JPH0722252B2 - エコ−・キヤンセラの収束時間減少方法 - Google Patents

エコ−・キヤンセラの収束時間減少方法

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JPH0722252B2
JPH0722252B2 JP59033384A JP3338484A JPH0722252B2 JP H0722252 B2 JPH0722252 B2 JP H0722252B2 JP 59033384 A JP59033384 A JP 59033384A JP 3338484 A JP3338484 A JP 3338484A JP H0722252 B2 JPH0722252 B2 JP H0722252B2
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ジヤン−フイリツプ・ヨセフ・シユブロ
ロワシ・ベルナ−ル・イブ・ギド−
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テ アール テ テレコミュニカシオン ラジオエレクトリック エ テレホニク
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    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence

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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、両方向伝送路に結合した一方向の送信路及び
受信路の間の送受信装置に接続され、送信路に供給され
た信号に応答して受信路に生ずるエコーを相殺するため
に使用するエコー・キヤンセラであつて、送信路に供給
された信号から導出した複素信号を処理して実信号成分
を供給するためＮ個の調整可能複素係数を有するトラン
スバーサル・フイルタと、受信路における信号及びトラ
ンスバーサル・フイルタの出力信号の間の差信号を発生
する差信号発生回路とを備えたエコー・キヤンセラの収
束時間を減少させる方法に関する。
また本発明はトレーニング信号発生装置に関する。
エコー・キヤンセラは、例えば、データ伝送モデムにお
いて使用され、かかるモデムの送信路及び受信路は４線
回線を構成し、これら送信路及び受信路をハイブリツド
回路として知られる結合回路により結合し、各モデムが
結合回路を介して外部に対し２線回路を有するようにす
る。それぞれの２線回線を介して２個のモデムの間に接
続路が確立された場合、各モデムの受信路にはエコー信
号と呼ばれる不所望信号が発生し、エコー信号は同じモ
デムの送信路によつて送信される信号の一部であり、結
合回路の不完全性及び／又は接続路における反射に起因
して発生する。エコー・キヤンセラの目的は、それぞれ
の２線回線によつて接続された２個のモデムの間におい
て全２重伝送を可能ならしめるためこのエコー信号を自
動的に相殺するにある。
エコー・キヤンセラではトランスバーサル・フイルタの
係数を調整して、この係数がエコー通路のインパルス・
レスポンスのサンプルに実際上等しくなるようにし、従
つてトランスバーサル・フイルタにより、差信号発生回
路の出力信号におけるエコー信号を自動的に相殺する疑
似エコー信号を発生するようにする必要がある。有用な
信号の伝送期間に当り一般にトランスバーサル・フイル
タの係数は、差信号発生回路の出力端子に生ずる差信号
即ち誤差信号の平均二乗値を最小にするよういわゆる傾
斜アルゴリズムに従つて繰り返し調整される。この方法
を有用な信号の伝送以前におけるトランスバーサル・フ
イルタの初期設定に使用した場合、係数の収束時間が数
秒と極めて長くなり、到底許容できない。
特願昭58−106588号には、有用な信号の伝送以前にエコ
ー・キヤンセラの迅速な収束を可能ならしめる係数の計
算方法が記載されている。本願はこの方法の改良に関す
るものであるが、この方法の要旨を説明する以前に、次
の事柄を指摘しておくことが必要である。即ち、送信路
に供給するデータ信号は一般に同相及び直交位相搬送波
の変調を介して伝送され、この目的のため、このデータ
信号をまず符号化して、データ間隔Ｔに対し瞬時nTに値
を変化できる複素信号Ｄ（ｎ）を形成し、この複素信号
を、一方において、送信される変調搬送波信号を発生さ
せるために使用する複素信号用フイルタに供給し、かつ
他方において、エコー・キヤンセラに供給する。従つ
て、エコー・キヤンセラのトランスバーサル・フイルタ
は複素信号Ｄ（ｎ）を複素係数を介して処理するよう構
成される。
前記特願昭58−106588号に記載された方法の第１変形方
法では、受信路において受信した信号εＲ（ｎ）から複
素信号ε（ｎ）を形成して、エコー・キヤンセラの差信
号発生回路によつて供給される誤差信号が複素信号ε
（ｎ）と、トランスバーサル・フイルタによつて供給さ
れる複素信号との差によつて形成されるようにする。こ
の第１変形方法では、ベクトルによつて示されるエコ
ー・キヤンセラのＮ個の複素係数は次の動作を介して得
ることができる。
−瞬時nTに送信されるデータｄ（ｎ）で構成され、少な
くともNTに等しい周期LTを有し、かつ次式 で表わされる特性を有する周期性複素トレーニング信号
の送信、 但し、各整数ｉに対しては１≦ｉ≦Ｎ−１であり、ｄ※
（ｎ）はこの複素トレーニング信号のデータｄ（ｎ）の
複素共役値、 −トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
後、トレーニング信号の次のＬ個のデータによつて形成
される系列から次式 により係数の計算、 但し、０はトランスバーサル・フイルタのＮ個の初期
係数を示すベクトル、※ （ｎ）はトランスバーサル・フイルタに供給される
最後のＮ個のデータの複素共役値によつて形成されるベ
クトル、 σは、σ２が各送信データの電力を示す一定項となるよ
うデータを正規化するための項。
実際上、これら初期係数の値はゼロに設定されるので、
係数の計算に当り０＝０であり、かつ複素差信号ｅ
（ｎ）は受信信号εＲ（ｎ）から形成した複素信号ε
（ｎ）に等しくなる。従つて式（２）は と表わすことができる。
上式（１）によって規定されるトレーニング信号の特性
は、エコー路のインパルス・レスポンスが直流分と交流
分との双方を含む場合に成立する。インパルス・レスポ
ンスが直流分を含まない場合に限定して考察すると、ト
レーニング信号に要求される特性は、式（１）で規定さ
