JPH07245874A - スイッチング電源の過電流保護回路 - Google Patents
スイッチング電源の過電流保護回路Info
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- JPH07245874A JPH07245874A JP3820194A JP3820194A JPH07245874A JP H07245874 A JPH07245874 A JP H07245874A JP 3820194 A JP3820194 A JP 3820194A JP 3820194 A JP3820194 A JP 3820194A JP H07245874 A JPH07245874 A JP H07245874A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- -1 resistor C13 Substances 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 いわゆるパルスバイパルス過電流検出保護を
可能にすると共に、過電流検出時刻から一次側電流遮断
時刻までの時間を比較的短い時間にする。 【構成】 一次側電流Ｉｄが所定値より大きくなった時
にＰＮＰトランジスタＱ１３とＮＰＮトランジスタＱ１
２とを組合せたサイリスタ回路がクローズ状態となり、
一次側スイッチングトランジスタＱ１をオンさせるドラ
イブ信号をカットし、一次側スイッチングトランジスタ
Ｑ１をオフする。サイリスタ回路は、一次側スイッチン
グトランジスタＱ１をオンさせるドライブ信号により自
己保持し、クローズ状態を維持する。ドライブ信号が一
次側スイッチングトランジスタＱ１をオフする状態にな
ると、サイリスタ回路はオープン状態に復帰する。 【効果】 ラッチ機能を持たせてハンチング現象を防止
し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰させるパルスバ
イパルス過電流検出保護が可能となる。過電流検出時刻
から一次側電流遮断時刻までの時間を短縮することが出
来る。
可能にすると共に、過電流検出時刻から一次側電流遮断
時刻までの時間を比較的短い時間にする。 【構成】 一次側電流Ｉｄが所定値より大きくなった時
にＰＮＰトランジスタＱ１３とＮＰＮトランジスタＱ１
２とを組合せたサイリスタ回路がクローズ状態となり、
一次側スイッチングトランジスタＱ１をオンさせるドラ
イブ信号をカットし、一次側スイッチングトランジスタ
Ｑ１をオフする。サイリスタ回路は、一次側スイッチン
グトランジスタＱ１をオンさせるドライブ信号により自
己保持し、クローズ状態を維持する。ドライブ信号が一
次側スイッチングトランジスタＱ１をオフする状態にな
ると、サイリスタ回路はオープン状態に復帰する。 【効果】 ラッチ機能を持たせてハンチング現象を防止
し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰させるパルスバ
イパルス過電流検出保護が可能となる。過電流検出時刻
から一次側電流遮断時刻までの時間を短縮することが出
来る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、スイッチング電源の
過電流保護回路に関し、さらに詳しくは、スイッチング
電源の一次側電流が所定の値より大きくなった時に瞬時
に一次側スイッチング素子をオフするスイッチング電源
の過電流保護回路に関する。
過電流保護回路に関し、さらに詳しくは、スイッチング
電源の一次側電流が所定の値より大きくなった時に瞬時
に一次側スイッチング素子をオフするスイッチング電源
の過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来のスイッチング電源の過電
流保護回路の一例を示す回路図である。スイッチング電
源は、ＰＷＭ信号をオア回路ＯＲおよびノット回路ＮＴ
を介してＮＰＮトランジスタＱ２のベースに加え、ま
た、ＰＷＭ信号をオア回路ＯＲを介してＮＰＮトランジ
スタＱ３のベースに加え、これらＮＰＮトランジスタＱ
２，Ｑ３を相補的にオン・オフしてゲート信号を作り、
そのゲート信号により一次側スイッチングトランジスタ
Ｑ１をオン・オフして変圧器Ｔの一次側電流Ｉｄを断続
的に流し、変圧器Ｔの２次側に所望の電圧を誘起させて
いる。スイッチング電源の過電流保護回路３００は、一
