JPH0724813Y2 - 電子同調チューナの電圧重畳回路 - Google Patents
電子同調チューナの電圧重畳回路Info
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- JPH0724813Y2 JPH0724813Y2 JP1988025522U JP2552288U JPH0724813Y2 JP H0724813 Y2 JPH0724813 Y2 JP H0724813Y2 JP 1988025522 U JP1988025522 U JP 1988025522U JP 2552288 U JP2552288 U JP 2552288U JP H0724813 Y2 JPH0724813 Y2 JP H0724813Y2
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- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
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- H03J7/02—Automatic frequency control
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- H03J7/08—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
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- Signal Processing (AREA)
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- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 ［考案の目的］ （産業上の利用分野） この考案は自動周波数調整用のAFT電圧を同調電圧に重
畳してチューニングを行う電子同調チューナの電圧重畳
回路に関し、詳しくは自動周波数制御動作による周波数
引き込み範囲がチャンネル，或はバンドによって変動す
ることのないようにしたものである。
畳してチューニングを行う電子同調チューナの電圧重畳
回路に関し、詳しくは自動周波数制御動作による周波数
引き込み範囲がチャンネル，或はバンドによって変動す
ることのないようにしたものである。
（従来の技術） 従来，電子同調チューナにおいて、局部発振周波数は周
囲温度や経時変化によって変動するので、その変動を補
正して正しい周波数を保つように自動周波数調整（AF
T）回路が設けられている。
囲温度や経時変化によって変動するので、その変動を補
正して正しい周波数を保つように自動周波数調整（AF
T）回路が設けられている。
ATF回路は、電子同調チューナの出力側に得られるIF信
号の周波数ずれを検出し、そのずれの程度に比例した直
流電圧（以下AFT電圧とする）を得て局部発振周波数を
制御しIF周波数を中心周波数に引き込み安定化させるも
のである。
号の周波数ずれを検出し、そのずれの程度に比例した直
流電圧（以下AFT電圧とする）を得て局部発振周波数を
制御しIF周波数を中心周波数に引き込み安定化させるも
のである。
第７図はAFT電圧の特性を示し、縦軸は電圧を，横軸は
周波数を表わしている。V0は中心周波数f0（わが国では
58.75［MHz］）を与える基準電圧であり、f0より高い方
（＋側）にずれるとV0より低い電圧を現し、f0より低い
方（−側）にずれるとV0より高い電圧を現す。こうして
発生する電圧によって所定の引き込み範囲が設定され、
周波数を安定化する。
周波数を表わしている。V0は中心周波数f0（わが国では
58.75［MHz］）を与える基準電圧であり、f0より高い方
（＋側）にずれるとV0より低い電圧を現し、f0より低い
方（−側）にずれるとV0より高い電圧を現す。こうして
発生する電圧によって所定の引き込み範囲が設定され、
周波数を安定化する。
しかして、電子同調チューナは第８図ａに示すように、
可変容量ダイオードVD1，VD2を備え、これらに同調電圧
及びAFT電圧をそれぞれ供給する端子ＴとＦを有するも
のと、第８図ｂに示すように、可変容量ダイオードD1を
備え、これに同調電圧とAFT電圧とを重畳して供給する
端子Ｔを有するものがある。第８図（ｂ）の形のチュー