れるものではなく、次式（1a） で規定されるものとすることができる。従って、係数の
計算には式（１）から導かれた式（２）および（３）で
はなく、式（1a）から導かれた次式（2a）又は（3a） を使用することになる。
これをさらに詳細に説明すると、次式 から出発し、ここでｅ（ｎ）を明確にすると、それは受
信された信号、すなわち であり、ｈ（ｊ）はそのチャネルのパルス応答である。
それで、あらゆるＡ（ｎ）の成分を書くことができる。
Ａ（n,k）をｋ番目の成分としよう。
上式の最後の部分をACとおくと、すなわち ここで、AC＝Ｌδjkである式（１）を調べることができ
る。
ｊ＝ｋの場合にはδjk＝１ ｊ≠ｋの場合にはδjk＝０ それがＡ（n,k）＝Lh（ｋ）を与える。それで、 Ｃ（ｋ）＝（1/L）Ａ（n,k） を得て、且つそれから、式（２）へ到達する。
式（1a）を調べると、直接AC＝Ｌδjk−１を引き出すこ
とができて、その式は ここで、インパルス応答が直流成分を含まない場合にあ
るので、 となり、それがＡ（n,k）＝（Ｌ＋１）ｈ（ｋ）を与
え、 Ｃ（ｋ）＝1/（Ｌ＋１）Ａ（n,k） を得て、且つそれから式（2a）に到達する。
トレーニング系列の発生が開始される瞬時を原点とする
と、エコー・キヤンセラのＮ個の係数はNT＋LT＝（Ｎ＋
Ｌ）Ｔに等しい時間において得ることができ、ここでNT
はエコー路のインパルス・レスポンスの最大持続時間で
あつて、これにより係数の個数Ｎが決まり、一方、LTは
トレーニング信号の周期である。ＬをＮに等しく選定し
た場合、最小収束時間は2NTになる。
しかし、前記特願昭58−106588号による方法の第１変形
方法は実施するにはかなり複雑であり、その理由は受信
信号εＲ（ｎ）から複素信号ε（ｎ）を形成するため受
信路に90゜位相回路を必要とするからである。同時に、
係数の計算に、複素数の乗算を必要とする。
前記特願昭58−106588号による方法の第２の変形方法で
は、かかる複雑さを回避するため、実信号である受信信
号εＲ（ｎ）を用いてＮ個の係数を計算することが示唆
されている。この第２変形方法による係数計算方法は次
の２つの過程を含み、 −第１過程において、上記のどちらかの特性を有するト
レーニング信号Ｄ（ｎ）を送信し、このトレーニング信
号の少なくともＮ個の送信データ後に、この第１過程に
当り送信された信号に応じて受信した信号εR1（ｎ）に
よつて複素信号ε（ｎ）を置換した式（３）に従つて係
数１を計算する； −第２過程において、第１過程と同じ処理を行うが、そ
の場合トレーニング信号D+（ｎ）としては信号D+（ｎ）
＝ｊ・Ｄ（ｎ）を送信し、かつ複素信号ε（ｎ）を受信
信号εR2（ｎ）で置換した式（３）に従つて係数２を
計算する。
第２過程の後に和＝１＋２を形成することによつ
て所望の係数が得られる。前記特願昭58−106588号の
第２変形方法ではエコー・キヤンセラの収束時間は２
（Ｎ＋Ｌ）Ｔとなり、ＬをＮに等しく選定した場合最小
値4NTとなる。
本発明の目的は、エコー・キヤンセラの複素係数を初期
設定する方法であつて、受信信号を直接使用するが、4N
Tより小さくできる最小時間において単に一過程で係数
を計算できるようにする方法を提供するにある。
かかる目的を達成するため本発明の方法は、１≦ｉ≦Ｎ
−１である各整数ｉに対し なる特性を有する周期性複素トレーニング信号を送信
し、 更に、送信される前記トレーニング信号が０≦ｉ≦Ｎ−
１である各整数ｉに対し なる特性を有し、 前記トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
後、送信された次のＬ個のデータによつて次式 に従つてトランスバーサル・フイルタの係数を計算す
る。
（但しは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクト
ル、０ は始めのＮ個の係数のベクトル、 eR（ｎ）は前記差信号、※ （ｎ）はトランスバーサル・フイルタに供給される
最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトル、 σ２は各送信データの電力を示す定数項） ことを特徴とする。
実際上、トランスバーサル・フイルタの初めの係数即ち
初期係数０はゼロに設定され、これにより更に、係数
を計算するための上式における差信号eR（ｎ）に対し受
信信号εＲ（ｎ）を代入することが可能となる。
実際上しばしば当面するように、エコー通路のインパル
ス・レスポンスが直流分を含んでいる場合には、上述し
た如く計算した係数は適正でなくなる。本発明の変形方
法では、このように計算した係数を極めて簡単に修正す
る方法を提供する。
この変形方法では、前記トレーニング信号のデータを、
トランスバーサル・フイルタに供給するデータに対し少
なくとも１データ間隔Ｔだけ遅延して送信路へ送信し、
トランスバーサル・フイルタの係数の個数Ｎをエコー通
路のインパルス・レスポンスの最大持続時間に対応する
個数より少なくとも１だけ大きい個数に選定し、係数の
計算の終端に、計算した第１係数又は計算した一つの補
足係数を、計算した他の係数から導出してトランスバー
サル・フイルタの所望の係数を形成するようにする。
更に、本発明は、上述した２つの特性を有するトレーニ
ング系列を発生する簡単な方法を提供する。
この方法では、前記トレーニング信号のデータｄ（ｎ）
を、それぞれが周波数1/Tで同期して発生する＋１及び
−１エレメントを含む最大長さＬの２つの同一疑似ラン
ダム系列から形成し、これら２つの同一疑似ランダム系
列をデータ間隔Ｔの個数ｋだけ互にシフトし、瞬時nTに
おける各データｄ（ｎ）の実成分及び虚成分を同一瞬時
における前記２つの疑似ランダム系列におけるエレメン
トの値の加算及び減算（又は減算及び加算）によつてそ
れぞれ得るようにする。
前記２つの疑似ランダム系列の長さＬをＬ≧2N＋１に選
定し、かつ前記２つの疑似ランダム系列の間のシフトを
ｋ＝（Ｌ−１）/2となるよう選定すると好適である。こ
の場合エコー・キヤンセラの収束時間を実際上3NTに低
減することができる。
次に、図面につき本発明の実施例を説明する。
第１図にブロツク図で示したエコー・キヤンセラを設け
るモデムは送信すべきベースバンド・データを供給され
る変調装置２を設けた送信路１と、受信機４を設けた受
信路３とを備えており、この受信機の機能は遠方のモデ
ムから送信されたデータを復元することである。変調装
置２の出力端は（ハイブリツド）結合回路５の送信アク
セス端に接続し、この結合回路の受信アクセス端は後述
する所定個数の要素を介して受信機４の入力端子に接続
する。この結合回路５により、モデムの一方向の送信路
