JPH07245958A - 電流共振形インバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電流共振形インバータにおいて、振動成分の少
ない出力電流を生成するとともに、共振回路からみて大
きさ及び周期の揃った電流パルスを生成することを目的
とする。 【構成】共振回路１２からの電流パルスＩｐをインバー
タ回路１２を介して各相の電力線Ｌａ〜Ｌｃに振り分け
る際、コントローラ１８は各相毎に設定された基準信号
のうちの１つの基準信号の一周期について複数の領域を
設け、その領域毎に１つの相の電力線を特定し、該相の
出力電流の絶対値の方が該相の基準信号の絶対値より大
きい時、該相の電流パルス密度を減少させる。反対に、
コントローラ１８は該相の出力電流の絶対値の方が小さ
い時、該相の電流パルス密度を固定し、該相以外の相の
電流パルス密度を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータに係り、詳し
くは電流共振形インバータの制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、インバータは各種電器製品に使用
される誘導モータ等の各種電機機器を駆動する回路とし
て多々使用されている。最近では電気自動車の走行用の
三相誘導モータの駆動に採用されている。特に、電流共
振形インバータにおいては電波ノイズが少ないというこ
とから注目されている。そして、そのインバータの制御
において負荷に供給する出力電圧を制御する方法は、種
々提案（例えばT.G.Harbetler and D.M.Divan,"Perform
ance of a New Descrete Pulse-Modulated Current Reg
ulator", IEEE Trans.Ind.Appl.,vol.25,no.6,Nov./De
c.1989.）され良好な結果が得られている。

【０００３】ところで、誘導モータに対してベクトル制
御が注目され、この場合には出力電圧の制御に代えて電
動機に流す電流を制御、即ち電流制御しなければならな
い。そこで、振動の少ない出力電流の制御について、種
々の研究報告（例えばY.Murai and T.A.Lipo."High Fre
quency Series Resonant DC Link Power Conversion",I
EEE IAS Annual Meeting Conference Record,1988,pp.7
72-779 . ）がなされている。図５にその電流共振形イ
ンバータシステムを示す。

【０００４】図５において、４個のサイリスタよりなる
入力コンバータ１１は直流電源Ｅをを所定間隔のプラス
電圧のパルス信号にして共振回路１２に出力する。共振
回路１２は入力コンバータ１１を介して入力されるパル
ス信号に基づいて共振して電流パルスＩｐを生成する。
電流パルスＩｐは上アームが３個のサイリスタａ〜ｃ、
下アームが３個のサイリスタ−ａ〜−ｃよりなるインバ
ータ１３に出力される。

【０００５】インバータ１３の各サイリスタａ〜ｃ，−
ａ〜−ｃを図示しないコントローラにて適宜オン（点
弧）制御される。また、オンしたサイリスタは電流パル
スＩｐが消失すると、ターンオフする。

【０００６】従って、例えば上アームのサイリスタａを
一定期間オン・オフを繰り返し制御させた後、下アーム
のサイリスタ−ａを同じ期間だけオン・オフを繰り返し
制御させると、ａ相の電力線Ｌａには、オンしただけの
数のプラスの電流パルスＩｐが出力された後、同じ数だ
けのマイナスの電流パルスＩｐが出力されることにな
る。また、ｂ相の電力線Ｌｂの上アームのサイリスタｂ
と下アームのサイリスタ−ｂはａ相の電力線Ｌａにサイ
リスタａ，−ａに対して１２０度位相ずらして同じよう
にオン・オフ制御すると、ａ相に対して１２０度位相が
ずれたプラスとマイナスの電流パルスＩｐが出力され
る。さらに、ｃ相の電力線Ｌｃの上アームのサイリスタ
ｃと下アームのサイリスタ−ｃはａ相の電力線Ｌａにサ
イリスタａ，−ａに対して２４０度位相ずらして同じよ
うにオン・オフ制御すると、ａ相に対して２４０度位相
がずれたブラスとマイナスの電流パルスＩｐが出力され
る。

【０００７】インバータ１３の各電力線Ｌａ〜Ｌｃ間に
はフィルタコンデンサＣが設けられている。このフィル
タコンデンサＣにて前記インバータ１３から各相の電力
線Ｌａ〜Ｌｃに出力されるプラスとマイナスの電流パル
スＩｐは正弦波に平滑されて３相の出力電流ｉａ，ｉ
ｂ，ｉｃとして図示しない負荷、例えば３相誘導モータ
に出力される。この出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃの出力波
形制御は電流パルスＩｐの数（即ちパルス密度）を変更
することによって制御される。このパルス密度の制御は
インバータ１３に設けた上アームのサイリスタａ〜ｃと
下アームのサイリスタ−ａ〜−ｃのオン制御に基づいて
行われ、そのオン制御はコントローラにて行われる。

【０００８】この制御方法は以下のように行っている。
図７にコントローラ内で行われる電流制御ループを示
す。演算器２１にてａ相の基準電流ｉａ^* （目標値）を
ａ相の出力電流ｉａ（現在値）にて減算して、偏差Δｉ
ａ（＝ｉａ^* −ｉａ）を求める。また、演算器２２にて
ｂ相の基準電流ｉｂ^* （目標値）をｂ相の出力電流ｉｂ
（現在値）にて減算して、偏差Δｉｂ（＝ｉｂ^* −ｉ
ｂ）を求める。尚、基準電流ｉａ^* ，ｉｂ^* は、図６に
示すように１２０度位相差のある振幅値が同じ正弦波で
あって、それぞれこの基準電流ｉａ^*，ｉｂ^* がａ相及
びｂ相の目標出力電流となるように制御される。又、ｃ
相の基準電流ｉｃ^* （＝−ｉａ^* −ｉｂ^* ）は基準電流
ｉａ^* に対して図６に示すように２４０度位相がずれて
いる。

【０００９】偏差Δｉａ，Δｉｂはそれぞれ積分器２
３，２４に出力されるとともに、微分器２５，２６に出
力される。そして、積分器２３，２４にて積分された偏
差Δｉａ，Δｉｂ及び微分器２５，２６にて微分された
偏差Δｉａ，Δｉｂは加算器２７，２８にそれぞれ加算
される。