次側電流Ｉｄを検出する抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２，抵抗Ｒ
３，コンデンサＣ１で構成されるローパスフィルタと、
検出した一次側電流Ｉｄが所定の上限レベルを越えたか
否かを判定するコンパレータＣＭと、コンパレータＣＭ
の出力を保持するフリップフロップ回路ＦＦとから構成
されている。
流保護回路の一例を示す回路図である。スイッチング電
源は、ＰＷＭ信号をオア回路ＯＲおよびノット回路ＮＴ
を介してＮＰＮトランジスタＱ２のベースに加え、ま
た、ＰＷＭ信号をオア回路ＯＲを介してＮＰＮトランジ
スタＱ３のベースに加え、これらＮＰＮトランジスタＱ
２，Ｑ３を相補的にオン・オフしてゲート信号を作り、
そのゲート信号により一次側スイッチングトランジスタ
Ｑ１をオン・オフして変圧器Ｔの一次側電流Ｉｄを断続
的に流し、変圧器Ｔの２次側に所望の電圧を誘起させて
いる。スイッチング電源の過電流保護回路３００は、一
次側電流Ｉｄを検出する抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２，抵抗Ｒ
３，コンデンサＣ１で構成されるローパスフィルタと、
検出した一次側電流Ｉｄが所定の上限レベルを越えたか
否かを判定するコンパレータＣＭと、コンパレータＣＭ
の出力を保持するフリップフロップ回路ＦＦとから構成
されている。
【０００３】なお、オア回路ＯＲ，ノット回路ＮＴ，Ｎ
ＰＮトランジスタＱ２，ＮＰＮトランジスタＱ３，コン
パレータＣＭおよびフリップフロップ回路ＦＦは、１つ
のスイッチング制御用集積回路ＩＣに内蔵されている。
ＰＮトランジスタＱ２，ＮＰＮトランジスタＱ３，コン
パレータＣＭおよびフリップフロップ回路ＦＦは、１つ
のスイッチング制御用集積回路ＩＣに内蔵されている。
【０００４】図４は、上記過電流保護回路３００の動作
を説明する波形図である。オア回路ＯＲには、フリップ
フロップ回路ＦＦの出力Ｑと，ＰＷＭ信号と，過電圧保
護信号が入力されている。時刻ｔ１より前は、一次側電
流Ｉｄが上限レベル以下なので、後述するようにフリッ
プフロップ回路ＦＦの出力Ｑは“Ｌ”である。また、過
電圧保護信号は、この発明に直接関係しないため、
“Ｌ”であるとする。このとき、ＰＷＭ信号の“Ｈ”
“Ｌ”がそのままオア回路ＯＲの出力となる。そこで、
ＰＷＭ信号が実質的にそのままゲート信号になる。ゲー
ト信号の“Ｌ”の期間は、一次側スイッチングトランジ
スタＱ１はオフであり、一次側電流Ｉｄは“０”であ
る。ゲート信号の“Ｈ”の期間は一次側スイッチングト
ランジスタＱ１はオンであり、一次側電流Ｉｄが流れ
る。この一次側電流Ｉｄは、上限レベル以下であるか
ら、コンパレータＣＭからフリップフロップ回路ＦＦの
ＳＥＴ（セット）端子に“Ｌ”が入力される。一方、フ
リップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ（リセット）端子に
は、ＰＷＭ信号が入力され、そのＰＷＭ信号の“Ｈ”に
よりフリップフロップ回路ＦＦはリセットされ、上述の
ようにフリップフロップ回路ＦＦの出力Ｑは“Ｌ”であ
る。
を説明する波形図である。オア回路ＯＲには、フリップ
フロップ回路ＦＦの出力Ｑと，ＰＷＭ信号と，過電圧保
護信号が入力されている。時刻ｔ１より前は、一次側電
流Ｉｄが上限レベル以下なので、後述するようにフリッ
プフロップ回路ＦＦの出力Ｑは“Ｌ”である。また、過
電圧保護信号は、この発明に直接関係しないため、
“Ｌ”であるとする。このとき、ＰＷＭ信号の“Ｈ”
“Ｌ”がそのままオア回路ＯＲの出力となる。そこで、
ＰＷＭ信号が実質的にそのままゲート信号になる。ゲー
ト信号の“Ｌ”の期間は、一次側スイッチングトランジ
スタＱ１はオフであり、一次側電流Ｉｄは“０”であ
る。ゲート信号の“Ｈ”の期間は一次側スイッチングト
ランジスタＱ１はオンであり、一次側電流Ｉｄが流れ
る。この一次側電流Ｉｄは、上限レベル以下であるか
ら、コンパレータＣＭからフリップフロップ回路ＦＦの
ＳＥＴ（セット）端子に“Ｌ”が入力される。一方、フ
リップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ（リセット）端子に
は、ＰＷＭ信号が入力され、そのＰＷＭ信号の“Ｈ”に
よりフリップフロップ回路ＦＦはリセットされ、上述の
ようにフリップフロップ回路ＦＦの出力Ｑは“Ｌ”であ
る。
【０００５】時刻ｔ１になると、一次側電流Ｉｄが上限
レベルを越える。すると、コンパレータＣＭからフリッ