及び受信路を両方向伝送路６に接続して、この伝送路６
に同じ態様で結合した遠方のモデム（図示せず）と全二
重接続路を確立することができる。
変調装置２が遠方のモデムへ伝送すべきデータによつて
変調された信号を送信路１に送信した場合、受信路３に
は結合回路５における不完全な動作又は伝送路６におけ
る反射により不所望なエコー信号が発生し、受信機４に
おいて遠方のモデムから到来する受信信号の復調を妨害
する。第１図のモデムに設けるエコー・キヤンセラの機
能は受信路３におけるエコー信号を除去することであ
る。
このエコー・キヤンセラは伝送すべきベースバンド・デ
ータから変調装置２において形成されかつ同相及び直交
位相搬送波の変調を介して伝送できる複素データ信号を
使用する。図示の実施例では変調装置２は符号化回路７
を備え、この符号化回路は伝送すべきデータを供給され
て、搬送波に割り当てるべき振幅Ａ（ｎ）及び位相変化
（ｎ）を、周波数1/Tのクロツク信号を発生するクロ
ツク信号発生器８によつて決まる瞬時nTにおけるデータ
の関数として示す１対の信号を送出し、ここで1/Tは変
調レートであり、ｎは−∞から＋∞にわたる整数であ
る。各変調時間間隔Ｔ中の（無変調）搬送波の位相変化
Δを考慮するため加算器９を使用して、各瞬時nTに、
伝送すべき変調された搬送波の絶対位相Ψ（ｎ）を示す
和（ｎ）＋Δを発生させるようにする。振幅信号Ａ
（ｎ）及び位相信号Ψ（ｎ）は複素信号形成回路10に供
給し、この回路10は複素信号Ｄ（ｎ）の実成分Ａ（ｎ）
・cosΨ（ｎ）及び虚成分Ａ（ｎ）・sinΨ（ｎ）を形成
する。変調装置２においては複素信号Ｄ（ｎ）を２個の
帯域フイルタ11及び12で構成した複素信号用帯域フイル
タに供給し、これら２個の帯域フイルタは複素信号Ｄ
（ｎ）の実成分及び虚成分をそれぞれ供給され、かつ伝
送に使用する搬送波を中心周波数とする通過帯域を有し
ている。２個のフイルタ11及び12の出力信号を加算器13
において加算してアナログ変調搬送波信号を形成し、こ
れを結合回路５の送信アクセス端に供給する。
このようにして変調装置２において形成した複素信号を
エコー・キヤンセラにおいても使用する。なお説明を明
瞭にするため第１図において複素信号の生ずるリード線
を二重直線で示し、実信号の生ずるリード線を単一直線
で示してある。エコー・キヤンセラはトランスバーサル
・フイルタ15を備え、このトランスバーサル・フイルタ
は瞬時nTにサンプリングされかつ図面を簡単にするため
アナログ形式と仮定した複素信号Ｄ（ｎ）を供給され
る。トランスバーサル・フイルタ15にはその複素係数の
ための制御回路16を設ける。本発明の方法を使用する場
合、トランスバーサル・フイルタ15を適切に構成して、
第１図に示すように、複素入力信号Ｄ（ｎ）及び複素係
数から生ずる複素信号の実成分である実出力信号 を送出するようにする。トランスバーサル・フイルタ15
の出力信号 は差信号発生回路17の（−）入力端子に供給し、その
（＋）入力端子には結合回路５の受信アクセス端に生ず
る信号のサンプルを供給する。かかるサンプルは、クロ
ツク信号発生器８によつて発生する周波数feでサンプリ
ングを行うサンプル・ホールド回路19によつて形成す
る。この周波数feは変調周波数1/Tの整数倍、従つてfe
＝q/T（但しｑは整数）であり、これはエコー信号につ
きシヤノンの定理に従つて選定される。しかし、回路19
によつて発生するサンプルの説明を簡単にするためこれ
以降データ信号Ｄ（ｎ）のサンプルと同一瞬時nTに周波
数1/Tで発生する記号εＲ（ｎ）で示した信号を考察す
る。実際上、周波数fe＝q/Tでサンプリングされた受信
信号は周波数1/Tにおけるｑ個の飛越しサンプル系列で
形成されていると考えることができ、エコー・キヤンセ
ラ技術においてはこれらｑ個のサンプル系列を、周波数
1/Tでそれぞれ独立に作動するｑ個のエコー・サブキヤ
ンセラにおいて同一態様で処理できることは周知であ
る。
差信号発生回路17によつて発生した実信号eR（ｎ）は制
御回路16に供給し、この制御回路ではこの実信号を用い
てトランスバーサル・フイルタ15の係数を調整する。こ
の係数を適切に調整した場合、トランスバーサル・フイ
ルタ15によつて供給される擬似エコー信号 が結合回路５の受信アクセス端に生ずるエコー信号に実
際上等しくなり、従つて、差信号発生回路17によつて供
給される信号eR（ｎ）においてはエコー信号が実際上相
殺される。従つて、エコー信号を除去された差信号が低
域フイルタ20を介して受信機４に供給されることとな
る。
有用なデータの伝送に当りエコー・キヤンセラの係数は
一般に、差信号発生回路17によつて供給される誤差信号
の平均二乗値を最小にするいわゆる傾斜アルゴリズムを
使用して制御回路16で繰り返し制御される。伝送が行わ
れる以前にかかる係数の最適値を迅速に得るため前記特
願昭58−106588号には、エコー信号が直流分を有しない
場合式（１）又は式（1a）によつて規定される特性を有
するトレーニング信号Ｄ（ｎ）の伝送に基づく方法が開
示されている。先に説明したように、複素信号ε（ｎ）
が、供給された実信号から形成されている場合には、エ
コー・キヤンセラの複素信号は実際上、式（３）から計
算することができる。複素信号の形成を回避し、かつ供
給された実信号εＲ（ｎ）から直接エコー・キヤンセラ
の複素係数を計算するための先に述べた二つの過程を介
する方法は、先に説明したように、係数の計算に２倍の
時間を要するという欠点を有している。本発明は同じ
く、供給された実信号を直接使用して遥に短い計算時間
で係数を計算する方法を提供する。
本発明の方法では、送信変調搬送波を発生させるためフ
イルタ11及び12に供給すると同時にエコー・キヤンセラ
のトランスバーサル・フイルタ15にも供給する複素信号
Ｄ（ｎ）を、少なくともNTに等しい周期LTを有しかつ次
の２つの特性を有する周期性トレーニング信号とする： 但し整数ｉは１≦ｉ≦Ｎ−１、 但し整数ｉは０≦ｉ≦Ｎ−10 次に、これらの特性を有するトレーニング信号を極めて
簡単に得る手段を説明する。この点につき、前記特願昭
58−106588号では、同様な特性を有するが右辺の値をゼ
ロに等しくする信号が推賞されている。一般的に云つて
式（４）及び（５）（右辺の値が−１）の特性を有する
信号の発生の方が簡単である。かかる信号は、その長さ
Ｌを所望の如く大きく選定できる（但しＬ＝2P−１で表
わされ、Ｐは整数）最大長さの疑似ランダム系列を発生
する疑似ランダム系列発生器から得ることができる。一
方、式（４）及び（５）の特性を有しかつ右辺の値がゼ
ロである信号は、変調装置によつて通常送信されるシン