【００１０】そして、演算器２７，２８は偏差Δｉａ，
Δｉｂ、積分及び微分された各偏差Δｉａ，Δｉｂを加
算した値をそれぞれａ相及びｂ相の誤差信号ｅａ，ｅｂ
として出力する。また、ｃ相の誤差信号ｅｃ（＝−ｅａ
−ｅｂ）はａ相及びｂ相の両誤差信号ｅａ，ｅｂを演算
器２８に出力して求める。

【００１１】この求められた誤差信号ｅａ，ｅｂ，ｅｃ
に基づいて、出力電流ｉａ〜ｉｃのなかで基準電流より
最も小さい相の出力電流と、基準電流より最も大きい相
の出力電流を決定する。そして、例えば最も小さい相の
出力電流を基準電流に近づけるべく該相のパルス密度を
上げるように該相の上下アームのサイリスタのオン・オ
フする回数を増加させる。又、最も大きい相の出力電流
を基準電流に近づけるべく該相のパルス密度を下げるよ
うに該相の上下アームのサイリスタのオン・オフする回
数を減少させる。つまり、この回数の制御は１つの電流
パルスＩｐ毎にその時の誤差信号ｅａ，ｅｂ，ｅｃに基
づいてどのサイリスタをオン（点弧）させるかを判定
し、その判定結果に基づいて決定されたサイリスタがオ
ン（点弧）されてパルス密度が制御される。

【００１２】このようにして、誤差信号ｅａ〜ｅｃに基
づいてインバータ１３から出力するパルス密度を制御す
ることによって各相の出力電流ｉａ〜ｉｃはその出力波
形が制御されることになる。尚、このパルス密度の制御
については、前記したY.Murai and T.A.Lipo."High Fre
quency Series Resonant DC Link Power Conversion,",
IEEE IAS Annual Meeting Conference Record,1988,pp.
772-779.を参照すればより明解に理解されるであろう。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、３相誘導モ
ータのようにインダクタンスを含む負荷に出力電流ｉａ
〜ｉｃを制御する場合、前記電流制御ループにおいて目
標値と現在値との偏差にそれぞれの微分値や積分値を加
えて電流パルスＩｐの密度を制御しても出力電流に直ち
に反映されず、この遅れによって出力電流ｉａ〜ｉｃが
振動を引き起こしていた。

【００１４】つまり、この制御方法では、常にその時々
において最も振幅誤差の誤差が大きい相のものを小さく
すべく点弧するサイリスタを選択しているため、基準信
号との相対的関係に基づいて点弧される相のサイリスタ
が一義的に選択され点弧されることはない。又、振幅誤
差の大きい相の電流を制御すること及びその制御が直ち
に反映されないことから、共振回路１２から見た場合、
共振回路は常に大きく変化するする負荷に接続され電流
制御していることになる。従って、その時々で大きく変
化する負荷を制御する共振回路１２にとっては、安定な
電流制御は望めないものであった。その結果、図８に示
すように、共振回路１２中の共振コンデンサの端子間電
圧及び共振回路１２から出力される電流パルスＩｐは大
きさ及び周期が不揃いになり精度の高い出力波形の制御
ができないという問題が生じていた。

【００１５】本発明は上記問題点を解消するためになさ
れたものであって、その目的は振動成分の少ない出力電
流を生成するとともに、共振回路からみて大きさ及び周
期の揃った電流パルスを生成することができる電流共振
形インバータの制御方法を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明は、共振回路からの電流パルスをイ
ンバータ回路を介して各相の電力線に振り分ける際、そ
の電流パルス密度を基準信号と該相の出力電流の偏差に
基づいて行うようにした電流共振形インバータの制御方
法において、各相の基準信号のうちの１つの基準信号の
一周期について複数個の期間に区分し、その区分した複
数の期間をそれぞれ領域とし、その１つの基準信号に基
づいてその時々の領域を判断するとともに、その領域毎
に１つの相の電力線を特定し、該相の出力電流の絶対値
が基準信号の絶対値より大きいかどうか判断し、出力電
流の絶対値の方が大きい時、該出力電流が小さくなるよ
うに、特定した相に供給する電流パルスを短絡させてパ
ルス密度を減少させ、出力電流の絶対値の方が小さい
時、特定した相の電流パルス密度を固定して特定した相
以外の相の電流パルス密度を制御するようにした。

【００１７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、電力線は３相であって、各基準信号は互いに１２０
度位相がずれた正弦波でり、その各相の基準信号のうち
の１つの基準信号の一周期について６個に等区分し、そ
の区分した６つの領域毎に１つの相の電力線を特定する
相は、各基準信号について、１つだけ他の２つの基準信
号の値とその値の正負が異なる基準信号の相を特定の相
とした。

【００１８】請求項３の発明は、共振コンデンサと共振
コイルが直列に接続された直列形の共振回路からの電流
パルスをインバータ回路の上下アームのスイッチング素
子を介して３相の電力線に振り分け、フィルタコンデン
サにて平滑化して得た出力電流を３相誘導モータに出力
する際、その電流パルス密度を３相誘導モータの回転周
波数と３相誘導モータを所望のトルクにするトルク指令
値に基づいて作成された互いに１２０度位相がずれた正
弦波の基準信号と該相の出力電流の偏差に基づいて行う
ようにした電流共振形インバータの制御方法において、
各相の基準信号のうちの１つの基準信号の一周期につい
て６個に等区分し、その区分した６つの領域をその１つ
の基準信号に基づいてその時々の領域を判断するととも
に、その領域毎に、その時の各基準信号について、１つ
だけ他の２つの基準信号の値とその値の正負が異なる基
準信号の相を特定の相とし、該相の出力電流の絶対値が
基準信号の絶対値より大きいかどうか判断し、出力電流
の絶対値の方が大きい時、該出力電流が小さくなるよう
に、該相の上下アームのスイッチング素子を動作させて
該相に供給する電流パルスを短絡させパルス密度を減少
させ、出力電流の絶対値の方が小さい時、特定した相の
電流パルス密度を固定して特定した相以外の相の電流パ
ルス密度を特定した相以外の相のスイッチング素子にて
制御するようにした。