プフロップ回路ＦＦのＳＥＴ端子に“Ｈ”が入力され
る。一方、フリップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ端子に
は、ＰＷＭ信号の“Ｌ”が入力されている。そこで、フ
リップフロップ回路ＦＦはセットされ、出力Ｑが“Ｈ”
になる。すると、オア回路ＯＲの出力は“Ｈ”となり、
ゲート信号は“Ｌ”となる。そこで、時刻ｔ３に、一次
側スイッチングトランジスタＱ１はオフになり、一次側
電流Ｉｄは“０”になる。すなわち、一次側電流Ｉｄが
遮断され、過電流保護が働いたことになる。
レベルを越える。すると、コンパレータＣＭからフリッ
プフロップ回路ＦＦのＳＥＴ端子に“Ｈ”が入力され
る。一方、フリップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ端子に
は、ＰＷＭ信号の“Ｌ”が入力されている。そこで、フ
リップフロップ回路ＦＦはセットされ、出力Ｑが“Ｈ”
になる。すると、オア回路ＯＲの出力は“Ｈ”となり、
ゲート信号は“Ｌ”となる。そこで、時刻ｔ３に、一次
側スイッチングトランジスタＱ１はオフになり、一次側
電流Ｉｄは“０”になる。すなわち、一次側電流Ｉｄが
遮断され、過電流保護が働いたことになる。
【０００６】一次側電流Ｉｄが“０”になると、コンパ
レータＣＭからフリップフロップ回路ＦＦのＳＥＴ端子
に“Ｌ”が入力されるが、ＰＷＭ信号が“Ｌ”の間はフ
リップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ端子に“Ｌ”が入力さ
れており、フリップフロップ回路ＦＦの出力Ｑは“Ｈ”
のままである。従って、一次側電流Ｉｄは遮断されたま
まとなる。
レータＣＭからフリップフロップ回路ＦＦのＳＥＴ端子
に“Ｌ”が入力されるが、ＰＷＭ信号が“Ｌ”の間はフ
リップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ端子に“Ｌ”が入力さ
れており、フリップフロップ回路ＦＦの出力Ｑは“Ｈ”
のままである。従って、一次側電流Ｉｄは遮断されたま
まとなる。
【０００７】時刻ｔ４になり、ＰＷＭ信号が“Ｈ”にな
ると、フリップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ端子に“Ｈ”
が入力され、フリップフロップ回路ＦＦの出力Ｑは
“Ｌ”に戻る。従って、通常の状態に復帰する。
ると、フリップフロップ回路ＦＦのＲＳＴ端子に“Ｈ”
が入力され、フリップフロップ回路ＦＦの出力Ｑは
“Ｌ”に戻る。従って、通常の状態に復帰する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のスイッチン
グ電源の過電流保護回路３００では、ラッチ機能を持た
せてハンチング現象を防止し且つ動作周波数毎に通常の
状態に復帰させる所謂パルスバイパルス過電流検出保護
が可能である。しかし、抵抗Ｒ２，抵抗Ｒ３，コンデン
サＣ１で構成されるローパスフィルタでの遅れ時間と、
コンパレータでの遅れ時間と、フリップフロップ回路Ｆ
Ｆでの遅れ時間と、オア回路ＯＲおよびノット回路ＮＴ
での遅れ時間と、ＮＰＮトランジスタＱ２およびＮＰＮ
トランジスタＱ３での遅れ時間とが全て直列に加わるた
めに、過電流検出時刻ｔ１から１次側電流遮断時刻ｔ３
までの時間が比較的長い時間（数１００ｎｓ）になる問
題点がある。そこで、この発明の目的は、上記パルスバ
イパルス過電流検出保護が可能であると共に、過電流検
出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較的短い
時間（数１０ｎｓ）にすることが出来るスイッチング電
源の過電流保護回路を提供することにある。
グ電源の過電流保護回路３００では、ラッチ機能を持た
せてハンチング現象を防止し且つ動作周波数毎に通常の
状態に復帰させる所謂パルスバイパルス過電流検出保護
が可能である。しかし、抵抗Ｒ２，抵抗Ｒ３，コンデン
サＣ１で構成されるローパスフィルタでの遅れ時間と、
コンパレータでの遅れ時間と、フリップフロップ回路Ｆ
Ｆでの遅れ時間と、オア回路ＯＲおよびノット回路ＮＴ
での遅れ時間と、ＮＰＮトランジスタＱ２およびＮＰＮ
トランジスタＱ３での遅れ時間とが全て直列に加わるた
めに、過電流検出時刻ｔ１から１次側電流遮断時刻ｔ３
までの時間が比較的長い時間（数１００ｎｓ）になる問
題点がある。そこで、この発明の目的は、上記パルスバ