ボル以外のシンボルに対する値を使用しない旨決定され
た場合制限された長さＬの周期を有する。
トレーニング信号Ｄ（ｎ）の少なくともＮ個のデータの
送信後結合回路５の受信アクセス端にエコー信号が現わ
れ、このエコー信号εＲ（ｎ）及びトレーニング信号Ｄ
（ｎ）の次のＬ個のデータを用いて回路16において次式 に従つてトランスバーサル・フイルタ15のＮ個の係数を
計算する。この式（６）において使用した項については
既に説明した。ベクトル０によつて表わされる初めの
Ｎ個の係数は計算時間中維持され、計算時間の終端に係
数が得られる。
実際上、初期係数０はゼロに設定されるので、計算時
間中はトランスバーサル・フイルタによつて供給される
信号 はゼロであり、従つて差信号eR（ｎ）は受信信号ε
Ｒ（ｎ）に等しい。かかる態様における動作により、係
数は次式 又は に従つて計算することができる。第１図においてサンプ
ル・ホールド回路19及び制御回路16の間の破線結線は、
係数を式（7a）に従つて計算する場合制御回路16におい
て信号εＲ（ｎ）が使用されることを示す。以下におい
て、記述を簡単にするため式（7a）を使用することがあ
るが、式（６）又は（７）を使用した場合も同じ結論が
成立つことは明らかである。
次に、いかなる条件の下で、式（7a）による係数の計算
の終端に、エコー信号を相殺できるトランスバーサル・
フイルタの係数を得ることができるかをベクトル記号を
用いて説明する。
瞬時nTにトランスバーサル・フイルタに存在する複素信
号Ｄ（ｎ）のＮ個のサンプルを示すＮ個の要素を有する
ベクトル（ｎ）は既に定義した。ベクトル（ｎ）の
転置ベクトルを以下に で示す。トランスバーサル・フイルタのＮ個の計算され
た係数を示すＮ個の要素を有するベクトルも既に定義
した。信号Ｄ（ｎ）が供給されるエコー通路のインパル
ス・レスポンスのサンプルを示すＮ個の複素要素を有す
るベクトルは次の如く定義する。即ち＝の場合
に、トランスバーサル・フイルタの係数は最適であり、
エコーを相殺することができる。
かかるベクトル表記法によると、受信路において受信し
たエコー信号εＲ（ｎ）の複素信号ε（ｎ）は と表わすことができる。受信エコー信号εＲ（ｎ）は複
素信号ε（ｎ）の実部であり で表わすことができる。
前式を考慮すれば容易に次式 が得られ、ここで はそれぞれ の共役値である。
式（８）を考慮すれば式（７）は で表わすことができ、ここで はＮ次のマトリツクスであり である。
マトリツクス は一般項 を有している。
トレーニング信号の式（４）の特性を考慮すると、ｉ≠
ｊであるi,jのすべての値に対し eij（ｎ）＝−σ２ となる。
一方 であり、ここでσ２はトレーニング信号における各デー
タの電力である。
従つて式（９）の項 は と表わすことができ、ここでki（但しｉ＝0,1,‥‥,N−
１）はベクトルのＮ個の要素であり、は単位値のＮ
個の要素を有するベクトルである。
マトリツクス は一般項 を有する。
トレーニング信号の式（５）の特性を考慮すると、ｉ及
びｊのすべての値に対しfij（ｎ）＝−σ２ となる。
従つて式（９）の項 は で表わすことができる。
式（10）及び（11）を考慮して式（９）は最終的に と表わされる。
エコー通路のインパルス・レスポンスの複素サンプルki
の実部kiRを代入すると、上式は と表わすこともできる。
式（12）において項 はエコー通路のインパルス・レスポンスの実部の直流分
を示す。この直流分がゼロの場合、式（12）は＝と
なり、これは式（４）及び（５）の特性を有するトレー
ニング信号と共に式（７）に従つて計算した係数によ
つてエコー信号を相殺できることを示している。
しかし、一般に、前記直流分はゼロではない。例えば、
第１図に示した帯域通過形式のエコー・キヤンセラで
は、受信信号のサンプリング周波数が1/Tに等しく即ち
シヤノン周波数より低い場合エコー通路のインパルス・
レスポンスの直流分がゼロでないことは明らかである。
しかし、たとえ受信信号をシヤノンの定理を満足するサ
ンプリング周波数fe＝q/Tでサンプリングしたとしても
同じ結論に到達する。上に説明したように、実際上、エ
コー・キヤンセラを時分割方式で作動するｑ個のエコー
・サブキヤンセラとして構成し、各エコー・サブキヤン
セラが変調周波数1/Tでサンプリングした受信信号に独
立に作動するようにする。その結果、各エコー・サブキ
ャンセラに対してエコー通路のインパルス・レスポンス
の直流分がゼロでなくなる。
エコー通路のインパルス・レスポンスの直流分がゼロで
ない場合、式（12）によつて得られる係数はすべてが
理想値から次式で示される同じ値x0即ち だけ相違する。
本発明は式（７）に基づいて計算した係数を修正して正
しい係数が得られるようにする極めて簡単な方法を提供
する。計算した各係数からは値x0を減算すれば充分であ
る。云い換えれば、式（７）に従つて計算した係数を
′とすれば、正しい係数＝は演算 ＝′−x0 （14） を行うことによつて得られる。
修正項x0を計算するため、トレーニング信号Ｄ（ｎ）の
送信データを、第１図に破線ブロツクで示した遅延回路
21によつて、エコー・キヤンセラのトランスバーサルフ
イルタに供給する信号Ｄ（ｎ）のデータに対し変調周期
Ｔだけ遅延させる。かかる状態の下では、エコー・キヤ
ンセラの見地から、エコー通路のインパルス・レスポン
スの第１係数k0は必ずゼロになる。一方、トランスバー
サル・フイルタの係数の個数Ｎを、エコー通路のインパ
ルス・レスポンスの最大持続時間に対応して厳密に必要
な個数より１だけ大きく選定した場合には、式（７）に
よるトランスバーサル・フイルタの係数の計算により、
最初の係数に対して値′＝x0が得られる。このように
して形成した修正値x0を、計算した他の計数値から減算
することにより、式（14）によつて修正係数を得ること
ができる。送信データを数倍の周期Ｔだけ遅延した場合
には、これに適合した係数の個数Ｎと共に、原理的に同
一である数個の修正値x0を得ることができること勿論で
ある。
式（３）及び（４）の特性のデータｄ（ｎ）を有する複
素トレーニング信号を得るための簡単な方法を次に説明
する。第２図に示した装置は最大長さを有する疑似ラン
ダム系列を発生する２個の疑似ランダム系列発生器25及
び26を備えている。これら２個の疑似ランダム系列発生
器は同一構造を有しており、極めて周知の態様において
Ｐ個のレジスタ段を有するシフトレジスタ及び排他的論
理和回路をもつて構成し、その場合シフトレジスタの２
個のレジスタ段の出力を排他的論理和回路に供給し、排
他的論理和回路の出力端子をシフトレジスタの入力端子
に接続する。クロック信号発生器８により供給される周
波数1/Tを有するパルスが、これら２個の疑似ランダム
