JPH0724368B2 - 反転防止装置 - Google Patents
反転防止装置Info
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- JPH0724368B2 JPH0724368B2 JP6451988A JP6451988A JPH0724368B2 JP H0724368 B2 JPH0724368 B2 JP H0724368B2 JP 6451988 A JP6451988 A JP 6451988A JP 6451988 A JP6451988 A JP 6451988A JP H0724368 B2 JPH0724368 B2 JP H0724368B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、狭帯域FM信号における反転現象を防止する
反転防止装置に関するものである。
反転防止装置に関するものである。
第６図は、たとえば、特開昭62−219372号公報に示され
た従来の反転防止装置のブロック図であり、図におい
て、601は再生されたFM信号の入力端子、602は入力FM信
号の搬送波成分を通し、下側帯波成分を大きく減衰させ
るHPF（High Pass Filter）、603は入力信号の振幅差を
なくし一定振幅の正弦波状の出力信号を得るリミッタ、
604は位相を補正する位相補正器、605は入力FM信号の搬
送波成分を十分減衰させるLPF（Low Pass Filter）、60
6は位相補正器604とLPF605との出力を合成する合成器、
607は後段に続くFM復調器がAM成分により復調出力にひ
ずみを生じることのないように振幅を一定にするリミッ
タ、608はFM信号の出力端子である。
た従来の反転防止装置のブロック図であり、図におい
て、601は再生されたFM信号の入力端子、602は入力FM信
号の搬送波成分を通し、下側帯波成分を大きく減衰させ
るHPF（High Pass Filter）、603は入力信号の振幅差を
なくし一定振幅の正弦波状の出力信号を得るリミッタ、
604は位相を補正する位相補正器、605は入力FM信号の搬
送波成分を十分減衰させるLPF（Low Pass Filter）、60
6は位相補正器604とLPF605との出力を合成する合成器、
607は後段に続くFM復調器がAM成分により復調出力にひ
ずみを生じることのないように振幅を一定にするリミッ
タ、608はFM信号の出力端子である。
以上のように構成された従来の反転防止装置において、
入力FM信号の搬送波成分が小さく反転を生じ易い部分で
は、搬送波成分がリミッタ603により所定の振幅になる
まで増幅される（但しS/Nは劣化する）ので、合成器606
の出力には搬送波成分のみが増幅されて反転しにくいFM
信号が得られる。入力FM信号の搬送波成分が大きく反転
を生じない部分では搬送波成分はリミッタ603によりほ
とんど増幅されることなく（従ってS/Nは劣化しない）
所定の振幅となるので合成器606には入力のFM信号にほ
ぼ等しいFM信号が得られる。従って常に反転を生じない
FM信号が出力されるものである。
入力FM信号の搬送波成分が小さく反転を生じ易い部分で
は、搬送波成分がリミッタ603により所定の振幅になる
まで増幅される（但しS/Nは劣化する）ので、合成器606
の出力には搬送波成分のみが増幅されて反転しにくいFM
信号が得られる。入力FM信号の搬送波成分が大きく反転
を生じない部分では搬送波成分はリミッタ603によりほ
とんど増幅されることなく（従ってS/Nは劣化しない）
所定の振幅となるので合成器606には入力のFM信号にほ
ぼ等しいFM信号が得られる。従って常に反転を生じない
FM信号が出力されるものである。
ところで、ディジタル技術により信号処理を行うこと
は、回路の小形化，無調整化，高精度化等のメリットが
あり、反転防止装置においても従来のアナログ部分をデ
ィジタル回路により実現する方法を検討する必要があ
る。第７図は同じく特開昭62−219372号公報に示された
前記反転防止装置をそのままディジタル処理回路で実現