イパルス過電流検出保護が可能であると共に、過電流検
出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較的短い
時間（数１０ｎｓ）にすることが出来るスイッチング電
源の過電流保護回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明のスイッチング
電源の過電流保護回路は、スイッチング電源の一次側電
流を検出する一次側電流検出手段と、検出した一次側電
流が所定の値より大きくなったときに一次側スイッチン
グ素子を強制的にオフにして一次側電流を遮断する一次
側電流遮断手段とを具備してなるスイッチング電源の過
電流保護回路であって、前記一次側電流遮断手段として
ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタとを組み合わ
せたサイリスタ回路を用い、そのサイリスタ回路は、前
記変流器の出力電流が所定の値より大きくなったときに
クローズ状態となり、前記一次側スイッチング素子をオ
ンさせるドライブ信号をカットして一次側スイッチング
素子をオフさせ、且つ、前記ドライブ信号によりクロー
ズ状態を自己保持し、前記一次側スイッチング素子をオ
フさせるドライブ信号によりオープン状態に戻ることを
構成上の特徴とするものである。
電源の過電流保護回路は、スイッチング電源の一次側電
流を検出する一次側電流検出手段と、検出した一次側電
流が所定の値より大きくなったときに一次側スイッチン
グ素子を強制的にオフにして一次側電流を遮断する一次
側電流遮断手段とを具備してなるスイッチング電源の過
電流保護回路であって、前記一次側電流遮断手段として
ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタとを組み合わ
せたサイリスタ回路を用い、そのサイリスタ回路は、前
記変流器の出力電流が所定の値より大きくなったときに
クローズ状態となり、前記一次側スイッチング素子をオ
ンさせるドライブ信号をカットして一次側スイッチング
素子をオフさせ、且つ、前記ドライブ信号によりクロー
ズ状態を自己保持し、前記一次側スイッチング素子をオ
フさせるドライブ信号によりオープン状態に戻ることを
構成上の特徴とするものである。
【００１０】
【作用】この発明のスイッチング電源の過電流保護回路
では、一次側電流が所定の値より大きくなったことを検
出すると、ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタと
を組み合わせたサイリスタ回路がクローズ状態となる。
そして、一次側スイッチング素子をオンさせるドライブ
電流またはドライブ電圧をカットする。この結果、一次
側スイッチング素子がオフになり、一次側電流を遮断す
る。また、前記サイリスタ回路は、前記ドライブ電流ま
たはドライブ電圧によりクローズ状態を自己保持し、一
次側電流の遮断状態を維持する。前記ドライブ電流また
はドライブ電圧が、一次側スイッチング素子をオフさせ
る状態になると、前記サイリスタ回路は、オープン状態
に戻る。すなわち、元の状態に復帰する。
では、一次側電流が所定の値より大きくなったことを検
出すると、ＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタと
を組み合わせたサイリスタ回路がクローズ状態となる。
そして、一次側スイッチング素子をオンさせるドライブ
電流またはドライブ電圧をカットする。この結果、一次
側スイッチング素子がオフになり、一次側電流を遮断す
る。また、前記サイリスタ回路は、前記ドライブ電流ま
たはドライブ電圧によりクローズ状態を自己保持し、一
次側電流の遮断状態を維持する。前記ドライブ電流また
はドライブ電圧が、一次側スイッチング素子をオフさせ
る状態になると、前記サイリスタ回路は、オープン状態
に戻る。すなわち、元の状態に復帰する。
【００１１】このように、ラッチ機能を持たせてハンチ
ング現象を防止し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰
させるパルスバイパルス過電流検出保護が可能である。
また、サイリスタ回路のクローズ状態で直接的に一次側
スイッチング素子をオフさせるので、遅れ時間の要素が
少なくなり、過電流検出時刻から一次側電流遮断時刻ま
での時間を比較的短い時間にすることが出来る。
ング現象を防止し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰
させるパルスバイパルス過電流検出保護が可能である。
また、サイリスタ回路のクローズ状態で直接的に一次側
スイッチング素子をオフさせるので、遅れ時間の要素が
少なくなり、過電流検出時刻から一次側電流遮断時刻ま
での時間を比較的短い時間にすることが出来る。
【００１２】
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明をさら
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図１は、この発明のスイッチング電
源の過電流保護回路の一実施例の回路図である。スイッ
チング電源は、ＰＷＭ信号によりＮＰＮトランジスタＱ
１４およびＰＮＰトランジスタＱ１５を相補的にオン・
オフしてドライブ信号を作り、ダイオードＤ１３および
抵抗１４の並列回路を介して前記ドライブ信号を一次側
スイッチングトランジスタＱ１のゲートに加え、一次側
スイッチングトランジスタＱ１をオン・オフして変圧器
Ｔの一次側電流Ｉｄを断続的に流し、変圧器Ｔの２次側
に所望の電圧を誘起させている。スイッチング電源の過
電流保護回路１００は、一次側電流Ｉｄを検出する変流
器ＣＴと、整流用ダイオードＤ１１と、抵抗Ｒ１１と、
一次側電流Ｉｄの上限レベルを規定するツェナーダイオ
ードＤｚと、ＰＮＰトランジスタＱ１３とＮＰＮトラン
ジスタＱ１２とバイアス回路（コンデンサＣ１２，抵抗
Ｃ１３，コンデンサＣ１１，抵抗Ｃ１２）とを組み合わ
せたサイリスタ回路と、前記並列回路（ダイオードＤ１
３および抵抗１４の並列回路）とから構成されている。
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図１は、この発明のスイッチング電
源の過電流保護回路の一実施例の回路図である。スイッ
チング電源は、ＰＷＭ信号によりＮＰＮトランジスタＱ
１４およびＰＮＰトランジスタＱ１５を相補的にオン・
オフしてドライブ信号を作り、ダイオードＤ１３および
抵抗１４の並列回路を介して前記ドライブ信号を一次側
スイッチングトランジスタＱ１のゲートに加え、一次側
スイッチングトランジスタＱ１をオン・オフして変圧器
Ｔの一次側電流Ｉｄを断続的に流し、変圧器Ｔの２次側
に所望の電圧を誘起させている。スイッチング電源の過
電流保護回路１００は、一次側電流Ｉｄを検出する変流
器ＣＴと、整流用ダイオードＤ１１と、抵抗Ｒ１１と、
一次側電流Ｉｄの上限レベルを規定するツェナーダイオ
ードＤｚと、ＰＮＰトランジスタＱ１３とＮＰＮトラン
ジスタＱ１２とバイアス回路（コンデンサＣ１２，抵抗
Ｃ１３，コンデンサＣ１１，抵抗Ｃ１２）とを組み合わ
せたサイリスタ回路と、前記並列回路（ダイオードＤ１
３および抵抗１４の並列回路）とから構成されている。
【００１３】なお、ＮＰＮトランジスタＱ１４およびＰ
ＮＰトランジスタＱ１５は、１つのスイッチング制御用
集積回路ＩＣに内蔵されている。
ＮＰトランジスタＱ１５は、１つのスイッチング制御用
集積回路ＩＣに内蔵されている。
【００１４】図２は、上記過電流保護回路１００の動作
を説明する波形図である。ドライブ信号は、ＰＷＭ信号
の“Ｈ”“Ｌ”がそのまま出力されている。時刻ｔ１よ
り前は、一次側電流Ｉｄが上限レベル以下なので、後述
するようにＰＮＰトランジスタＱ１３とＮＰＮトランジ
スタＱ１２は共にオフであり、サイリスタ回路はオープ
ン状態である。そこで、ドライブ信号がそのままゲート
信号になる。ゲート信号の“Ｌ”の期間は、一次側スイ
ッチングトランジスタＱ１はオフであり、一次側電流Ｉ
ｄは“０”である。ゲート信号の“Ｈ”の期間は一次側
スイッチングトランジスタＱ１はオンであり、一次側電
流Ｉｄが流れる。この一次側電流Ｉｄは、上限レベル以
下であるから、変流器ＣＴから整流用ダイオードＤ１１
を通じて抵抗Ｒ１１に流れる電流は小さく、抵抗Ｒ１１
の両端電圧は、ツェナーダイオードＤｚのツェナー電圧
とＮＰＮトランジスタＱ１２のベース−エミッタ間電圧
の和より低い。従って、ツェナーダイオードＤｚはオフ
であり、過電流検出ベース電流は“０”であり、上述の
ようにＮＰＮトランジスタＱ１２はオフであり、また、
ＰＮＰトランジスタＱ１３もオフである。
を説明する波形図である。ドライブ信号は、ＰＷＭ信号
の“Ｈ”“Ｌ”がそのまま出力されている。時刻ｔ１よ
り前は、一次側電流Ｉｄが上限レベル以下なので、後述
するようにＰＮＰトランジスタＱ１３とＮＰＮトランジ