発生器のレジスタをシフトするために用いられる。２個
の疑似ランダム系列発生器は長さＬ＝2P−１の同じ疑似
ランダム系列であつて、適当な初期設定信号Ia及びIbを
介してｋレジスタ段だけ互にシフトされた疑似ランダム
系列を供給するようにする。従つて、疑似ランダム系列
発生器25及び26によつて供給される２進信号をそれぞれ
ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）とすると ｂ（ｎ）＝ａ（ｎ＋ｋ） と表わすことができる。
２つの２進信号ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）はエンコーダ28に
供給し、このエンコーダは実成分dr（ｎ）及び虚成分di
（ｎ）を有する複素データｄ（ｎ）から成る所望のトレ
ーニング信号を送出する。エンコーダ28によつて行われ
る動作を下の表Ｉに示す。説明を簡単にするためのエン
コーダ28によつて供給されるデータは正規化されてお
り、即ちこれらデータに対する正規化係数σは１に等し
いと仮定する。
２個の疑似ランダム系列発生器25及び26が値−１又は１
の２進信号ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）を供給すると仮定する
と、この表の初めの２列は対を成す信号ａ（ｎ）及びｂ
（ｎ）に対する４つの可能な状態を示している。
この表の次の２列は所望の複素信号ｄ（ｎ）の実成分及
び虚成分である信号dr（ｎ）及びdi（ｎ）の値をそれぞ
れ示し、所望の複素信号ｄ（ｎ）の値を最終行に示して
ある。信号dr（ｎ）及びdi（ｎ）はａ（ｎ）及びｂ
（ｎ）から次式 を介して導出する。
上記の表から明らかなように、２つのレベル＋１及び−
１を有する信号ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）を組合せて３つの
レベル＋1,−１及び０を有する信号dr（ｎ）及びdi
（ｎ）を形成するので、複素信号ｄ（ｎ）は実の値＋１
又は−１又は虚の値＋ｊ又は−ｊとなる。
複素信号ｄ（ｎ）は次式 から形成することもできる。
また式（15）及び（16）における右辺の符号を変えるこ
ともできる。
上述したようにトレーニング信号の複素データｄ（ｎ）
を形成する代りに、２個の擬似ランダム系列発生器及び
エンコーダを用いてトレーニング系列の周期LTのデータ
ｄ（ｎ）の上記成分dr（ｎ）及びdi（ｎ）をメモリに蓄
積し、これら成分をレート1/Tで読出すようにすること
もできる。
次に、上述した一方の態様又は他方の態様で形成したト
レーニング信号は最適形態で使用できることを説明す
る。
説明を簡単にするため、エンコーダ28によつて供給する
データは正規化されていると仮定したからσ＝１であ
り、そのとき、トレーニング信号に要求される一方の特
性を規定する式（４）の左辺をAC（ｉ）で表わすと となり、AC（ｉ）はシフト量ｉに対する複素信号ｄ
（ｎ）の自己相関関数である。
同じくσ＝１のとき、トレーニング信号に要求される他
方の特性を規定する式（５）の右辺をＢ（ｉ）で示すと となる。
２つの関数AC（ｉ）及びＢ（ｉ）は周期Ｌの周期関数で
ある。
前述したように、同じ最大長さを有しかつ互にＫだけシ
フトされた２つの擬似ランダム系列から形成され、次い
で表Ｉに示したように符号化される複素データｄ（ｎ）
から成るトレーニング信号の場合、０からＬ−１に変化
するｉに対して規定される周期Ｌにおいて自己相関関数
AC（ｉ）は次の値となる。
かかるAC（ｉ）の値を第３図ａにｉの関数として示す。
この図から明らかなように、特に、ｉ＝ｋ及びＬ−ｋ
（但しｋ＜Ｌ−ｋに選定してある）に対し関数AC（ｉ）
は傾斜した矢印で示した２つの共役値となる。ｉ＝Ｌか
ら開始すると関数AC（ｉ）は周期Ｌで繰り返される。
また関数Ｂ（ｉ）は０からＬ−１にわたるｉに対する周
期において次の値となる。
かかるＢ（ｉ）の値を第３図ｂにｉの関数として示して
ある。
式（17）及び（18）を用いると、トレーニング信号に必
要な特性を規定する式（４）及び（５）は AC（ｉ）＝−１（但し１≦ｉ≦Ｎ−１である各ｉに対
し） （21） Ｂ（ｉ）＝−１（但し０≦ｉ≦Ｎ−１である各ｉに対
し） （22） と表わされる。
上述したようにして形成したトレーニング信号ｄ（ｎ）
は、Ｎを Ｎ≦kinf （但しkinfは２つの値ｋ及びＬ−ｋの小さい方を示す）
に選定した場合、これらの特性を有する。
所定周期Ｌを有するデータ信号ｄ（ｎ）に対しては、自
己相関関数の不所望項AC（ｋ）及びAC（Ｌ−ｋ）をでき
る限り原点ｉ＝０から除去すると常に有利である。
これは に対して得られ、Ｌ＝2P−１は奇数であるから、ｋは必
らず整数になる。これは であることを意味する。
式（23）及び（24）に示したｋ及びＬ−ｋの特定の値に
対し、２つの不所望項AC（ｋ）及びAC（Ｌ−ｋ）は、第
３図Ｃに示したように、互に極めて接近する。その結
果、かかる状態の下で となる。
式（23）及び（24）に示したｋ及びＬ−ｋの特定の値に
対し、Ｂ（ｉ）の不所望項即ちＢ（ｋ）及びＢ（Ｌ−
ｋ）も、第３図ｄに示したように、互に極めて接近す
る。その結果、かかる状態の下で となる。
トレーニング信号に対し厳密に要求される式（21）及び
（22）の特性から、 と共に説明した如く形成される周期Ｌのトレーニング信
号は である長さＮを有するトランスバーサル・フイルタを合
体したエコー・キヤンセラに好適である。
逆に、所定長さＮを有するトランスバーサル・フイルタ
に対しては、上述したように形成されかつ Ｌ≧2N＋１ である周期Ｌを有するトレーニング信号を選定する必要
がある。
このトレーニング信号によれば、 の場合収束時間（Ｌ＋NT）を（3N＋１）Ｔ3NTに低減
することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明方法を適用できるエコー・キヤンセラを
設けたモデムを示すブロツク図、 第２図は本発明方法で使用するトレーニング信号の発生
装置の一例を示すブロツク図、 第３図は第２図の作動説明図である。 １……送信路、２……変調装置 ３……受信路、４……受信機 ５……結合回路、６……伝送路 ７……符号化回路 ８……クロツク信号発生回路 ９……加算器、10……複素信号形成回路 11,12……帯域フイルタ、13……加算器 15……トランスバーサル・フイルタ 16……制御回路、17……差信号発生回路 19……サンプル・ホールド回路 20……低域フイルタ、21……遅延回路 25,26……擬似ランダム系列発生器 28……エンコーダ