するためのブロック図である。
は、回路の小形化，無調整化，高精度化等のメリットが
あり、反転防止装置においても従来のアナログ部分をデ
ィジタル回路により実現する方法を検討する必要があ
る。第７図は同じく特開昭62−219372号公報に示された
前記反転防止装置をそのままディジタル処理回路で実現
するためのブロック図である。
この装置は標本化，量子化されたFM信号であるディジタ
ルFM信号を入出力信号としている。第７図において、70
1はディジタルFM信号の入力端子、702はHPF、703はHPF7
02の出力振幅を一定値とするリミッタ、704はHPF702の
出力信号の振幅である振幅信号を得る振幅検出器、705
はHPF704の出力信号を振幅検出器704からの振幅信号で
除算して一定振幅の搬送波成分を得る除算器、706はLP
F、707はリミッタ703の出力すなわち除算器705の出力と
LPF706の出力とを合成する合成器、708はディジタルFM
信号の出力端子である。HPF702,LPF706は容易に直線位
相特性とできるので位相補正器は不要であり、第６図の
リミッタ607は反転防止とは直接関係のない回路である
ので省略している。
ルFM信号を入出力信号としている。第７図において、70
1はディジタルFM信号の入力端子、702はHPF、703はHPF7
02の出力振幅を一定値とするリミッタ、704はHPF702の
出力信号の振幅である振幅信号を得る振幅検出器、705
はHPF704の出力信号を振幅検出器704からの振幅信号で
除算して一定振幅の搬送波成分を得る除算器、706はLP
F、707はリミッタ703の出力すなわち除算器705の出力と
LPF706の出力とを合成する合成器、708はディジタルFM
信号の出力端子である。HPF702,LPF706は容易に直線位
相特性とできるので位相補正器は不要であり、第６図の
リミッタ607は反転防止とは直接関係のない回路である
ので省略している。
以上のように構成された従来のディジタル反転防止装置
における基本動作は、第６図の場合と同じであるのでそ
の説明は省略する。
における基本動作は、第６図の場合と同じであるのでそ
の説明は省略する。
しかしながら上記のような構成では、乗算器に比べて回
路規模の大きな除算器が必要である。しかもLPF706の出
力信号は振幅の小さな側帯波成分であるのに対し、HPF7
02の出力信号は振幅の大きな搬送波成分であるためその
データ語長を大きくする必要がある。従って除算器705,
振幅検出器704の回路規模がより大きくなり、ディジタ
ル反転防止装置の実現が困難となるという問題点を有し
ていた。
路規模の大きな除算器が必要である。しかもLPF706の出
力信号は振幅の小さな側帯波成分であるのに対し、HPF7
02の出力信号は振幅の大きな搬送波成分であるためその
データ語長を大きくする必要がある。従って除算器705,
振幅検出器704の回路規模がより大きくなり、ディジタ
ル反転防止装置の実現が困難となるという問題点を有し
ていた。
本発明はかかる点に鑑み、回路規模が小さく、コスト的
にも安価で実現容易な反転防止装置を提供することを目
的とする。
にも安価で実現容易な反転防止装置を提供することを目
的とする。
この発明に係る反転防止装置は、量子化されたディジタ
ルFM信号を入力としその絶対値が第１の所定値以下であ
るか否かを判別する第１の判別器と、上記ディジタルFM
信号を入力とし上下両側帯波または下側帯波を抑圧する
側帯波抑圧フィルタと、上記ディジタルFM信号と上記側
帯波抑圧フィルタの出力を入力として両者の差を出力す
る減算器と、この減算器の出力の絶対値が第２の所定値
以上であるか否かを判別する第２の判別器と、上記第１
の判別器と第２の判別器の出力結果に応じて上記ディジ
タルFM信号かまたは上記側帯波抑圧フィルタの出力のい
ずれかを選択して出力する選択器とを設けたものであ
る。
ルFM信号を入力としその絶対値が第１の所定値以下であ
るか否かを判別する第１の判別器と、上記ディジタルFM
信号を入力とし上下両側帯波または下側帯波を抑圧する
