JPH07236294A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回転子溝高調波成分を利用した誘導電動機回
転速度のセンサレス検出を精度良く行うこと。 【構成】 インバータ主回路４は、比較器２７からのＰ
ＷＭ信号によって駆動回路１０を介してスイッチング動
作され、その出力により誘導電動機５を駆動する。上記
ＰＷＭ信号のキャリア周波数（三角波発生器２８の出力
周波数）は、誘導電動機５の回転子溝高調波の周波数よ
り高い値に設定される。すべり周波数検出手段１７は、
誘導電動機５の各相入力電圧から基本周波数成分及び３
次高調波成分を除去する加算器１９と、回転子溝高調波
の３次高調波成分及びキャリア周波数成分を減衰させる
フィルタ２０′とを備えており、これらを通じてすべり
周波数成分のみを取り出す。このように取り出した信号
は、Ｆ／Ｖ変換器２１により、周波数成分信号ＦSLIPに
変換されて誘導電動機５の速度フィードバック制御に供
される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機を可変速駆
動するためのインバータ装置、特には誘導電動機の回転
速度の検出を回転子溝高調波を利用して行うようにした
インバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３には、従来のインバータ装置（電流
形インバータ）の回路構成例が示されている。図３にお
いて、コンバータ回路１は、商用の三相交流電源２の出
力をサイリスタ、ＧＴＯ、ＩＧＢＴなどのようなスイッ
チング素子により位相制御しながら整流した直流出力を
平滑リアクトル３を介してインバータ主回路４に与える
ようになっている。このインバータ主回路４は、基本的
には、ＩＧＢＴのような半導体スイッチング素子を三相
ブリッジ接続すると共に、各スイッチング素子と逆並列
状態でフライホイールダイオードを接続した構成となっ
ており、入力電力をスイッチングして交流電力に変換
し、その変換出力により三相のかご形誘導電動機５を駆
動するようになっている。

【０００３】誘導電動機５の速度を指令するための速度
指令設定器６は、例えば可変抵抗器より成るもので、誘
導電動機５の速度に対応した直流電圧信号を発生する。
この電圧信号は、ランプ関数発生回路７において所定の
変化時定数により直線的に増加或いは減少する電圧信号
より成る速度基準信号ＳREF に変換される。尚、このラ
ンプ関数発生回路７は、指令速度の急激な変化により誘
導電動機５に過電流が流れる事態を防止するために設け
られるものである。

【０００４】速度フィードバック回路８は、上記速度基
準信号ＳREF と後述する速度フィードバック信号ＳFBと
の差信号を受けて、誘導電動機５のすべり周波数分を補
正した周波数基準信号ＦREF を当該誘導電動機５の速度
を指令する信号として出力する。信号生成回路９は、上
記周波数基準信号ＦREF に基づいてスイッチング制御信
号ＳSCを発生するものであり、駆動回路１０は、上記ス
イッチング制御信号ＳSCを増幅した信号にて前記インバ
ータ主回路４内のスイッチング素子をスイッチングさ
せ、そのインバータ主回路４から交流電圧を発生させ
る。尚、駆動回路１０とインバータ主回路４との間は、
ホトカプラなどを利用して電気的に絶縁される。

【０００５】前記速度フィードバック回路８からの周波
数基準信号ＦREF は、Ｖ／ｆ比制御回路１１にも入力さ
れるようになっており、このＶ／ｆ比制御回路１１は、
入力された周波数基準信号ＦREF と所定の比関係にある
電圧基準信号ＶREF を出力する。

【０００６】電圧フィードバック回路１２は、上記電圧
基準信号ＶREF と、インバータ主回路４の出力電圧を検
出する電圧検出回路１３からの電圧検出信号ＶFBとの差
信号を受けるようになっており、電圧基準信号ＶREF に
より示される電圧指令値と電圧検出信号ＶFBにより示さ
れるインバータ主回路４の実際の出力電圧値との差に応
じた誤差信号を演算し、その誤差信号をコンバータ回路
１用の電流基準信号ＩREF として電流制御回路１４に与
える。