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】両方向伝送路に結合した一方向の送信路及
    び受信路の間の送受信装置に接続され、送信路に供給さ
    れた信号に応答して受信路に生ずるエコーを相殺するた
    めに使用するエコー・キヤンセラであって、送信路に供
    給された信号から導出した複素信号を処理して実信号成
    分を供給するためＮ個の調整可能複素係数を有するトラ
    ンスバーサル・フイルタと、受信路における信号及びト
    ランスバーサル・フイルタの出力信号の間の差信号を発
    生する差信号発生回路とを備えたエコー・キヤンセラの
    収束時間を減少させるに当り、時間nT（但しＴはデータ
    間隔）に送信され、周期LT≧NTで、かつ１≦ｉ≦Ｎ−１
    である各整数ｉに対し なる特性（但しｄ＊（ｎ）はｄ（ｎ）の複素共役値であ
    り、σ２は各送信データの電力を示す定数項である）を
    有するデータｄ（ｎ）で構成される周期性複素トレーニ
    ング信号を送信するエコー・キヤンセラの収束時間減少
    方法において、 送信される前記トレーニング信号が更に、０≦ｉ≦Ｎ−
    １である各整数ｉに対し なる特性を有し、 前記トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
    後、送信された次のＬ個のデータによって次式 に従ってトランスバーサル・フイルタの係数を計算する （但しは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクト
    ル、０ は始めのＮ個の係数のベクトル、 eR（ｎ）は前記差信号、＊ （ｎ）はトランスバーサル・フイルタに供給される
    最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトル） ことを特徴とするエコー・キヤンセラの収束時間減少方
    法。
  2. 【請求項２】トランスバーサル・フイルタの前記初めの
    係数をゼロに設定し、かつ係数を次式 （但しεＲ（ｎ）は受信路において受信される信号） に従って計算する特許請求の範囲第１項記載のエコー・
    キャンセラの収束時間減少方法。
  3. 【請求項３】両方向伝送路に結合した一方向の送信路及
    び受信路の間の送受信装置に接続され、送信路に供給さ
    れた信号に応答して受信路に生ずるエコーを相殺するた
    めに使用するエコー・キヤンセラであって、送信路に供
    給された信号から導出した複素信号を処理して実信号成
    分を供給するためＮ個の調整可能複素係数を有するトラ
    ンスバーサル・フイルタと、受信路における信号及びト
    ランスバーサル・フイルタの出力信号の間の差信号を発
    生する差信号発生回路とを備えたエコー・キヤンセラの
    収束時間を減少させるに当り、時間nT（但しＴはデータ
    間隔）に送信され、周期LT≧NTで、かつ１≦ｉ≦Ｎ−１
    である各整数ｉに対し なる特性（但しｄ＊（ｎ）はｄ（ｎ）の複素共役値であ
    り、σ２は各送信データの電力を示す定数項である）を
    有するデータｄ（ｎ）で構成される周期性複素トレーニ
    ング信号を送信するエコー・キヤンセラの収束時間減少
    方法において、 送信される前記トレーニング信号が更に、０≦ｉ≦Ｎ−
    １である各整数ｉに対し なる特性を有し、 前記トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
    後、送信された次のＬ個のデータによって次式 に従ってトランスバーサル・フイルタの係数を計算する （但しは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクト
    ル、０ は始めのＮ個の係数のベクトル、 eR（ｎ）は前記差信号、＊ （ｎ）はトランスバーサル・フイルタに供給される
    最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトル） ことを特徴とし 且つ、前記トレーニング信号のデータを、トランスバー
    サル・フイルタに供給するデータに対し少なくとも１デ
    ータ間隔Ｔだけ遅延して送信路へ送信し、トランスバー
    サル・フイルタの係数の個数Ｎをエコー通路のインパル
    ス・レスポンスの最大持続時間に対応する個数より少な
    くとも１だけ大きい個数に選定し、係数の計算の終端
    に、計算した第１係数又は計算した一つの補足係数を、
    計算した他の係数から導出してトランスバーサル・フイ
    ルタの所望の係数を形成することを特徴とするエコー・
    キヤンセラの収束時間減少方法。
  4. 【請求項４】両方向伝送路に結合した一方向の送信路及
    び受信路の間の送受信装置に接続され、送信路に供給さ
    れた信号に応答して受信路に生ずるエコーを相殺するた
    めに使用するエコー・キヤンセラであって、送信路に供
    給された信号から導出した複素信号を処理して実信号成
    分を供給するためＮ個の調整可能複素係数を有するトラ
    ンスバーサル・フイルタと、受信路における信号及びト
    ランスバーサル・フイルタの出力信号の間の差信号を発
    生する差信号発生回路とを備えたエコー・キヤンセラの
    収束時間を減少させるに当り、時間nT（但しＴはデータ
    間隔）に送信され、周期LT≧NTで、かつ１≦ｉ≦Ｎ−１
    である各整数ｉに対し なる特性（但しｄ＊（ｎ）はｄ（ｎ）の複素共役値であ
    り、σ２は各送信データの電力を示す定数項である）を
    有するデータｄ（ｎ）で構成される周期性複素トレーニ
    ング信号を送信するエコー・キヤンセラの収束時間減少
    方法において、 送信される前記トレーニング信号が更に、０≦ｉ≦Ｎ−
    １である各整数ｉに対し なる特性を有し、 前記トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
    後、送信された次のＬ個のデータによって次式 に従ってトランスバーサル・フイルタの係数を計算する （但しは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクト
    ル、０ は始めのＮ個の係数のベクトル、 eR（ｎ）は前記差信号、＊ （ｎ）はトランスバーサル・フイルタに供給される