側帯波抑圧フィルタと、上記ディジタルFM信号と上記側
帯波抑圧フィルタの出力を入力として両者の差を出力す
る減算器と、この減算器の出力の絶対値が第２の所定値
以上であるか否かを判別する第２の判別器と、上記第１
の判別器と第２の判別器の出力結果に応じて上記ディジ
タルFM信号かまたは上記側帯波抑圧フィルタの出力のい
ずれかを選択して出力する選択器とを設けたものであ
る。
本発明においては、第１の判別器によりディジタルFM信
号の絶対値が第１の所定値以下であるか否かを判別し、
減算器により上記ディジタルFM信号とこれを側帯波抑圧
フィルタに通した出力との差をとり、第２の判別器によ
りこの差の絶対値が第２の所定値以上であるか否かを判
別し、第1,第２の判別器の出力結果に応じて入力ディジ
タルFM信号か側帯波抑圧フィルタの出力のいずれかを選
択して出力することにより、上側帯波と下側帯波がアン
バランスなFM信号に対して、搬送波成分の振幅が大きく
反転を生じない部分ではそのままディジタルFM信号とし
て出力するが、判別器において搬送波成分の振幅が小さ
く反転を生じると判別された部分では相対的に搬送波成
分を大きくしたことに相当する側帯波抑圧フィルタに通
したディジタルFM信号を出力することができ、反転を生
じないディジタルFM信号が得られる。
号の絶対値が第１の所定値以下であるか否かを判別し、
減算器により上記ディジタルFM信号とこれを側帯波抑圧
フィルタに通した出力との差をとり、第２の判別器によ
りこの差の絶対値が第２の所定値以上であるか否かを判
別し、第1,第２の判別器の出力結果に応じて入力ディジ
タルFM信号か側帯波抑圧フィルタの出力のいずれかを選
択して出力することにより、上側帯波と下側帯波がアン
バランスなFM信号に対して、搬送波成分の振幅が大きく
反転を生じない部分ではそのままディジタルFM信号とし
て出力するが、判別器において搬送波成分の振幅が小さ
く反転を生じると判別された部分では相対的に搬送波成
分を大きくしたことに相当する側帯波抑圧フィルタに通
したディジタルFM信号を出力することができ、反転を生
じないディジタルFM信号が得られる。
（実施例） 第１図は、本発明の一実施例による反転防止装置のブロ
ック図を示すものである。第１図において、１はディジ
タルFM信号の入力端子、３はディジタルFM信号の上下両
側帯波または下側帯波を抑圧する側帯波抑圧フィルタ、
２は側帯波抑圧フィルタ３より出力される信号の遅延時
間と同じだけディジタル信号を遅延させる遅延補正器で
あり、遅延補正器２と側帯波抑圧フィルタ３の出力は同
一時刻に量子化された信号とみなすことができる。４は
遅延補正器２の出力と側帯波抑圧フィルタ３の出力との
差を出力する減算器、５は遅延補正器２より出力される
ディジタルFM信号の絶対値が所定値Ｄ以下なら１、そう
でなければ０を出力する判別器、６は減算器４の出力の
絶対値がα以上なら１、そうでなければ０を出力する判
別器、７は判別器5,6の出力を入力とするANDゲート、８
はANDゲート７の出力が０のときは遅延補正器２の出力
を選択し、１のときは側帯波抑圧フィルタ３の出力を選
択して出力する選択器、９はディジタルFM信号の出力端
子である。
ック図を示すものである。第１図において、１はディジ
タルFM信号の入力端子、３はディジタルFM信号の上下両
側帯波または下側帯波を抑圧する側帯波抑圧フィルタ、
２は側帯波抑圧フィルタ３より出力される信号の遅延時
間と同じだけディジタル信号を遅延させる遅延補正器で
あり、遅延補正器２と側帯波抑圧フィルタ３の出力は同
一時刻に量子化された信号とみなすことができる。４は
遅延補正器２の出力と側帯波抑圧フィルタ３の出力との
差を出力する減算器、５は遅延補正器２より出力される
ディジタルFM信号の絶対値が所定値Ｄ以下なら１、そう
でなければ０を出力する判別器、６は減算器４の出力の
絶対値がα以上なら１、そうでなければ０を出力する判
別器、７は判別器5,6の出力を入力とするANDゲート、８
はANDゲート７の出力が０のときは遅延補正器２の出力
を選択し、１のときは側帯波抑圧フィルタ３の出力を選