【００１９】請求項４の発明は、共振回路からの電流パ
ルスをインバータ回路を介して各相の電力線に振り分け
る際、その電流パルス密度を基準信号と該相の出力電流
の偏差に基づいて制御するようにした電流共振形インバ
ータの制御方法において、各相の基準信号のうちの１つ
の基準信号の一周期を、特定の相の基準信号の絶対値が
継続して最大になる期間単位に区分し、その区分した複
数の期間をそれぞれ領域とし、各領域毎に基準信号の絶
対値が最大になる電力線を特定し、その特定された電力
線の基準信号が正の場合には特定された電力線が接続さ
れているインバータ回路の上アームのスイッチング素子
をオンさせ、基準信号が負の場合には特定された電力線
が接続されているインバータ回路の下アームのスイッチ
ング素子をオンさせ、そのオン決定において、上アーム
のスイッチング素子をオン動作が決定された場合にはオ
ンすべき下アームの１つのスイッチング素子を選択し、
下アームのスイッチング素子をオン動作が決定された場
合にはオンすべき上アームの１つのスイッチング素子を
選択することによって各相の電流が各基準値に近づくよ
うに電流パルス密度を制御するようにした。

【００２０】

【作用】請求項１〜３の発明によれば、該相の出力電流
の絶対値が基準信号の絶対値より大きい時、該出力電流
が小さくなるように、特定した相に供給する電流パルス
を短絡させてパルス密度を積極的に減少させる。反対
に、出力電流の絶対値の方が小さい時、特定した相の電
流パルス密度を固定して積極的に制御しないようにし
た。いいかえれば、出力電流は常に値を小さする方向に
だけ積極的に制御される形となる。その結果、大きくす
る方向に制御するのに比べて出力電流に大きなが振動が
生じ難い。又、複数個の領域を設定し、その設定した領
域での制御は制御対象の相が特定される。従って、制御
は単純化されるとともに、共振回路は予想外の大きな負
荷の変動に左右され難くなる。

【００２１】請求項４の発明によれば、複数個の１つの
基準信号の絶対値か継続して最大となる領域を設定し、
その設定した領域での制御は制御対象の相が特定され
る。従って、制御は単純化されるとともに、共振回路は
予想外の大きな負荷の変動に左右され難くなる。

【００２２】

【実施例】以下、本発明を具体化した一実施例を図１〜
図４に従って説明する。図１に電流共振形インバータシ
ステムを示す。尚、説明の便宜上、図５と同様の構成に
ついては同一の符号を付してその説明を一部省略する。

【００２３】共振回路１２は共振コンデンサＣ0 ，共振
コイルＬ0 及びコイルＬd とから構成されている。共振
コンデンサＣ0 と共振コイルＬ0 が直列に接続され、共
振コンデンサＣ0 の他端は入力コンバータ１１のプラス
端子に接続され、共振コイルＬ0 の他端はインバータ１
３のプラス端子に接続されている。コイルＬd は共振コ
ンデンサＣ0 に対して並列に接続されている。

【００２４】そして、入力コンバータ１１の上下アーム
のサイリスタｇ，ｈ，−ｇ，−ｈが所定の点弧制御され
て生成される所定周期のプラス電圧のパルス信号が共振
回路１２に入力される。即ち、入力コンバータ１１は電
流パルスＩｐの基になるパルス信号を出力する。

【００２５】このパルス信号によって共振コンデンサＣ
0 と共振コイルＬ0 に共振電流が流れ、図４に示すよう
に共振コンデンサＣ0 の端子間電圧ＶC0に対して電流パ
ルスＩｐが生成される。コイルＬd は次段のインバータ
１３のサイリスタａ〜ｃ，−ａ〜−ｃがターンオフして
いる間、電流が流れ共振コンデンサＣ0 を充電する。こ
の充電によって、共振コンデンサＣ0 は次のインバータ
１３の点弧によって電流パルスＩｐを出力することがで
きるようになる。

【００２６】一方、各相の電力線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃは３
相誘導モータＭに接続されている。そして、同モータＭ
はインバータ１３から出力されフィルタコンデンサＣに
て平滑化された出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃに基づいて駆
動制御される。

【００２７】ａ相とｂ相の電力線Ｌａ，Ｌｂには電流検
出器１５，１６が設けられ、電流検出器１５，１６はそ
の時々の出力電流ｉａ，ｉｂを検出する。又、モータＭ
には回転検出器１７が設けられ、回転検出器１７はモー
タＭのその時々の回転周波数（以下、実回転周波数とい
う）を検出する。

【００２８】また、図示しないが、共振コンデンサＣ0
、各フィルタコンデンサＣ及び直流電源Ｅには該コン
デンサＣ0 ，Ｃの電圧及び電源電圧を検出する電圧検出
器がそれぞれ設けられ、各検出信号はコントローラ１８
に出力される。さらに、図示しないが、コイルＬd には
該コイルＬd に流れる電流を検出する電流検出器が設け
られ、その検出信号はコントローラ１８に出力される。

【００２９】コントローラ１８はインバータ１３の各サ
イリスタａ〜ｃ，−ａ〜−ｃ及び入力コンバータ１１の
各サイリスタｇ〜ｈ，−ｇ〜−ｈをオン（点弧）制御す
る。コントローラ１８は、電流検出器１５，１６及び位
置検出器１７からその時々の検出信号を入力する。コン
トローラ１８は電流検出器１５，１６及び位置検出器１
７からの検出信号に基づいて以下のように出力電流ｉ
ａ，ｉｂ，ｉｃの出力波形の制御を行うようになってい
る。

【００３０】コントローラ１８による出力電流ｉａ，ｉ
ｂ，ｉｃの出力波形制御は図２に示す処理で実行され
る。コントローラ１８は基準信号生成回路部１８ａにて
回転検出器１７からの実回転周波数の信号と、図示しな
い外部装置からモータＭのトルクを指令するトルク指令
値とに基づいてａ相とｂ相の基準信号ｉａ^* ，ｉｂ
^* と、ａ相の基準信号ｉａ^* を基準とする角度信号θと
を生成する基準信号生成手段である。