スタＱ１２は共にオフであり、サイリスタ回路はオープ
ン状態である。そこで、ドライブ信号がそのままゲート
信号になる。ゲート信号の“Ｌ”の期間は、一次側スイ
ッチングトランジスタＱ１はオフであり、一次側電流Ｉ
ｄは“０”である。ゲート信号の“Ｈ”の期間は一次側
スイッチングトランジスタＱ１はオンであり、一次側電
流Ｉｄが流れる。この一次側電流Ｉｄは、上限レベル以
下であるから、変流器ＣＴから整流用ダイオードＤ１１
を通じて抵抗Ｒ１１に流れる電流は小さく、抵抗Ｒ１１
の両端電圧は、ツェナーダイオードＤｚのツェナー電圧
とＮＰＮトランジスタＱ１２のベース−エミッタ間電圧
の和より低い。従って、ツェナーダイオードＤｚはオフ
であり、過電流検出ベース電流は“０”であり、上述の
ようにＮＰＮトランジスタＱ１２はオフであり、また、
ＰＮＰトランジスタＱ１３もオフである。
【００１５】時刻ｔ１になると、一次側電流Ｉｄが上限
レベルを越える。すると、変流器ＣＴから整流用ダイオ
ードＤ１１を通じて抵抗Ｒ１１に流れる電流が大きくな
り、抵抗Ｒ１１の両端電圧は、ツェナーダイオードＤｚ
のツェナー電圧とＮＰＮトランジスタＱ１２のベース−
エミッタ間電圧の和より高くなる。従って、ツェナーダ
イオードＤｚがオンになり、過電流検出ベース電流が流
れ、ＮＰＮトランジスタＱ１２がオンになる。この結
果、ＰＮＰトランジスタＱ１３もオンになり、サイリス
タ回路はクローズ状態になる。すると、ドライブ信号は
“Ｈ”でも、ゲート信号は“Ｌ”になり、時刻ｔ２に、
一次側スイッチングトランジスタＱ１はオフになり、一
次側電流Ｉｄは“０”になる。すなわち、一次側電流Ｉ
ｄが遮断され、過電流保護が働いたことになる。
レベルを越える。すると、変流器ＣＴから整流用ダイオ
ードＤ１１を通じて抵抗Ｒ１１に流れる電流が大きくな
り、抵抗Ｒ１１の両端電圧は、ツェナーダイオードＤｚ
のツェナー電圧とＮＰＮトランジスタＱ１２のベース−
エミッタ間電圧の和より高くなる。従って、ツェナーダ
イオードＤｚがオンになり、過電流検出ベース電流が流
れ、ＮＰＮトランジスタＱ１２がオンになる。この結
果、ＰＮＰトランジスタＱ１３もオンになり、サイリス
タ回路はクローズ状態になる。すると、ドライブ信号は
“Ｈ”でも、ゲート信号は“Ｌ”になり、時刻ｔ２に、
一次側スイッチングトランジスタＱ１はオフになり、一
次側電流Ｉｄは“０”になる。すなわち、一次側電流Ｉ
ｄが遮断され、過電流保護が働いたことになる。
【００１６】一次側電流Ｉｄが“０”になると、変流器
ＣＴから整流用ダイオードＤ１１を通じて抵抗Ｒ１１に
流れる電流は小さくなり、抵抗Ｒ１１の両端電圧は、ツ
ェナーダイオードＤｚのツェナー電圧とＮＰＮトランジ
スタＱ１２のベース−エミッタ間電圧の和より低くな
る。従って、ツェナーダイオードＤｚはオフになり、過
電流検出ベース電流は“０”になる。しかし、ＰＮＰト
ランジスタＱ１３およびＮＰＮトランジスタＱ１２が相
互にベース電流を供給しあうので、ドライブ信号が
“Ｈ”の間はＰＮＰトランジスタＱ１３およびＮＰＮト
ランジスタＱ１２は共にオンであり、サイリスタ回路は
クローズ状態を自己保持する。なお、抵抗Ｒ１４は、サ
イリスタ回路がクローズ状態になった時に流れる電流を
制限する働きをする。
ＣＴから整流用ダイオードＤ１１を通じて抵抗Ｒ１１に
流れる電流は小さくなり、抵抗Ｒ１１の両端電圧は、ツ
ェナーダイオードＤｚのツェナー電圧とＮＰＮトランジ
スタＱ１２のベース−エミッタ間電圧の和より低くな
る。従って、ツェナーダイオードＤｚはオフになり、過
電流検出ベース電流は“０”になる。しかし、ＰＮＰト
ランジスタＱ１３およびＮＰＮトランジスタＱ１２が相
互にベース電流を供給しあうので、ドライブ信号が
“Ｈ”の間はＰＮＰトランジスタＱ１３およびＮＰＮト
ランジスタＱ１２は共にオンであり、サイリスタ回路は
クローズ状態を自己保持する。なお、抵抗Ｒ１４は、サ
イリスタ回路がクローズ状態になった時に流れる電流を
制限する働きをする。
【００１７】時刻ｔ４になり、ドライブ信号が“Ｌ”に
なると、ＰＮＰトランジスタＱ１３およびＮＰＮトラン
ジスタＱ１２にベース電流が供給されなくなるので、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１３およびＮＰＮトランジスタＱ１
２は共にオフになり、サイリスタ回路はオープン状態に
戻る。すなわち、通常の状態に復帰する。なお、ダイオ
ードＤ１２，Ｄ１３は、サイリスタ回路がオープン状態