【０００７】電流検出回路１５は、コンバータ回路１に
対する入力電流を変流器などより成る電流検出器１５
Ｒ、１５Ｔにより検出し、その検出値に応じた電流検出
信号ＩFBを前記電流制御回路１４に与える。

【０００８】電流制御回路１４は、上記のように入力さ
れる電流基準信号ＩREF と電流検出信号ＩFBとの差に基
づいた演算により位相制御信号ＳFCを発生するものであ
り、駆動回路１６は、上記位相制御信号ＳFCを増幅した
信号にてコンバータ回路１内のサイリスタの位相制御を
行い、そのコンバータ回路１から電流基準信号ＩREFに
応じた値の直流電流を出力させる。尚、駆動回路１６と
コンバータ回路１との間も、ホトカプラなどを利用して
電気的に絶縁される。

【０００９】一方、すべり周波数検出手段１７は、誘導
電動機５の回転子溝高調波を利用して当該電動機５のす
べり周波数を検出するためのもので、これは以下のよう
な構成となっている。誘導電動機５の各相入力電圧を検
出する相電圧検出器１８は、当該誘導電動機５と電気的
に絶縁した状態で設けられており、これによる検出電圧
は、加算器１９にて加算されて、基本周波数成分及び３
次高調波成分が除去される。この場合、上記相電圧検出
器１８の出力には、必要とする回転子溝高調波に含まれ
るすべり周波数成分以外に、その回転子溝高調波成分に
含まれる基本周波数の３倍の成分、インバータ主回路４
のスイッチング動作に関係したキャリア周波数の成分が
含まれているので、加算器１９からの出力をフィルタ回
路２０を通じて出力することによって、誘導電動機５の
回転速度に応じたすべり周波数成分のみが取り出され
る。

【００１０】このように取り出された信号は、Ｆ／Ｖ変
換器２１により、その周波数に応じた電圧レベルのすべ
り周波数成分信号ＦSLIPに変換されるものであり、斯様
な周波数成分信号ＦSLIPと前記速度フィードバック回路
８からの周波数基準信号ＦREF との差信号が、前記速度
フィードバック信号ＳFBとして当該速度フィードバック
回路８に与えられる。

【００１１】以下においては、回転子溝高調波からすべ
り周波数を検出できる原理について説明する。即ち、一
般的なかご形誘導電動機においては、回転子鉄心に二次
導体（かご形導体）を納めるための溝があるため、固定
子側から見たエアギャップの磁束は溝の数に応じた変調
を受ける。これに起因して生じる溝高調波は、固定子起
磁力に含まれる高調波成分のうちで最も次数が低い成分
に対応するものであり、その影響は相電圧に出現する。
図３に示したような電流形インバータで誘導電動機５を
駆動する場合、その固定子相電圧には、電源電圧及び磁
束飽和に起因した３次高調波電圧と前述した回転子溝高
周波成分が含まれることになる。

【００１２】ここで、誘導電動機５の固定子入力周波数
をｆ、２極機換算時の回転子周波数をｆｒ、１極対当た
りの回転子の溝数をＮｒとすると、回転子溝周波数成分
ｆｈは、次式（１）で与えられる。

【数１】ｆｈ＝Ｎｒ×ｆｒ±ｆ ……（１） ここで、図３の構成では、加算器１９において誘導電動
機５の各相入力電圧の和を取ることによって基本周波数
成分及び３次高調波成分を除去するようにしているの
で、上記１極対当たりの回転子の溝数をＮｒは、３の倍
数以外の整数値とする必要があり、従って、Ｎｒは次式
（２）で表わされる。