    最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトル） ことを特徴とし、 且つ、前記トレーニング信号のデータｄ（ｎ）を、それ
    ぞれが周波数1/Tで同期して発生する＋１及び−１エレ
    メントを含む最大長さＬの２つの同一疑似ランダム系列
    から形成し、これらの２つの同一疑似ランダム系列をデ
    ータ間隔Ｔの個数ｋだけ互にシフトし、瞬時nTにおける
    各データｄ（ｎ）の実成分及び虚成分を同一瞬時におけ
    る前記２つの疑似ランダム系列におけるエレメントの値
    の加算及び減算（又は減算及び加算）によってそれぞれ
    得ることを特徴とするエコー・キャンセラの収束時間減
    少方法。
  5. 【請求項５】前記２つの疑似ランダム系列の長さＬをＬ
    ≧2N＋１に選定し、かつ前記２つの疑似ランダム系列の
    間のシフトをｋ＝（Ｌ−１）/2となるよう選定する特許
    請求の範囲第４項記載のエコー・キャンセラの収束時間
    減少方法。
  6. 【請求項６】両方向伝送路に結合した一方向の送信路及
    び受信路の間の送受信装置に設けられたエコー・キヤン
    セラ用のトレーニング信号を発生するための装置であっ
    て、該エコー・キヤンセラは送信路に供給される信号に
    応じて受信路に生ずるエコー信号を相殺するのに適用さ
    れ、該エコー・キヤンセラは送信路信号の複素成分を処
    理するためにＮ個の調整可能複素係数を有し且つそれか
    らエコー信号のコピーを得るトランスバーサル・フイル
    タを備えており、該エコー・キヤンセラは更に受信路信
    号とエコーコピー信号との間の差に相当する信号を得る
    ための手段を備えており、前記トレーニング信号は瞬時
    nTに生ずる周期性複素データｄ（ｎ）により構成されて
    おり、ここでＴはデータ間隔であり、ｎはいずれかの整
    数であって、該データは周期LTを有する系列内にあり、
    ここでＬは各系列内のデータの数であり、LT≧NTで、か
    つ１≦ｉ≦Ｎ−１である各整数ｉに対し なる特性（但しｄ＊（ｎ）はｄ（ｎ）の複素共役値であ
    り、σ２は各送信データの電力を示す定数項である）を
    有し、 前記トレーニング信号は更に０≦ｉ≦Ｎ−１である各整
    数ｉに対し なる特性を有するエコー・キヤンセラ用のトレーニング
    信号発生装置において、 該装置が 最大長さＬの２つの同一疑似ランダム系列を発生するパ
    ルス発生器であって、各系列が周波数1/Tと同期した＋
    １及び−１パルスエレメントを備えており、この２つの
    系列は互に整数のデータ間隔Ｔだけシフトされているパ
    ルス発生器と、 連続するデータ間隔nTにおいて前記２つの系列の和及び
    差にそれぞれ相当している３レベル信号を得るために前
    記パルス発生器に接続されているコーディング回路であ
    って、その和及び差信号が各々その連続するデータにお
    いてそのトレーニング信号の複素データｄ（ｎ）の実成
    分と虚成分とをそれぞれ構成しているコーディング回路
    を備えており、 そこで、トレーニング信号の複素データの少なくともＮ
    個の系列の送信の後にエコー信号相殺のためのトランス
    バーサル・フイルタの係数が、 の表現に相当するＬデータの次の系列の送信により形成
    される係数の系列により決定される （但しは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクト
    ル、０ は始めのＮ個の係数のベクトル、 eR（ｎ）は前記差信号、＊ （ｎ）はトランスバーサル・フイルタに供給される
    最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトルであり、 σ２は各送信データの電力を示す定数項） ことを特徴とするエコー・キヤンセラ用のトレーニング
    信号発生装置。
  7. 【請求項７】トレーニング信号の周期LTのデータｄ
    （ｎ）の実成分及び虚成分を蓄積するメモリと、これら
    データを周波数1/Tで読出す手段を備えたことを特徴と
    する特許請求の範囲第６項記載のエコー・キヤンセラ用
    のトレーニング信号発生装置。
JP59033384A 1983-02-25 1984-02-25 エコ−・キヤンセラの収束時間減少方法 Expired - Lifetime JPH0722252B2 (ja)

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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3376943D1 (en) * 1983-06-30 1988-07-07 Ibm Starting-up method for an echo canceller filter, and communication system using this method
US4705229A (en) 1983-10-17 1987-11-10 Mounque Barazone Compact apparatus for laying paving fabric
FR2556530B1 (fr) * 1983-10-28 1986-04-04 Telediffusion Fse Dispositif de correction d'echos, notamment pour systeme de diffusion de donnees
DE3583052D1 (de) * 1984-03-30 1991-07-11 Siemens Ag Schaltungsanordnung zum pruefen der funktionsfaehigkeit einer datenuebertragunseinrichtung.
EP0167677B1 (en) * 1984-07-13 1989-03-08 BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY Naamloze Vennootschap Signal processing arrangement
JPH0773240B2 (ja) * 1985-12-13 1995-08-02 日本電気株式会社 自動再トレ−ニング方式
JPH0616592B2 (ja) * 1985-12-23 1994-03-02 富士通株式会社 Ｆｄｍモデム
US4703357A (en) * 1985-12-24 1987-10-27 Rca Corporation Adaptive television deghosting system