に戻るのを高速化する働きをする。
なると、ＰＮＰトランジスタＱ１３およびＮＰＮトラン
ジスタＱ１２にベース電流が供給されなくなるので、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１３およびＮＰＮトランジスタＱ１
２は共にオフになり、サイリスタ回路はオープン状態に
戻る。すなわち、通常の状態に復帰する。なお、ダイオ
ードＤ１２，Ｄ１３は、サイリスタ回路がオープン状態
に戻るのを高速化する働きをする。
【００１８】なお、ツェナーダイオードＤｚのツェナー
電圧およびコンデンサＣ１１の容量を適当に選択すれ
ば、一次側電流Ｉｄにスパイク状のノイズが混入しても
誤動作することはない。
電圧およびコンデンサＣ１１の容量を適当に選択すれ
ば、一次側電流Ｉｄにスパイク状のノイズが混入しても
誤動作することはない。
【００１９】以上の過電流保護回路１００によれば、パ
ルスバイパルス過電流検出保護が可能となる。また、過
電流検出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較
的短い時間（数１０ｎｓ）にすることが出来る。
ルスバイパルス過電流検出保護が可能となる。また、過
電流検出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較
的短い時間（数１０ｎｓ）にすることが出来る。
【００２０】なお、変流器ＣＴの代りに抵抗を用いても
よい。また、一次側スイッチングトランジスタＱ１１と
してバイポーラ型トランジスタを用いてもよい。
よい。また、一次側スイッチングトランジスタＱ１１と
してバイポーラ型トランジスタを用いてもよい。
【００２１】
【発明の効果】この発明のスイッチング電源の過電流保
護回路によれば、ラッチ機能を持たせてハンチング現象
を防止し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰させるパ
ルスバイパルス過電流検出保護が可能となると共に、過
電流検出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較
的短い時間にすることが出来るようになる。
護回路によれば、ラッチ機能を持たせてハンチング現象
を防止し且つ動作周波数毎に通常の状態に復帰させるパ
ルスバイパルス過電流検出保護が可能となると共に、過
電流検出時刻から一次側電流遮断時刻までの時間を比較
的短い時間にすることが出来るようになる。
【図１】この発明のスイッチング電源の過電流保護回路
の一実施例の回路図である。
の一実施例の回路図である。
【図２】図１の過電流保護回路の動作を説明する波形図
である。
である。
【図３】従来のスイッチング電源の過電流保護回路の一
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図４】図３の過電流保護回路の動作を説明する波形図
である。
である。
１００ スイッチング電源の過電流保護回
路 Ｑ１ 一次側スイッチングトランジスタ Ｑ１２ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１３ ＰＮＰトランジスタ ＣＴ 変流器 Ｄｚ ツェナーダイオード ＩＣ スイッチング制御用集積回路
路 Ｑ１ 一次側スイッチングトランジスタ Ｑ１２ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１３ ＰＮＰトランジスタ ＣＴ 変流器 Ｄｚ ツェナーダイオード ＩＣ スイッチング制御用集積回路
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング電源の一次側電流を検出す
る一次側電流検出手段と、検出した一次側電流が所定の
値より大きくなったときに一次側スイッチング素子を強
制的にオフにして一次側電流を遮断する一次側電流遮断
手段とを具備してなるスイッチング電源の過電流保護回
路であって、前記一次側電流遮断手段としてＰＮＰトラ
ンジスタとＮＰＮトランジスタとを組み合わせたサイリ
スタ回路を用い、そのサイリスタ回路は、前記変流器の
出力電流が所定の値より大きくなったときにクローズ状
態となり、前記一次側スイッチング素子をオンさせるド
ライブ信号をカットして一次側スイッチング素子をオフ
させ、且つ、前記ドライブ信号によりクローズ状態を自
己保持し、前記一次側スイッチング素子をオフさせるド
ライブ信号によりオープン状態に戻ることを特徴とする