【数２】 また、すべり周波数をｆｓとした場合、２極機換算時の
回転子周波数ｆｒは次式（３）で表わされる。

【数３】ｆｒ＝ｆ−ｆｓ ……（３） （２）、（３）式を（１）式に代入すると、

【数４】 となるものであり、溝高調波成分によって、基本波の３
次高調波成分とすべり周波数成分とが検出されることに
なる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述したように図３の
ような回路構成によれば、誘導電動機５の回転子溝高調
波を利用してすべり周波数成分のみを取り出し、これに
基づいて得たすべり周波数成分信号ＦSLIPを、電動機５
の回転速度を示す信号として電流形インバータによる閉
ループ速度制御に供することができるが、電流形インバ
ータ装置にあっては電流応答性に劣るという事情があ
る。このような事情に対処するためには、上記のような
すべり周波数成分を利用した速度制御を、電流制御タイ
プの電圧形インバータに適用すれば良い。

【００１４】しかしながら、電圧形インバータにおいて
電流制御を行う場合、一般的にはインバータ主回路をＰ
ＷＭ制御することが行われているため、誘導電動機の相
電圧中にＰＷＭ信号に含まれるキャリア周波数成分に対
応した多くの高調波成分が出現するという事情がある。
このため、回転子溝高調波成分を示す検出信号のＳ／Ｎ
比が悪化することになり、また、回転子溝高調波成分を
示す検出信号そのものも比較的低レベルの信号であるた
め、結果的に誘導電動機の回転速度検出の精度が低下す
るという問題点があった。

【００１５】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、回転子溝高調波成分を利用した誘導
電動機回転速度のセンサレス検出を精度良く行い得るよ
うになるインバータ装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、直流出力をＰＷＭ信号に基づいてスイッチ
ングした可変電圧・可変周波数の交流出力により誘導電
動機を駆動するインバータ主回路と、前記誘導電動機の
電源端子電圧に基づいて当該誘導電動機の回転子溝高調
波に含まれるすべり周波数成分を回転速度信号として抽
出するすべり周波数検出手段とを備えたインバータ装置
において、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を前記誘導
電動機の回転子溝高調波の周波数より高い値に設定する
と共に、前記すべり周波数検出手段内に前記キャリア周
波数帯域の信号を減衰させる減衰手段を設けたものであ
る（請求項２）。

【００１７】この場合、前記すべり周波数検出手段内に
誘導電動機の電源端子電圧を検出するために設けられる
入力電圧検出手段と、前記インバータ主回路の出力電圧
をフィードバック制御するために設けられる出力電圧検
出手段とを兼用させることもできる（請求項２）。

【００１８】また、前記すべり周波数検出手段による検
出出力を、誘導電動機の回転速度フィードバック制御に
供する構成とすることもできる（請求項３）。

【００１９】さらに、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数
を時間の経過に応じて変化させるための周波数遷移手段
を設けることもでき（請求項４）、周波数遷移手段を、
乱数を用いてＰＷＭ信号のキャリア周波数を変化させる
構成とすることもできる。

【００２０】

【作用】請求項１のインバータ装置では、ＰＷＭ信号に
基づいてスイッチング動作するインバータ主回路からの
可変電圧・可変周波数の交流出力により誘導電動機が可
変速駆動される。この場合、誘導電動機の電源端子電圧
により示される回転子溝高調波には、その誘導電動機の
すべり周波数成分の他に、前記ＰＷＭ信号のキャリア周
波数成分が含まれるが、上記キャリア周波数成分に対応
した周波数帯域の信号は、すべり周波数検出手段内の減
衰手段により減衰されることになる。この結果、すべり
周波数成分を示す検出信号のＳ／Ｎ比が向上するように
なり、すべり周波数成分の検出精度、ひいては誘導電動
機の回転速度のセンサレス検出精度が向上するようにな
る。

