスとコンデンサとを組合せた回路）を
用いてもよい。
また，他の電気回路で発生してもよいことは明らかであ
る。
る。
また上記説明では測定用低周波信号電圧を正弦波として
説明したが，これに限定されるものではなく例えば矩形
波であってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用
いてもよい。
説明したが，これに限定されるものではなく例えば矩形
波であってもよくその基本波成分或いは高調波成分を用
いてもよい。
なお上記説明においては位相調整をするに当り，同期検
波器MULT,MULT2の第２の入力に印加される信号の位相を
調整する如くしたが，同期検波器MULT1,MULT2の第１の
入力に印加される信号の位相を調整しても同一の結果が
得られることは明らかである。
波器MULT,MULT2の第２の入力に印加される信号の位相を
調整する如くしたが，同期検波器MULT1,MULT2の第１の
入力に印加される信号の位相を調整しても同一の結果が
得られることは明らかである。
また上記実施例では単相２線式電路の場合で示したが，
単相３線式電路,3相３線式電路であってもよい。
単相３線式電路,3相３線式電路であってもよい。
（発明の効果） 以上説明したごとく，本発明は絶縁抵抗測定回路の位相
特性変動を自動位相調整を可能にするものであるから極
めて安定な測定方法を実現するうえで著効を奏するもの
である。
特性変動を自動位相調整を可能にするものであるから極
めて安定な測定方法を実現するうえで著効を奏するもの
である。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示すブロック図，第２図及
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……変流器,AMP……増幅器,FIL……フィルタ,MUL
T1,2,3……同期検波回路,OSC……発振器,OT,OT′……印
加トランス,PS……移相器,SW……スイッチ,MT……掛算
器,PC……位相制御回路,BP……フィルタ,PSO……90゜移
相器,SUB……引算器,COF……係数回路,PAMP……電力増
幅器。
び第３図は本発明の他の実施例を示す部分的ブロック
図，第４図は従来の絶縁抵抗を測定する方法を示すブロ
ック図である。 Ｔ……トランス,1,2……電路,LE……接地線,E……接地
点,ZCT……変流器,AMP……増幅器,FIL……フィルタ,MUL
T1,2,3……同期検波回路,OSC……発振器,OT,OT′……印
加トランス,PS……移相器,SW……スイッチ,MT……掛算
器,PC……位相制御回路,BP……フィルタ,PSO……90゜移
相器,SUB……引算器,COF……係数回路,PAMP……電力増
幅器。
Claims (3)
- 【請求項１】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、前記電路と大地との間
に挿入した所定のリアクタンス素子の値を繰り返し周期
Ｔなる信号で変化させ、電路の接地線に結合せしめた変
流器の出力中に含まれる前記周波数f1の漏洩電流成分を
抽出すると共に、この抽出した漏洩電流出力を前記測定
用低周波信号電圧で同期検波することにより第１の信号
を得、前記漏洩電流出力を前記測定用低周波信号電圧と
は位相が90゜推移した電圧で同期検波することにより第
２の信号を得ると共に、前記第１の信号を引算器の一方
の入力に印加し、該引算器の出力中に含まれる周波数1/
Tの周波数成分を検出して前記繰り返し周期Ｔの信号で
同期検波することにより第３の信号を得、該第３の信号
が零に近づくように前記第１及び第２の信号を得るため
に同期検波器へ印加する前記測定用低周波信号電圧なら
びに前記測定用低周波信号電圧より90゜位相の推移した
電圧の位相を調整し、前記第３の信号を定数倍した信号
と前記第２の信号との積をとる掛算器出力を前記引き算
器の他の入力端にループ接続することにより得られる前
記引き算器の出力信号を用いて電路の絶縁抵抗を測定し
たことを特徴とする位相補償した電路の絶縁抵抗測定方
法。 - 【請求項２】電路に、商用周波数と異なる周波数f1なる
測定用低周波信号電圧を印加し、該電路の接地線に結合
せしめた変流器の出力中に含まれる前記周波数f1の漏洩
電流成分を抽出すると共に、この抽出した出力を前記測
定用低周波信号電圧で同期検波することにより得られる
出力を用いて電路と大地間の絶縁抵抗を測定する方法に
おいて、 前記電路と大地との間に挿入した所定のリアクタンス素
子及び該リアクタンス素子の値を繰り返し周期Ｔなる信
号で変化させる電流印加手段と、 前記変流器出力中から商用周波数成分を除去して得た信
号と前記測定用低周波信号電圧とを入力し同期検波する
第１の同期検波手段と、 前記変流器出力中から商用周波数成分を除去して得た信
号と前記測定用低周波信号電圧とは位相が90゜推移した
電圧とを入力し同期検波する第２の同期検波手段と、 前記第１及び２の同期検波手段に入力する前記測定用低
周波信号若しくは商用周波数成分を除去した信号の位相
を調整する位相調整手段と、 前記第１の同期検波手段出力と掛け算手段出力とを入力
し、両入力信号の差をとる引き算手段と、 前記引き算手段出力中に含まれる周波数1/Tの成分を検
出するフィルタ手段と、 前記フィルタ手段出力及び前記繰り返し周期Ｔの信号を
入力し同期検波する第３の同期検波手段と、 前記第３の同期検波手段出力を定数倍する係数手段と、 前記係数手段出力と前記第２の同期検波手段出力との積
をとり、その出力を前記引き算手段に出力する掛け算手
段とを備え、 前記第３の同期検波手段出力が零に近づくように前記位
相調整手段を制御することにより、前記引算手段の出力
信号を用いて電路の絶縁抵抗を測定したことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の絶縁抵抗測定方法。 - 【請求項３】前記電流印加手段は、前記測定用低周波信
号電圧と90゜位相の推移した所定の大きさの電流を繰り
返し周期Ｔの信号で変化させ、該電流の流れる導線を前
記変流器に貫通させ若しくは巻線したものであることを
特徴とする特許請求の範囲第２項記載の位相補償した電
路の絶縁抵抗測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29793786A JPH0721519B2 (ja) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | 位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29793786A JPH0721519B2 (ja) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | 位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63150673A JPS63150673A (ja) | 1988-06-23 |
| JPH0721519B2 true JPH0721519B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=17853025
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29793786A Expired - Lifetime JPH0721519B2 (ja) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | 位相補償した電路の絶縁抵抗測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0721519B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102019007224B3 (de) * | 2019-10-17 | 2021-03-25 | SAFETYTEST GmbH | Verfahren und Vorrichtung zum Bestimmen des resistiven Anteils der Ableitstromimpedanz im Wechselstromnetz |
-
1986
- 1986-12-15 JP JP29793786A patent/JPH0721519B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63150673A (ja) | 1988-06-23 |
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