【００３１】ａ相とｂ相の基準信号ｉａ^* ，ｉｂ^* は正
弦波であって、その周波数は実回転周波数とトルク指令
値によって決まる滑り周波数を加減算して公知の方法で
求めたモータＭのトルクを指令するための周波数であ
る。又、ａ相とｂ相の基準信号ｉａ^* ，ｉｂ^* の振幅値
はトルク指令値を用いて公知の方法で求めた値である。
即ち、この基準信号ｉａ^* ，ｉｂ^* はａ相、ｂ相の出力
電流ｉａ，ｉｂの目標出力電流といえる。

【００３２】そして、基準信号生成回路部１８ａは、図
３に示すように基準信号ｉａ^* を基準として１２０度遅
れた正弦波となるｂ相の基準信号ｉｂ^* を生成する。ち
なみに、ｃ相の基準信号ｉｃ^* の正弦波は図３に示すよ
うに基準信号ｉａ^* に対して２４０度遅れた正弦波とな
るが、基準信号生成回路部１８ａ内では生成しない。
又、基準信号生成回路部１８ａは、基準信号ｉａ^* を基
準としたその角度信号θを生成し出力する。

【００３３】ａ相とｂ相の基準信号ｉａ^* ，ｉｂ^* が生
成されると、電流検出器１５，１６が検出したａ相とｂ
相の基準信号ｉａ，ｉｂとで、コントローラ１８は誤差
信号生成回路部１８ｂにて各相の誤差信号ｅａ，ｅｂ，
ｅｃを求める。この誤差信号ｅａ，ｅｂ，ｅｃを求める
誤差信号生成回路部１８ｂの電流制御ループは図７で示
した従来の電流制御ループと同じ方法で行われる。従っ
て、その誤差信号生成回路部１８ｂの説明は便宜上省略
する。

【００３４】誤差信号生成回路部１８ｂで生成された誤
差信号ｅａ，ｅｂ，ｅｃはサイリスタ選択回路部１８ｃ
に出力される。サイリスタ選択回路部１８ｃは誤差信号
ｅａ，ｅｂ，ｅｃと基準信号生成回路部１８ａの角度信
号θとに基づいて６個のサイリスタａ〜ｃ，−ａ〜−ｃ
のどのサイリスタを点弧させるか選択するサイリスタ選
択回路である。

【００３５】この選択は図３に示すように行われる。即
ち、基準信号ｉａ^* の周期を基準にとして１周期３６０
度を６０度間隔に６つの領域Ｚ１〜Ｚ６を設定する。第
１領域Ｚ１は０度〜６０度の範囲、第２領域Ｚ２は６０
度〜１２０度の範囲、第３領域Ｚ３は１２０度〜１８０
度の範囲、第４領域Ｚ４は１８０度〜２４０度の範囲、
第５領域Ｚ５は２４０度〜３００度の範囲、第６領域Ｚ
６は３００度〜３６０度（０度）の範囲に設定する。こ
の６つの領域Ｚ１〜Ｚ６の区分は、図３に示すように振
幅値が最大又は最小値をとる基準信号がその領域にそれ
ぞれ存在しかつ、その最大又は最小値をとる基準信号の
値に対して他の２つの基準信号の値が正負逆の値をとる
領域にそれぞれ区分されている。そして、サイリスタ選
択回路部１８ｃによる各領域Ｚ１〜Ｚ６の判断は前記角
度信号θに基づいて判断するようになっている。

【００３６】サイリスタ選択回路部１８ｃは各領域Ｚ１
〜Ｚ６毎に常に点弧の対象となる特定のサイリスタ（以
下、特定サイリスタという）と各誤差信号ｅａ，ｅｂ，
ｅｃの大小に基づいて点弧の対象となるサイリスタ（以
下、選定サイリスタという）を選択する。

【００３７】第１領域Ｚ１において、特定サイリスタは
下アームに設けたｂ相のサイリスタ−ｂにする。又、選
定サイリスタは誤差信号ｅｂがｅｂ≧０の場合には上ア
ームのｂ相に設けたサイリスタｂにする。又、ｅｂ＜０
の場合には、誤差信号ｅａ，ｅｃを比較する。そして、
ｅｃ≧ｅａの場合、上アームのｃ相に設けたサイリスタ
ｃを、反対にｅｃ＜ｅａの場合、上アームのａ相に設け
たサイリスタａを選定サイリスタとして点弧の対象にす
る。

【００３８】第２領域Ｚ２において、特定サイリスタは
上アームに設けたａ相のサイリスタａにする。又、選定
サイリスタは誤差信号ｅａがｅａ＜０の場合には下アー
ムのａ相に設けたサイリスタ−ａにする。又、ｅａ≧０
の場合には、誤差信号ｅｂ，ｅｃを比較する。そして、
ｅｃ≧ｅｂの場合、下アームのｂ相に設けたサイリスタ
−ｂを、反対にｅｃ＜ｅｂの場合、下アームのｃ相に設
けたサイリスタ−ｃを選定サイリスタとして点弧の対象
にする。

【００３９】第３領域Ｚ３において、特定サイリスタは
下アームに設けたｃ相のサイリスタ−ｃにする。又、選
定サイリスタは誤差信号ｅｃがｅｃ≧０の場合には上ア
ームのｃ相に設けたサイリスタｃにする。又、ｅｃ＜０
の場合には、誤差信号ｅａ，ｅｂを比較する。そして、
ｅａ≧ｅｂの場合、上アームのａ相に設けたサイリスタ
ａを、反対にｅａ＜ｅｂの場合、上アームのｂ相に設け
たサイリスタｂを選定サイリスタとして点弧の対象にす
る。

【００４０】第４領域Ｚ４において、特定サイリスタは
上アームに設けたｂ相のサイリスタｂにする。又、選定
サイリスタは誤差信号ｅｂがｅｂ＜０の場合には下アー
ムのｂ相に設けたサイリスタ−ｂにする。又、ｅｂ≧０
の場合には、誤差信号ｅａ，ｅｃを比較する。そして、
ｅａ≧ｅｃの場合、下アームのｃ相に設けたサイリスタ
−ｃを、反対にｅａ＜ｅｃの場合、下アームのａ相に設
けたサイリスタ−ａを選定サイリスタとして点弧の対象
にする。