【００２１】請求項２のインバータ装置では、すべり周
波数検出手段内に必要な入力電圧検出手段と、インバー
タ主回路の出力電圧をフィードバック制御するために設
けられる出力電圧検出手段とが兼用されるから、回路構
成の簡単化を図り得るようになる。

【００２２】請求項３のインバータ装置では、すべり周
波数検出手段による検出出力が誘導電動機の回転速度フ
ィードバック制御に供されるから、その回転速度制御を
センサレス方式にて精度良く行い得るようになる。

【００２３】請求項４のインバータ装置では、周波数遷
移手段によって、インバータ装置のスイッチング動作状
態を決定付けるＰＷＭ信号のキャリア周波数が時間の経
過に応じて変化されるから、誘導電動機の電源端子電圧
に含まれる回転子溝高調波成分の割合が増えるようにな
る。この結果、回転子溝高調波成分を示す検出信号のレ
ベルが上がるようになり、検出精度の一層の向上を図り
得るようになる。

【００２４】請求項５のインバータ装置では、上記のよ
うなキャリア周波数の時間の経過に応じた変化が乱数を
用いて行われるから、ＰＷＭ信号にランダムな歪みが発
生するようになって、回転子溝高調波成分を示す検出信
号のレベルがさらに向上するようになる。

【００２５】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１、図２
を参照しながら説明する。但し、本実施例においては、
図３に示した従来構成と同一の構成部分が存在するか
ら、それらの構成部分については同一符号を付すことに
よって詳細な説明を省略している。即ち、本実施例によ
るインバータ装置は、電流制御タイプの電圧形インバー
タとして構成されたもので、これに伴い、ダイオードを
利用した全波整流回路２２及び平滑コンデンサ２３を、
図３におけるコンバータ回路１及び平滑リアクトル３に
代わる交直変換手段として設けている。

【００２６】正弦波基準発生回路２４は、速度フィード
バック回路８からの周波数基準信号ＦREF と電圧フィー
ドバック回路からの電流基準信号ＩREF を受けるように
なっており、周波数基準信号ＦREF により示される周波
数と電流基準信号ＩREF に比例した振幅を持った正弦波
信号を作成して誤差演算器２５に与える。電流検出回路
２６は、インバータ主回路４の出力電流を変流器などよ
り成る電流検出器２６Ｕ、２６Ｗにより検出し、その検
出信号を前記誤差演算器２５に与える。

【００２７】誤差演算器２５は、正弦波基準発生回路２
４からの正弦波信号と、電流検出回路２６からの実電流
波形（誘導電動機５に供給されている電流波形）との比
較演算によって正弦波状の電圧指令信号ＶC を発生する
ものであり、その電圧指令信号ＶC は制御電圧信号とし
て比較器２７に与えられる。

【００２８】この比較器２７は、上記電圧指令信号ＶC
と、三角波発生器２８からキャリア信号として出力され
る三角波信号との大小を比較することによって正弦波Ｐ
ＷＭ信号を作成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路１０に与
えることによってインバータ主回路４内のスイッチング
素子をパルス幅変調方式でスイッチングさせる。

【００２９】この場合、上記三角波発生器２８において
は、その出力である三角波信号の周波数、つまりキャリ
ア周波数を、誘導電動機５の回転子溝高調波の周波数よ
り高い値に設定しており、これに伴い、すべり周波数検
出手段１７内のフィルタ回路２０′（本発明でいう減衰
手段に相当）として、上記キャリア周波数帯域を減衰さ
せる機能を持ったローパスフィルタ（すべり周波数帯域
のみを通過させるバンドパスフィルタなどでも可）を使
用している。

【００３０】また、三角波発生器２８に付随して設けら
れた乱数発生器２９（本発明でいう周波数遷移手段に相
当）は、ホワイトノイズのようなランダムな高調波電圧
を比較器２７に印加するために、前記キャリア周波数を
乱数に基づいて時間の経過と共に変化させる構成となっ
ており、これにより前記ＰＷＭ信号にランダムな歪みを
発生させて回転子溝高調波成分の割合を増やすようにし
ている。