US4698680A (en) * 1985-12-24 1987-10-06 Rca Corporation Digital correlation apparatus as for a television deghosting system
BE905760A (fr) * 1986-11-16 1987-05-18 Electronique Et Telecomm Bell Compensateur d'echo reglable.
US4987569A (en) * 1989-04-05 1991-01-22 Codex Corporation Fast training echo canceller
CN1232048C (zh) * 1994-05-06 2005-12-14 株式会社Ntt都科摩 回波消除器
EP0708536B8 (en) * 1994-05-07 2006-09-13 Ntt Mobile Communications Network Inc. Echo canceler and its learning method
JP3097586B2 (ja) * 1997-03-06 2000-10-10 日本電気株式会社 信号検出器
US6317419B1 (en) * 1998-06-10 2001-11-13 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for training an echo canceler in a PCM modem context
US6934387B1 (en) 1999-12-17 2005-08-23 Marvell International Ltd. Method and apparatus for digital near-end echo/near-end crosstalk cancellation with adaptive correlation
US7006458B1 (en) 2000-08-16 2006-02-28 3Com Corporation Echo canceller disabler for modulated data signals
DE102004025576B4 (de) * 2004-05-25 2006-03-30 Infineon Technologies Ag Sende-und Empfangsanordnung mit einer Regelung zur Störsignalunterdrückung

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4047013A (en) * 1975-07-09 1977-09-06 International Business Machines Corporation Method and apparatus for fast determination of initial transversal equalizer coefficient values
US4074086A (en) * 1976-09-07 1978-02-14 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Joint adaptive echo canceller and equalizer for two-wire full-duplex data transmission
FR2460075B1 (fr) * 1979-06-22 1988-12-09 Cit Alcatel Annuleur d'echo adaptatif pour transmission de donnees en duplex
US4430743A (en) * 1980-11-17 1984-02-07 Nippon Electric Co., Ltd. Fast start-up system for transversal equalizers
US4377793A (en) * 1981-01-13 1983-03-22 Communications Satellite Corporation Digital adaptive finite impulse response filter with large number of coefficients
US4464545A (en) * 1981-07-13 1984-08-07 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Echo canceller
US4449231A (en) * 1981-09-25 1984-05-15 Northern Telecom Limited Test signal generator for simulated speech
US4481622A (en) * 1982-04-01 1984-11-06 Anderson Jacobson, Inc. High speed dial-up telephone circuit full duplex data transmission techniques
FR2528643A1 (fr) * 1982-06-14 1983-12-16 Trt Telecom Radio Electr Procede destine a reduire le temps de convergence d'un annuleur d'echo et dispositif utilise pour mettre en oeuvre ce procede

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Publication number Publication date
AU562585B2 (en) 1987-06-11
FR2541837A1 (fr) 1984-08-31
US4571720A (en) 1986-02-18
JPS59163924A (ja) 1984-09-17
EP0117596B1 (fr) 1988-09-07
FR2541837B1 (ja) 1985-04-19
CA1211526A (en) 1986-09-16
EP0117596A1 (fr) 1984-09-05
DE3473979D1 (en) 1988-10-13
AU2488684A (en) 1984-08-30

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