択して出力する選択器、９はディジタルFM信号の出力端
子である。
次に、本実施例による反転防止装置の動作について述べ
る。今、遅延補正器２の出力をｘ（ｈ），側帯波抑圧フ
ィルタ３の出力をxF（ｈ）とした時、あらかじめD,αな
る値を判別器5,6において設定しておき、 |x（ｈ）｜≦Ｄかつ|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧α … の時にのみ側帯波抑圧フィルタ３の出力を選択して出力
し、それ以外の場合には遅延補正器２の出力を選択して
出力するようになっている。今、ｘ（ｈ）が第４図の実
線で示した波形を量子化したものであるとすると、ｘ
（ｎ）で示した付近では、FM信号のゼロレベルとの交点
が消失しており、このまま復調したのでは、反転現象を
生じる。またｘ（ｈ）を上下両側帯波を抑圧するバンド
パスフィルタもしくは下側帯波を抑圧するハイパスフィ
ルタに通した出力が、第４図の破線で示した波形であ
る。ｘ（ｎ）に対応するxF（ｎ）付近では、ゼロレベル
との交点が復活しており復調しても反転現象を生じない
波形となっている。しかし、S/Nのよい下側帯波が抑圧
されているため、復調すると、反転現象を生じないがS/
Nの悪い復調出力となってしまう。
る。今、遅延補正器２の出力をｘ（ｈ），側帯波抑圧フ
ィルタ３の出力をxF（ｈ）とした時、あらかじめD,αな
る値を判別器5,6において設定しておき、 |x（ｈ）｜≦Ｄかつ|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧α … の時にのみ側帯波抑圧フィルタ３の出力を選択して出力
し、それ以外の場合には遅延補正器２の出力を選択して
出力するようになっている。今、ｘ（ｈ）が第４図の実
線で示した波形を量子化したものであるとすると、ｘ
（ｎ）で示した付近では、FM信号のゼロレベルとの交点
が消失しており、このまま復調したのでは、反転現象を
生じる。またｘ（ｈ）を上下両側帯波を抑圧するバンド
パスフィルタもしくは下側帯波を抑圧するハイパスフィ
ルタに通した出力が、第４図の破線で示した波形であ
る。ｘ（ｎ）に対応するxF（ｎ）付近では、ゼロレベル
との交点が復活しており復調しても反転現象を生じない
波形となっている。しかし、S/Nのよい下側帯波が抑圧
されているため、復調すると、反転現象を生じないがS/
Nの悪い復調出力となってしまう。
そこで、通常は第４図の実線の波形を用いるが、ｘ
（ｎ）の付近のゼロレベルとの交点が消失している部分
だけをxF（ｎ）の付近の破線の波形を用いるようにす
る。つまり、第５図に示したFM信号（量子化された信号
をなめらかに実線でつないだ図となっている）により復
調することにすれば、極端にS/Nを悪くすることなく、
しかもゼロレベルとの交点が復活しているため反転現象
を生じない復調波形を得られることになる。それを実現
するために条件を用いる。つまりまず、ゼロレベルと
の交点が消失していると判断される部分は、交点はない
が、かなりゼロレベル近くに達していることに着目す
る。そこで、ゼロレベルに比較的近い値±Ｄという値を
設定しておき、|x（ｈ）｜≦Ｄを満たすゼロレベル近く
の値であることをゼロレベルとの交点消失のまず第１の
条件とする。次に、ｘ（ｈ）を側帯波抑圧フィルタに通
したxF（ｈ）は、搬送波成分が強調され側帯波成分が抑
圧されるために、FM波の振幅変動が少なくなり、第４図
の破線で示したように振幅がそろうようになる。このた
め、ゼロレベルとの交点が消失したｘ（ｎ）付近の振幅
はもともと小さいため、対応するxF（ｎ）との差つまり
|x（ｎ）−xF（ｎ）｜は比較的大きな値となることがわ
かっている。そこで、|x（ｈ）−xF（ｈ）｜を観測して
おき、所定値α以上となることをゼロレベルとの交点消
失の第２の条件とする。以上により、第１の条件を満た
しかつ第２の条件を満たした場合には、そこでゼロレベ
ルとの交点が消失したと判断してxF（ｈ）を選択して出
力するようにする。
（ｎ）の付近のゼロレベルとの交点が消失している部分