【００３１】従って、上記した本実施例によれば、すべ
り周波数検出手段１７に与えられる誘導電動機５の電源
端子電圧に含まれるキャリア周波数成分の周波数が、そ
の回転子溝周波数に比して高くなるから、このキャリア
周波数成分及び回転子溝高調波の３次高調波成分をフィ
ルタ２０′により簡単に除去できるようになる。このた
め、すべり周波数成分を示す検出信号（Ｆ／Ｖ変換器２
１からのすべり周波数成分信号ＦSLIP）のＳ／Ｎ比が向
上するようになり、その検出精度、ひいては誘導電動機
の回転速度のセンサレス検出精度が向上するようにな
り、誘導電動機５のセンサレス方式による回転速度フィ
ードバック制御の信頼性を高め得るようになる。しか
も、電流制御タイプの電圧形インバータとして構成され
ているから、電流応答性の向上を実現できるようにな
る。

【００３２】また、三角波発生回路２７によるキャリア
周波数が時間の経過に応じて変化されるから、誘導電動
機５の電源端子電圧に含まれる回転子溝高調波成分の割
合が増えて回転子溝高調波成分を示す検出信号のレベル
が上がるようになり、しかも、上記のようなキャリア周
波数の時間の経過に応じた変化が乱数を用いて行われる
から、ＰＷＭ信号にランダムな歪みが発生するようにな
って、回転子溝高調波成分を示す検出信号のレベルがさ
らに向上するようになり、検出精度をさらに高くするす
ることができる。尚、図２には、すべり周波数に対する
すべり周波数検出手段１７による出力特性の一例を示し
た。

【００３３】尚、上記実施例では、キャリア周波数の近
傍で高調波成分が出てくるだけであるから、誘導電動機
５の出力トルクに悪影響が及ぶ虞は全くないものであ
る。また、図１に示した回路構成において、電圧検出回
路１３は本発明でいう出力電圧検出手段に相当し、ま
た、すべり周波数検出手段１７内の相電圧検出器１８は
本発明でいう入力電圧検出手段に相当するものである
が、これらを一つの電圧検出手段により兼用する構成と
しても良いものであり、このような構成を採用した場合
には回路構成の簡単化を実現できるようになる。

【００３４】さらに、上記実施例における電圧検出回路
１３の電圧検出機能を、速度フィード制御バック系にお
ける電圧指令値（Ｖ／ｆ比制御回路１１からの電圧基準
信号ＶREF ）、或いは比較器２７からのＰＷＭ信号をフ
ィルタを通した信号を利用して得る構成としても良い。
特に、この場合には、インバータ主回路４内のスイッチ
ング素子のスイッチング遅れ時間、所謂デッドタイムを
補償する回路を設ける構成とすれば、その検出精度が向
上するようになる。

【００３５】その他、本発明は上記した実施例のみに限
定されるものではなく、次のような変形または拡張が可
能である。回転速度フィードバック制御機能を備えた電
圧形インバータ装置に限らず、ベクトル制御形のインバ
ータにも適用可能であり、また、すべり周波数検出手段
１７により検出したすべり周波数は、単に誘導電動機５
の実速度の表示のみに利用しても良いものである。イン
バータ主回路４を構成するスイッチング素子は、ＩＧＢ
Ｔに限らず、パワートランジスタ（或いはジャイアント
トランジスタ）、パワーＦＥＴ、ＧＴＯなどでも良い。
ＰＷＭ信号を三角波信号と正弦波状の制御電圧信号との
比較により形成しているが、ＲＯＭなどに予め記憶した
関数データを組み合わせることによりＰＷＭ信号を形成
する構成としても良い。