【００４１】第５領域Ｚ５において、特定サイリスタは
下アームに設けたａ相のサイリスタ−ａにする。又、選
定サイリスタは誤差信号ｅａがｅａ≧０の場合には上ア
ームのａ相に設けたサイリスタａにする。又、ｅａ＜０
の場合には、誤差信号ｅｂ，ｅｃを比較する。そして、
ｅｂ≧ｅｃの場合、上アームのｂ相に設けたサイリスタ
ｂを、反対にｅａ＜ｅｃの場合、上アームのｃ相に設け
たサイリスタｃを選定サイリスタとして点弧の対象にす
る。

【００４２】第６領域Ｚ６において、特定サイリスタは
上アームに設けたｃ相のサイリスタｃにする。又、選定
サイリスタは誤差信号ｅｃがｅｂ＜０の場合には下アー
ムのｃ相に設けたサイリスタ−ｃにする。又、ｅｃ≧０
の場合には、誤差信号ｅａ，ｅｂを比較する。そして、
ｅｂ≧ｅａの場合、下アームのａ相に設けたサイリスタ
−ａを、反対にｅｂ＜ｅａの場合、下アームのｂ相に設
けたサイリスタ−ｂを選定サイリスタとして点弧の対象
にする。

【００４３】そして、この各領域Ｚ１〜Ｚ６毎に設定さ
れたそれぞれ３通りの点弧パターンのデータはコントロ
ーラ１８の記憶手段に予め記憶されている。サイリスタ
選択回路部１８ｃに特定サイリスタと選定サイリスタが
選択されると、コントローラ１８はその選択したサイリ
スタに点弧信号を出力して該サイリスタをオンさせる。
この点弧信号を出力するタイミングは公知の方法で行わ
れ共振コンデンサＣ0 の電圧、フィルタコンデンサＣの
電圧及び直流電源Ｅの電圧に基づいて行われる。即ち、
共振コンデンサＣ0 が次の電流パルスＩｐを出力できる
状態にある時、コントローラ１８は選択した上下アーム
のサイリスタに点弧信号を出力する。そして、１つの電
流パルスＩｐが点弧されたサイリスタを介して電力線に
出力された後、該サイリスタがターンオフすると、次に
点弧するサイリスタを前記と同様に選択し点弧させるよ
うになっている。

【００４４】又、コントローラ１８は入力コンバータ１
１に設けたサイリスタｇ，ｈ，−ｇ，−ｈを点弧制御す
る。サイリスタｇ，ｈ，−ｇ，−ｈのどれを点弧させる
かの選択は公知の方法で行われコイルＬd に流れる電流
によって選択される。又、点弧タイミングも同様に公知
の方法で行われ、共振コンデンサＣ0 、フィルタコンデ
ンサＣ及び直流電源Ｅの各電圧によって決定されてい
る。

【００４５】次に、上記のように構成された電流共振形
インバータシステムの作用について説明する。今、モー
タＭが出力電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃにて駆動していると
き、コントローラ１８は電流パルスＩｐをインバータ１
３を介して出力する毎に以下の処理を実行する。基準信
号生成回路部１８ａは実回転周波数とトルク指令値とに
基づいてａ相とｂ相の基準信号ｉａ^* ，ｉｂ^* を誤差信
号生成回路部１８ｂに出力するとともに角度信号θをサ
イリスタ選択回路部１８ｃに出力する。誤差信号生成回
路部１８ｂはこの基準信号ｉａ^* ，ｉｂ^* と出力電流ｉ
ａ，ｉｂとで、各相の誤差信号ｅａ，ｅｂ，ｅｃを生成
し、サイリスタ選択回路部１８ｃに出力する。サイリス
タ選択回路部１８ｃは角度信号θに基づいて今どの領域
Ｚ１〜Ｚ６にあるか判断する。第１領域Ｚ１にあるとす
ると、サイリスタ選択回路部１８ｃは図３に示すように
下アームに設けたｂ相のサイリスタ−ｂを特定サイリス
タにする。即ち、第１領域Ｚ１においてｂ相の基準信号
ｉｂ^* は最小値を含む負の値であるので、ｂ相の電力線
Ｌｂは大きな値でモータＭから電流が抜かれる必要があ
りそのためにｂ相のサイリスタ−ｂを特定サイリスタに
している。

【００４６】次に、サイリスタ選択回路部１８ｃは誤差
信号ｅｂがｅｂ≧０かどうか、ｂ相の出力電流ｉｂが基
準信号ｉｂ^* より小さいか判断する。そして、ｅｂ≧０
の場合には上アームのｂ相に設けたサイリスタｂを選定
サイリスタとする。即ち、この時のｂ相の出力電流ｉｂ
が基準信号ｉｂ^* より小さいので、ｂ相の電力線Ｌｂに
電流パルスＩｐを流して出力電流ｉｂを基準信号ｉｂ^*
に近づける必要があるからである。

【００４７】又、ｅｂ＜０の場合（出力電流ｉｂが基準
信号ｉｂ^* より大きい場合）には、誤差信号ｅａと誤差
信号ｅｃと比較してｅｃ≧ｅａかどうか判断し、大きい
方の誤差信号に対応する相に設けられた上アームのサイ
リスタを選定サイリスタとする。即ち、誤差信号ｅａ，
ｅｃが共に正の値の場合（共に基準信号のほうが大きな
値）、大きい値となる相のサイリスタにする。この場
合、共に基準信号ｉａ^*，ｉｃ^* のほうが出力電流ｉ
ａ，ｉｃより大きな値なので、その大きな相の方に電流
パルスＩｐを流し全体として誤差を小さな値に平均化す
る必要があるからである。同様に、誤差信号ｅａ，ｅｃ
の一方が正で他方が負の値の場合、大きい値となる相の
サイリスタにする。

【００４８】誤差信号ｅａ，ｅｃが共に負の場合（共に
基準信号ｉａ^* ，ｉｃ^* のほうが出力電流ｉａ，ｉｃよ
り小さい値）、その絶対値が小さい値となる相のサイリ
スタにする。この場合、絶対値が大きい（出力電流が基
準信号より大きい割合が大きい）相に電流パルスＩｐを
流すとさらにその誤差が大きくなるので、絶対値が小さ
い相に電流パルスＩｐを流して誤差の拡大を抑える必要
があるからである。