だけをxF（ｎ）の付近の破線の波形を用いるようにす
る。つまり、第５図に示したFM信号（量子化された信号
をなめらかに実線でつないだ図となっている）により復
調することにすれば、極端にS/Nを悪くすることなく、
しかもゼロレベルとの交点が復活しているため反転現象
を生じない復調波形を得られることになる。それを実現
するために条件を用いる。つまりまず、ゼロレベルと
の交点が消失していると判断される部分は、交点はない
が、かなりゼロレベル近くに達していることに着目す
る。そこで、ゼロレベルに比較的近い値±Ｄという値を
設定しておき、|x（ｈ）｜≦Ｄを満たすゼロレベル近く
の値であることをゼロレベルとの交点消失のまず第１の
条件とする。次に、ｘ（ｈ）を側帯波抑圧フィルタに通
したxF（ｈ）は、搬送波成分が強調され側帯波成分が抑
圧されるために、FM波の振幅変動が少なくなり、第４図
の破線で示したように振幅がそろうようになる。このた
め、ゼロレベルとの交点が消失したｘ（ｎ）付近の振幅
はもともと小さいため、対応するxF（ｎ）との差つまり
|x（ｎ）−xF（ｎ）｜は比較的大きな値となることがわ
かっている。そこで、|x（ｈ）−xF（ｈ）｜を観測して
おき、所定値α以上となることをゼロレベルとの交点消
失の第２の条件とする。以上により、第１の条件を満た
しかつ第２の条件を満たした場合には、そこでゼロレベ
ルとの交点が消失したと判断してxF（ｈ）を選択して出
力するようにする。
第１図において、入力端子１に入力された量子化された
FM信号は側帯波抑圧フィルタ３に入力される。また、上
記FM信号は遅延補正器２にも入力され、ここで側帯波抑
圧フィルタ３の出力xF（ｈ）と遅延時間をあわせて出力
される（ｘ（ｈ））。つまり、ｘ（ｈ）,xF（ｈ）は同
一時刻に量子化された信号とみなすことができる。そこ
で、ｘ（ｈ）はまず判別器５に入力されて|x（ｈ）｜≦
Ｄであるか否かを判別され、判別器５は|x（ｈ）｜≦Ｄ
であるなら１を、そうでないなら０を出力してANDゲー
ト７の一方の入力に入力する。また、ｘ（ｈ）とx
F（ｈ）とは減算器４に入力され、減算器４の出力は判
別器６に入力されて|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧αであるか
否かを判別され、判別器６は|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧α
であるなら１を、そうでないなら０を出力してANDゲー
ト７のもう一方の入力に入力する。ANDゲート７は両入
力とも１の場合のみ１を選択器８に出力して、その場合
選択器８は側帯波抑制フィルタ３の出力xF（ｈ）を選択
して出力端子９に出力する。また、ANDゲート７の出力
が０の場合、選択器８は遅延補正器２の出力ｘ（ｈ）を
選択して出力端子９に出力する。以上の動作により、|x
（ｈ）≦Ｄかつ|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧αならばx
F（ｈ）を、そうでないならばｘ（ｈ）を出力するとい
う操作を実現したことになる。
FM信号は側帯波抑圧フィルタ３に入力される。また、上
記FM信号は遅延補正器２にも入力され、ここで側帯波抑
圧フィルタ３の出力xF（ｈ）と遅延時間をあわせて出力
される（ｘ（ｈ））。つまり、ｘ（ｈ）,xF（ｈ）は同
一時刻に量子化された信号とみなすことができる。そこ
で、ｘ（ｈ）はまず判別器５に入力されて|x（ｈ）｜≦
Ｄであるか否かを判別され、判別器５は|x（ｈ）｜≦Ｄ
であるなら１を、そうでないなら０を出力してANDゲー
ト７の一方の入力に入力する。また、ｘ（ｈ）とx
F（ｈ）とは減算器４に入力され、減算器４の出力は判
別器６に入力されて|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧αであるか
否かを判別され、判別器６は|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧α
であるなら１を、そうでないなら０を出力してANDゲー