【００３６】

【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、請
求項１記載の発明によれば、インバータ主回路により駆
動される誘導電動機の回転子溝高調波に含まれるすべり
周波数成分を回転速度信号として抽出するすべり周波数
検出手段を備えたインバータ装置において、上記インバ
ータ主回路のスイッチング動作に供されるＰＷＭ信号キ
ャリア周波数を前記誘導電動機の回転子溝高調波の周波
数より高い値に設定すると共に、前記すべり周波数検出
手段内に前記キャリア周波数帯域の周波数帯域の信号を
減衰させる減衰手段を設ける構成としたから、回転子溝
高調波成分を利用した誘導電動機回転速度のセンサレス
検出を精度良く行い得るようになるという有益な効果を
奏するものである。

【００３７】請求項２記載の発明によれば、前記すべり
周波数検出手段内に誘導電動機の電源端子電圧を検出す
るために設けられる入力電圧検出手段と、前記インバー
タ主回路の出力電圧をフィードバック制御するために設
けられる出力電圧検出手段とを兼用させる構成としたか
ら、回路構成の簡単化を実現できるようになる。

【００３８】請求項３記載の発明によれば、すべり周波
数検出手段による検出出力を誘導電動機の回転速度フィ
ードバック制御に供する構成としたから、その回転速度
制御をセンサレス方式にて精度良く行い得るようにな
る。

【００３９】請求項４記載の発明によれば、前記ＰＷＭ
信号のキャリア周波数を時間の経過に応じて変化させる
構成としたから、回転子溝高調波成分を示す検出信号の
レベルが上がるようになって、検出精度の一層の向上を
図り得るようになる。

【００４０】請求項５の発明によれば、乱数を用いて上
記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を変化させる構成とする
ことによりそのＰＷＭ信号にランダムな歪みが発生する
ように構成したから、回転子溝高調波成分を示す検出信
号のレベルをさらに向上させ得るようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図

【図２】すべり周波数検出手段による出力特性の一例を
示す図

【図３】従来例を示す回路構成図

【符号の説明】

図面中、４はインバータ主回路、５は誘導電動機、１０
は駆動回路、１３は電圧検出回路（出力電圧検出手
段）、１７はすべり周波数検出手段、１８は相電圧検出
器（入力電圧検出手段）、１９は加算器、２０′はフィ
ルタ回路（減衰手段）、２４は正弦波基準発生回路、２
７は比較器、２８は三角波発生器、２９は乱数発生器
（周波数遷移手段）を示す。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流出力をＰＷＭ信号に基づいてスイッ
   チングした可変電圧・可変周波数の交流出力により誘導
   電動機を駆動するインバータ主回路と、 前記誘導電動機の電源端子電圧に基づいて当該誘導電動
   機の回転子溝高調波に含まれるすべり周波数成分を回転
   速度信号として抽出するすべり周波数検出手段とを備え
   たインバータ装置において、 前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を前記誘導電動機の回
   転子溝高調波の周波数より高い値に設定すると共に、前
   記すべり周波数検出手段内に前記キャリア周波数帯域の
   信号を減衰させる減衰手段を設けたことを特徴とするイ
   ンバータ装置。
2. 【請求項２】 前記すべり周波数検出手段内に誘導電動
   機の電源端子電圧を検出するために設けられる入力電圧
   検出手段と、前記インバータ主回路の出力電圧をフィー
   ドバック制御するために設けられる出力電圧検出手段と
   を兼用させたことを特徴とする請求項１記載のインバー
   タ装置。
3. 【請求項３】 前記すべり周波数検出手段による検出出
   力を、誘導電動機の回転速度フィードバック制御に供す
   る構成としたことを特徴とする請求項１記載のインバー
   タ装置。
4. 【請求項４】 前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を時間
   の経過に応じて変化させるための周波数遷移手段を備え
   たことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 前記周波数遷移手段は、乱数を用いてＰ
   ＷＭ信号のキャリア周波数を変化させる構成となってい
   ることを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。