【００４９】サイリスタ選択回路部１８ｃが上記判断処
理にて特定サイリスタ−ｂと選定サイリスタａ，ｂ又は
ｃを選択すると、コントローラ１８は所定のタイミング
でその選択したサイリスタを同時に点弧させて１つの電
流パルスＩｐを対応する相の電力線に流す。

【００５０】以後、１つの電流パルスＩｐを流す毎に、
上記と同じ処理を行い特定サイリスタ−ｂと上アームの
サイリスタを選択し同時に点弧する動作を第１領域Ｚ１
が過ぎるまで繰り返す。

【００５１】次に、第２領域Ｚ２に入ると、サイリスタ
選択回路部１８ｃは図３に示すように上アームに設けた
ａ相のサイリスタａを特定サイリスタにする。即ち、第
２領域Ｚ２においてａ相の基準信号ｉａ^* は最大値を含
む正の値であるので、ａ相の電力線Ｌａは大きな値でモ
ータＭに電流を流す必要がありそのためにａ相のサイリ
スタａを特定サイリスタにしている。

【００５２】次に、サイリスタ選択回路部１８ｃは誤差
信号ｅａがｅａ＜０かどうか、ａ相の出力電流ｉａが基
準信号ｉａ^* より大きいか判断する。そして、ｅａ＜０
の場合には下アームのａ相に設けたサイリスタ−ａを選
定サイリスタとする。即ち、この時のａ相の出力電流ｉ
ａが基準信号ｉａ^* より大きいので、ａ相の電力線Ｌｂ
に流がす電流を少なく、即ち短絡させ出力電流ｉａを基
準信号ｉａ^* に近づける必要があるからである。

【００５３】又、ｅａ≧０の場合（出力電流ｉａが基準
信号ｉａ^* より小さい場合）には、誤差信号ｅｂと誤差
信号ｅｃと比較してｅｃ≧ｅｂかどうか判断し、大きい
方の誤差信号に対応する相に設けられた下アームのサイ
リスタを選定サイリスタとする。即ち、誤差信号ｅｂ，
ｅｃが共に正の値の場合（共に基準信号ｉｂ^* ，ｉｃ ^*
より出力電流ｉｂ，ｉｃのほうが小さい値）、小さい値
となる相のサイリスタにする。この場合、値が大きい
（出力電流が基準信号より小さい割合が大きい）相の電
力線の電流を抜くようにするとさらにその誤差が大きく
なるので、値が小さい相の電力線の電流を抜くようにし
て誤差の拡大を抑える必要があるからである。

【００５４】誤差信号ｅａ，ｅｃが共に負の場合（共に
基準信号ｉａ^* ，ｉｃ^* より出力電流ｉａ，ｉｃのほう
が大きい値）、その絶対値が大きい値となる相のサイリ
スタにする。この場合、共に出力電流ｉｂ，ｉｃは基準
信号ｉｂ^* ，ｉｃ^* より小さい負の値なので、その絶対
値の大きい相の電力線の電流を抜くようにして基準信号
に近づけ誤差を小さくする必要があるからである。同様
に、誤差信号ｅａ，ｅｃの一方が正で他方が負の値の場
合、小さい値となる相のサイリスタにする。

【００５５】サイリスタ選択回路部１８ｃが上記判断処
理にて特定サイリスタａと選定サイリスタ−ａ，−ｂ又
は−ｃを選択すると、コントローラ１８は所定のタイミ
ングでその選択したサイリスタを同時に点弧させて１つ
の電流パルスＩｐを対応する相の電力線に流す。

【００５６】以後、１つの電流パルスＩｐを流す毎に、
上記と同じ処理を行い特定サイリスタａと上アームのサ
イリスタを選択し同時に点弧する動作を第２領域Ｚ２が
過ぎるまで繰り返す。

【００５７】次に、第３領域Ｚ３に入ると、サイリスタ
選択回路部１８ｃは図３に示すように下アームに設けた
ｃ相のサイリスタ−ｃを特定サイリスタにする。即ち、
第１領域Ｚ１で説明した趣旨と同じように第３領域Ｚ３
においてＣ相の基準信号ｉｃ ^* は最小値を含む負の値で
あるので、Ｃ相の電力線ＬＣは大きな値でモータＭから
電流が抜かれる必要がありそのためにＣ相のサイリスタ
−ｃを特定サイリスタにしている。

【００５８】そして、選定サイリスタの選択も第３領域
Ｚ３においては、第１領域Ｚ１で説明した趣旨と同じ方
法で上アームの３個のサイリスタａ〜ｃのいずれか１つ
を選定サイリスタとして選択する。

【００５９】次に、第４領域Ｚ４に入ると、サイリスタ
選択回路部１８ｃは図３に示すように上アームに設けた
ｂ相のサイリスタｂを特定サイリスタにする。即ち、第
２領域Ｚ２で説明した趣旨と同じように第４領域Ｚ４に
おいてｂ相の基準信号ｉｂ^*は最大値を含む正の値であ
るので、ｂ相の電力線Ｌｂは大きな値でモータＭに電流
を流す必要がありそのためにｂ相のサイリスタｂを特定
サイリスタにしている。

【００６０】そして、選定サイリスタの選択も第４領域
Ｚ４においては、第２領域Ｚ２で説明した趣旨と同じ方
法で下アームの３個のサイリスタ−ａ〜−ｃのいずれか
１つを選定サイリスタとして選択する。

【００６１】同様に、第５領域Ｚ５の場合は第１及び第
３領域Ｚ１，Ｚ３と同様な目的で特定及び選定サイリス
タを選択する。又、第６領域Ｚ６の場合は第２及び第４
領域Ｚ２，Ｚ４と同様な目的で特定及び選定サイリスタ
を選択する。

【００６２】このように、本実施例では、基準信号ｉａ
^* を６０度毎に区分し、その区分した領域Ｚ１〜Ｚ６内
において、それぞれ点弧するサイリスタの組み合わせを
３通りに設定した。従って、各領域Ｚ１〜Ｚ６において
点弧するサイリスタのデータは少なく、コントローラ１
８内の記憶手段の記憶容量の増大を抑えることができ
る。しかも、各領域Ｚ１〜Ｚ６とも、点弧するサイリス
タの組み合わせが３通りしかないので、非常に制御が単
純になり処理速度の高速化が図れる。