ト７のもう一方の入力に入力する。ANDゲート７は両入
力とも１の場合のみ１を選択器８に出力して、その場合
選択器８は側帯波抑制フィルタ３の出力xF（ｈ）を選択
して出力端子９に出力する。また、ANDゲート７の出力
が０の場合、選択器８は遅延補正器２の出力ｘ（ｈ）を
選択して出力端子９に出力する。以上の動作により、|x
（ｈ）≦Ｄかつ|x（ｈ）−xF（ｈ）｜≧αならばx
F（ｈ）を、そうでないならばｘ（ｈ）を出力するとい
う操作を実現したことになる。
また、判別器５はたとえば第２図の構成により実現でき
る。まず、ｘ（ｈ）を絶対値演算器10に入力して|x
（ｈ）｜を出力する。|x（ｈ）｜とROM12に保持されて
いる値Ｄとを減算器11に入力して（|x（ｈ）｜−Ｄ）を
演算してその結果の符号ピットを出力とする。つまり、
負なら1,正なら０を出力することにより判別器５が実現
できる。同様に、判別器６はたとえば第３図のように
（ｘ（ｈ）−xF（ｈ）を絶対値演算器13に入力して|x
（ｈ）−xF（ｈ）｜を出力する。|x（ｈ）−xF（ｈ）｜
とROM15に保持されている値αとを減算器14に入力して
（α−|x（ｈ）−xF（ｈ）｜）を演算してその結果の符
号ビットを出力とする。つまり、負なら1,正なら０を出
力することにより実現できる。
る。まず、ｘ（ｈ）を絶対値演算器10に入力して|x
（ｈ）｜を出力する。|x（ｈ）｜とROM12に保持されて
いる値Ｄとを減算器11に入力して（|x（ｈ）｜−Ｄ）を
演算してその結果の符号ピットを出力とする。つまり、
負なら1,正なら０を出力することにより判別器５が実現
できる。同様に、判別器６はたとえば第３図のように
（ｘ（ｈ）−xF（ｈ）を絶対値演算器13に入力して|x
（ｈ）−xF（ｈ）｜を出力する。|x（ｈ）−xF（ｈ）｜
とROM15に保持されている値αとを減算器14に入力して
（α−|x（ｈ）−xF（ｈ）｜）を演算してその結果の符
号ビットを出力とする。つまり、負なら1,正なら０を出
力することにより実現できる。
なお、Ｄおよびαの値はVTR方式等によって決まってい
るFM波の周波数アロケーションや、FM伝送系の伝送特性
および側帯波抑圧フィルタの周波数特性などにより決定
されるべき値である。
るFM波の周波数アロケーションや、FM伝送系の伝送特性
および側帯波抑圧フィルタの周波数特性などにより決定
されるべき値である。
また、上記実施例ではデータ保持のためにROM12,15を用
いたが、これはROである必要はなく、他のディジタルメ
モリでもよいし、スイッチによりデータを保持するよう
にしてもかまわない。
いたが、これはROである必要はなく、他のディジタルメ
モリでもよいし、スイッチによりデータを保持するよう
にしてもかまわない。
以上のようにこの発明によれば、ディジタルFM信号の絶
対値が第１の所定値以下であるか否かを判別する第１の
判別器と、上記ディジタルFM信号を入力とし上下両側帯
波または下側帯波を抑圧する側帯波抑圧フィルタと、上
記ディジタルFM信号と上記側帯波抑圧フィルタの出力を
入力として両者の差を出力する減算器と、この減算器の
出力の絶対値が第２の所定値以上であるか否かを判別す
る第２の判別器と、上記第1,第２の判別器の出力結果に
応じて上記ディジタルFM信号かまたは上記側帯波抑圧フ
ィルタの出力のいずれかを選択して出力する選択器とを
設けたので、除算器を用いることなく反転を生じないデ
ィジタルFM信号を得ることができ、回路規模が小さくし
かも安価な反転防止装置を得ることができる。
対値が第１の所定値以下であるか否かを判別する第１の
判別器と、上記ディジタルFM信号を入力とし上下両側帯
波または下側帯波を抑圧する側帯波抑圧フィルタと、上
記ディジタルFM信号と上記側帯波抑圧フィルタの出力を
入力として両者の差を出力する減算器と、この減算器の
出力の絶対値が第２の所定値以上であるか否かを判別す
る第２の判別器と、上記第1,第２の判別器の出力結果に
応じて上記ディジタルFM信号かまたは上記側帯波抑圧フ
ィルタの出力のいずれかを選択して出力する選択器とを
設けたので、除算器を用いることなく反転を生じないデ