スイッチング電源の過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3820194A JPH07245874A (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | スイッチング電源の過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3820194A JPH07245874A (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | スイッチング電源の過電流保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07245874A true JPH07245874A (ja) | 1995-09-19 |
Family
ID=12518738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3820194A Pending JPH07245874A (ja) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | スイッチング電源の過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07245874A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7042759B2 (en) * | 2001-04-05 | 2006-05-09 | T-Ram Semiconductor, Inc. | Dynamic data restore in thyristor-based memory device |
| US7379284B2 (en) | 2005-06-24 | 2008-05-27 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Switching control circuit and self-excited DC-DC converter |
| DE102007058614A1 (de) * | 2007-12-04 | 2009-06-10 | R. Stahl Schaltgeräte GmbH | Stromversorgungsanordnung mit Überwachung des Ausgangsstroms |
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| DE102007058612A1 (de) * | 2007-12-04 | 2009-08-13 | R. Stahl Schaltgeräte GmbH | Stromversorgungsanordnung mit Überwachung der Sekundärspannung |
| CN106207978A (zh) * | 2016-08-24 | 2016-12-07 | 北京卫星制造厂 | 一种高效隔离电路 |
| CN114785330A (zh) * | 2022-05-30 | 2022-07-22 | 广东汇芯半导体有限公司 | 高压集成电路、计数方法和半导体电路 |
-
1994
- 1994-03-09 JP JP3820194A patent/JPH07245874A/ja active Pending
Cited By (13)
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| US8441814B2 (en) | 2007-12-04 | 2013-05-14 | R. Stahl Schaltgeräte | Power supply having a voltage monitoring circuit |
| US8649192B2 (en) | 2007-12-04 | 2014-02-11 | R. Stahl Schaltgerate Gmbh | Power supply with galvanic isolation |
| CN106207978A (zh) * | 2016-08-24 | 2016-12-07 | 北京卫星制造厂 | 一种高效隔离电路 |
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