【００６３】又、各領域Ｚ１〜Ｚ６は１つの基準信号の
振幅値が正又は負の値をとるとき、他の２の基準信号が
共に１つの基準信号の値に対して正負逆の値をとるよう
に基準信号ｉａ^* を基準に６０度毎に区分して設定し
た。従って、常に点弧させる上又は下アームの特定サイ
リスタの選択が容易に決めることができ、そして、特定
サイリスタが下アームであれば、上アームのサイリス
タ、特定サイリスタが上アームであれば、下アームのサ
イリスタを選定サイリスタとして選定すればよいので、
制御データの設計が非常に簡単でしかも設計ミスが少な
くなる。

【００６４】又、各領域Ｚ１〜Ｚ６において、他の２の
基準信号の値に対して反対の正負逆の値をとる１つの基
準信号に対応する相のサイリスタ（基準信号が負ならば
下アームのサイリスタ、正ならば上アームのサイリス
タ）を特定サイリスタとして点弧対象とした。そして、
上アームのサイリスタが特定サイリスタならば、該相の
電力線に電流が供給される。

【００６５】この時、基準信号より出力電流のほうが大
きい時には、該基準信号に対応する下アームのサイリス
タを選定サイリスタとして点弧させ短絡させるようにし
た。従って、出力電流は減少し基準信号に近づき誤差を
小さくすることができる。

【００６６】反対に、基準信号より出力電流のほうが小
さい時には、該基準信号に対応する下アームのサイリス
タを選定サイリスタとして点弧させ短絡させないで、該
基準信号に対応しない２つの相の下アームのサイリスタ
のうちの１つを選定サイリスタの対象とした。従って、
電力線に供給される電流は短絡しないので、特定サイリ
スタで点弧させて該電力線に供給される電流に基づいて
出力電流は制御されている。

【００６７】そして、この時には、他の２つの相の誤差
信号の大小によって選定サイリスタを選択した。即ち、
両誤差信号が共に正の値の場合（共に基準信号より出力
電流のほうが小さい値）、小さい値となる相のサイリス
タにした。従って、出力電流が基準信号より小さい割合
が大きい相の電力線の電流が抜かれない、即ち短絡され
ることがないで、該相の誤差がさらに拡大されることは
ない。又、誤差信号が共に負の場合（共に基準信号より
出力電流のほうが大きい値）、その絶対値が大きい値と
なる相のサイリスタにする。従って、その絶対値の大き
い相の電力線の電流が抜かれる、即ち短絡されるので、
誤差の大きい出力電流が基準信号に近づき誤差を小さく
することができる。又、同様に、誤差信号の一方が正で
他方が負の値の場合、小さい値となる相のサイリスタに
しても同様である。

【００６８】又、各領域Ｚ１〜Ｚ６において、特定サイ
リスタに制御される相の出力電流がその基準信号より振
幅値の絶対値が大きいときに、その絶対値が小さくなる
ように選定サイリスタにて短絡させて積極的に制御して
いる。反対に、出力電流がその基準信号より振幅値の絶
対値が小さいときには、積極的にその絶対値が大きくな
るような制御はしていない。つまり、出力電流の値を小
さくする方向の制御、即ち抑える方向の制御を行うよう
にした。従って、出力電流の値を大きい方向に制御して
基準信号に近づける場合は、出力電流がオーバーシュー
ト及びアンダーシュートし、振動が生ずるが、本実施例
の場合には生じ難く安定した出力波形を生成することが
できる。

【００６９】さらに、従来の場合は常に誤差の大きい相
のサイリスタが点弧対象として制御されていたが、本実
施例では必ずしも点弧対象とはならず、常に各領域Ｚ１
〜Ｚ６毎に予め定められた範囲のサイリスタが選択され
る。従って、共振回路１２から見た場合には、大きな負
荷の変化に左右され難くなっている。その結果、共振回
路１２は安定した動作が行うことができ、常にきれいな
安定した電流パルスＩｐを出力することができ、ひいて
は振動の少ない電流制御を行うことができる。

【００７０】尚、本発明は前記実施例に限定されるもの
ではなく、負荷として３相誘導モータＭに具体化した
が、負荷はインダクタンスを含む負荷であればよく、例
えば、その他各種モータや変圧器等の制御に具体化して
もよい。

【００７１】又、前記実施例では６０度間隔に６つの領
域Ｚ１〜Ｚ６に区分し、その点弧するサイリスタのパタ
ーンを複数個設定してたが、これに限定されることはな
い。例えば、１２０度間隔に３個の領域に区分したり、
逆に３０度間隔に１２個の領域に区分して実施してもよ
い。３個に区分した場合、点弧するサイリスタのパター
ンの数を少なくすることができる利点があり、１２個の
領域に区分した場合には、よりきめの細かい感度のよい
制御が可能となる。

【００７２】さらに、各領域を、各相の基準信号のうち
の１つの基準信号の一周期を特定の相の基準信号の絶対
値が継続して最大になる期間単位に区分して領域として
もよい。そして、領域において、その特定された電力線
の基準信号が正の場合には特定された電力線が接続され
ている上アームのスイッチング素子をオンさせ、下アー
ムの１つのスイッチング素子を各相の電流が各基準値に
近づくように適宜選択する。反対に、領域において基準
信号が負の場合には特定された電力線が接続されている
下アームのスイッチング素子をオンさせ、上アームの１
つのスイッチング素子を各相の電流が各基準値に近づく
ように適宜選択する。この場合でも前記実施例と同様に
制御は単純化されるとともに、共振回路は予想外の大き
な負荷の変動に左右され難くなる。

【００７３】又、前記実施例で共振コンデンサＣ0 と共
振コイルＬ0 を直列に接続するとともに、共振コンデン
サＣ0 に対してコイルＬd を並列接続した直列形の共振
回路で具体化したが、これに限定されるものではない。
例えば、共振コンデンサＣ0と共振コイルＬ0 のみ直列
形の共振回路、共振コンデンサＣ0 と共振コイルＬ0を
直列回路に対して並列にコイルＬd を接続した直列形の
共振回路等に具体化してもよい。勿論、共振コンデンサ
Ｃ0 と共振コイルＬ0 がインバータ回路に対してともに
並列に接続された並列形の共振回路に具体化させてもよ
い。