ィジタルFM信号を得ることができ、回路規模が小さくし
かも安価な反転防止装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例による反転防止装置を示すブ
ロック図、第２図，第３図はそれぞれその判別器の一例
を示すブロック図、第４図，第５図は本発明の一実施例
による反転防止装置の動作を説明するためのFM波の波形
図、第６図は従来の反転防止装置を示すブロック図、第
７図は第６図の装置の主要部をディジタル処理化した反
転防止装置を示すブロック図である。 ２……遅延補正器、３……側帯波抑圧フィルタ、４……
減算器、5,6……判別器、７……ANDゲート、８……選択
器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
ロック図、第２図，第３図はそれぞれその判別器の一例
を示すブロック図、第４図，第５図は本発明の一実施例
による反転防止装置の動作を説明するためのFM波の波形
図、第６図は従来の反転防止装置を示すブロック図、第
７図は第６図の装置の主要部をディジタル処理化した反
転防止装置を示すブロック図である。 ２……遅延補正器、３……側帯波抑圧フィルタ、４……
減算器、5,6……判別器、７……ANDゲート、８……選択
器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】量子化されたディジタルFM信号を入力と
し、該信号の絶対値が第１の所定値以下であるか否かを
判別する第１の判別器と、 上記ディジタルFM信号を入力とし、上下両側帯波または
下側帯波を抑圧する側帯波抑圧フィルタと、 上記ディジタルFM信号と上記側帯波抑圧フィルタの出力
とを入力として両者の差を出力する減算器と、 上記減算器の出力の絶対値が第２の所定値以上であるか
否かを判別する第２の判別器と、 上記第１の判別器と第２の判別器の出力結果に応じて、
上記ディジタルFM信号かまたは上記側帯波抑圧フィルタ
の出力のいずれかを選択して出力する選択器とを備えた
ことを特徴とする反転防止装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6451988A JPH0724368B2 (ja) | 1988-03-16 | 1988-03-16 | 反転防止装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6451988A JPH0724368B2 (ja) | 1988-03-16 | 1988-03-16 | 反転防止装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01236707A JPH01236707A (ja) | 1989-09-21 |
| JPH0724368B2 true JPH0724368B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=13260544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6451988A Expired - Fee Related JPH0724368B2 (ja) | 1988-03-16 | 1988-03-16 | 反転防止装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0724368B2 (ja) |
-
1988
- 1988-03-16 JP JP6451988A patent/JPH0724368B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01236707A (ja) | 1989-09-21 |
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Legal Events
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