【００７４】又、前記実施例では、入力コンバータ１
１，インバータ回路１３のスイッチン素子をサイリスタ
で具体化したがこれに限定されるものではない。例え
ば、バイポーラトランジスタやＭＯＳトランジスタ、静
電誘導形トランジスタ（ＳＩＴ）等のスイッチング素子
で具体化してもよい。

【００７５】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
振動成分の少ない出力電流を生成することができるとと
もに、共振回路からみて大きさ及び周期の揃った電流パ
ルスを生成することができる優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を具体化した電流共振形インバータシス
テムを示す回路図である。

【図２】コントローラよる処理動作を説明するためのブ
ロック回路図である。

【図３】各領域毎の点弧対象となるサイリスタのパター
ンを説明するための概念図である。

【図４】共振コンデンサの端子間電圧と電流パルスとの
関係を示す波形図である。

【図５】従来の電流共振形インバータシステムを説明す
るための回路図である。

【図６】基準信号の概念を説明する波形図である。

【図７】誤差信号を求める電流制御ループを説明する回
路図である。

【図８】従来の共振コンデンサの端子間電圧と電流パル
スとの関係を示す波形図である。

【符号の説明】

１２…共振回路、１３…インバータ回路、１５，１６…
電流検出器、１７…回転検出器、１８…コントローラ、
Ｉｐ…電流パルス、Ｃ0 …共振コンデンサ、Ｌ0 …共振
コイル、Ｌd …コイル、ａ〜ｃ，−ａ〜−ｃ…サイリス
タ、Ｃ…フィルタコンデンサ、Ｅ…直流電源、Ｌａ，Ｌ
ｂ，Ｌｃ…電力線、Ｍ…３相誘導モータ、ｉａ^* ，ｉｂ
^* ，ｉｃ^* …基準信号、ｉａ，ｉｂ，ｉｃ…出力電流。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 共振回路からの電流パルスをインバータ
   回路を介して各相の電力線に振り分ける際、その電流パ
   ルス密度を基準信号と該相の出力電流の偏差に基づいて
   行うようにした電流共振形インバータの制御方法におい
   て、 各相の基準信号のうちの１つの基準信号の一周期につい
   て複数個の期間に区分し、その区分した複数の期間をそ
   れぞれ領域とし、その１つの基準信号に基づいてその時
   々の領域を判断するとともに、その領域毎に１つの相の
   電力線を特定し、該相の出力電流の絶対値が基準信号の
   絶対値より大きいかどうか判断し、 出力電流の絶対値の方が大きい時、該出力電流が小さく
   なるように、特定した相に供給する電流パルスを短絡さ
   せてパルス密度を減少させ、出力電流の絶対値の方が小
   さい時、特定した相の電流パルス密度を固定して特定し
   た相以外の相の電流パルス密度を制御するようにした電
   流共振形インバータの制御方法。
2. 【請求項２】 電力線は３相であって、各基準信号は互
   いに１２０度位相がずれた正弦波であって、その各相の
   基準信号のうちの１つの基準信号の一周期について６個
   に等区分し、その区分した６つの領域毎に１つの相の電
   力線を特定する相は、各基準信号について、１つだけ他
   の２つの基準信号の値とその値の正負が異なる基準信号
   の相を特定の相とした請求項１に記載の電流共振形イン
   バータの制御方法。
3. 【請求項３】 共振コンデンサと共振コイルが直列に接
   続された直列形の共振回路からの電流パルスをインバー
   タ回路の上下アームのスイッチング素子を介して３相の
   電力線に振り分け、フィルタコンデンサにて平滑化して
   得た出力電流を３相誘導モータに出力する際、その電流
   パルス密度を３相誘導モータの回転周波数と３相誘導モ
   ータを所望のトルクにするトルク指令値に基づいて作成
   された互いに１２０度位相がずれた正弦波の基準信号と
   該相の出力電流の偏差に基づいて行うようにした電流共
   振形インバータの制御方法において、 各相の基準信号のうちの１つの基準信号の一周期につい
   て６個に等区分し、その区分した６つの領域をその１つ
   の基準信号に基づいてその時々の領域を判断するととも
   に、その領域毎に、その時の各基準信号について、１つ
   だけ他の２つの基準信号の値とその値の正負が異なる基
   準信号の相を特定の相とし、該相の出力電流の絶対値が
   基準信号の絶対値より大きいかどうか判断し、 出力電流の絶対値の方が大きい時、該出力電流が小さく
   なるように、該相の上下アームのスイッチング素子を動
   作させて該相に供給する電流パルスを短絡させパルス密
   度を減少させ、出力電流の絶対値の方が小さい時、特定
   した相の電流パルス密度を固定して特定した相以外の相
   の電流パルス密度を特定した相以外の相のスイッチング
   素子にて制御するようにした電流共振形インバータの制
   御方法。
4. 【請求項４】 共振回路からの電流パルスをインバータ
   回路を介して各相の電力線に振り分ける際、その電流パ
   ルス密度を基準信号と該相の出力電流の偏差に基づいて
   制御するようにした電流共振形インバータの制御方法に
   おいて、 各相の基準信号のうちの１つの基準信号の一周期を、特
   定の相の基準信号の絶対値が継続して最大になる期間単
   位に区分し、その区分した複数の期間をそれぞれ領域と
   し、各領域毎に基準信号の絶対値が最大になる電力線を
   特定し、その特定された電力線の基準信号が正の場合に
   は特定された電力線が接続されているインバータ回路の
   上アームのスイッチング素子をオンさせ、基準信号が負
   の場合には特定された電力線が接続されているインバー
   タ回路の下アームのスイッチング素子をオンさせ、その
   オン決定において、上アームのスイッチング素子をオン
   動作が決定された場合にはオンすべき下アームの１つの
   スイッチング素子を選択し、下アームのスイッチング素
   子をオン動作が決定された場合にはオンすべき上アーム
   の１つのスイッチング素子を選択することによって各相
   の電流が各基準値に近づくように電流パルス密度を制御
   するようにした電流共振形インバータの制御方法。