ナは、同調電圧端子Ｔに加える同調電圧をATF電圧で直
接制御，即ち同調電圧にAFT電圧を重畳することによっ
てAFT動作を行っている。
可変容量ダイオードVD1，VD2を備え、これらに同調電圧
及びAFT電圧をそれぞれ供給する端子ＴとＦを有するも
のと、第８図ｂに示すように、可変容量ダイオードD1を
備え、これに同調電圧とAFT電圧とを重畳して供給する
端子Ｔを有するものがある。第８図（ｂ）の形のチュー
ナは、同調電圧端子Ｔに加える同調電圧をATF電圧で直
接制御，即ち同調電圧にAFT電圧を重畳することによっ
てAFT動作を行っている。
第９図は上記のように同調電圧にAFT電圧を重畳する電
圧重畳回路の従来の一例を示す回路図である。同図にお
いて,1は電子同調チューナ（以下単にチューナとする）
であり、同調電圧端子Ｔを有している。選局操作によっ
て発生する選局電圧Vaは端子２より抵抗R1を介して同調
電圧端子Ｔに導かれる。一方、AFT電圧VAFTは電圧源端
子Vccと基準電位点間に直列接続された抵抗R3，R4の接
続点に端子３を介して導出される。そして、この接続点
に現出する電圧を抵抗R2を介して同調電圧端子Ｔに導く
構成となっている。
圧重畳回路の従来の一例を示す回路図である。同図にお
いて,1は電子同調チューナ（以下単にチューナとする）
であり、同調電圧端子Ｔを有している。選局操作によっ
て発生する選局電圧Vaは端子２より抵抗R1を介して同調
電圧端子Ｔに導かれる。一方、AFT電圧VAFTは電圧源端
子Vccと基準電位点間に直列接続された抵抗R3，R4の接
続点に端子３を介して導出される。そして、この接続点
に現出する電圧を抵抗R2を介して同調電圧端子Ｔに導く
構成となっている。
第10図は別の従来例を示し、選局電圧Vaはトランジスタ
Q1のベースよりエミッタに導出し、更にそのエミッタよ
り抵抗R1′を介して同調電圧端子Ｔに導かれる。また、
AFT電圧VAFTはR3′と抵抗R4′との接続点より抵抗R2′
を介してトランジスタQ2のエミッタに導かれる。トラン
ジスタQ2は、電圧源Vccと接地間に直列に接続した抵抗R
6，R7の接続点よりベースにバイアスが印加され、エミ
ッタは抵抗R5を介して基準電位点に接続され、コレクタ
は同調電圧端子Ｔに接続されている。
Q1のベースよりエミッタに導出し、更にそのエミッタよ
り抵抗R1′を介して同調電圧端子Ｔに導かれる。また、
AFT電圧VAFTはR3′と抵抗R4′との接続点より抵抗R2′
を介してトランジスタQ2のエミッタに導かれる。トラン
ジスタQ2は、電圧源Vccと接地間に直列に接続した抵抗R
6，R7の接続点よりベースにバイアスが印加され、エミ
ッタは抵抗R5を介して基準電位点に接続され、コレクタ
は同調電圧端子Ｔに接続されている。
この回路によれば、抵抗R3′，R4′の接続点に現れる電
圧は、前記電圧V0に相当するもので、それらの抵抗比に
よって定まる。そのとき抵抗R1′からトランジスタQ2の
コレクタに流れる電流をIcとすれば、IcはAFT電圧VAFT
の変化によってΔIcだけ変動する。これに基づく同調電
圧VTの変化分R1′×ΔIcは、局部発振周波数を自動周波
数制御する電圧分となる。また第９図の回路の場合も、
抵抗R3とR4の交点にV0が生じたときに抵抗R1から抵抗R2
側に流れる電流をI0とすると、R1×ΔI0がAFT電圧分と
なる。
圧は、前記電圧V0に相当するもので、それらの抵抗比に
よって定まる。そのとき抵抗R1′からトランジスタQ2の
コレクタに流れる電流をIcとすれば、IcはAFT電圧VAFT
の変化によってΔIcだけ変動する。これに基づく同調電
圧VTの変化分R1′×ΔIcは、局部発振周波数を自動周波
数制御する電圧分となる。また第９図の回路の場合も、
抵抗R3とR4の交点にV0が生じたときに抵抗R1から抵抗R2
側に流れる電流をI0とすると、R1×ΔI0がAFT電圧分と
なる。
ところで、同調電圧VTとチャンネル周波数との関係を示
すと第11図のようになっている。第11図において、横軸
はチャンネル番号，縦軸は同調電圧を表わしている。特
性ａはVHFロウバンドのチャンネルと同調電圧との関係
を示し、特性ｂはVHFハイバンドのチャンネルと同調電
圧との関係を、特性ｃはUHFバンドのチャンネルと同調
電圧との関係をそれぞれ示す。これら各チャンネル対同
調電圧特性は、それぞれ直線状にならず、ロウチャンネ
ル側ほど同調電圧の変化に対する周波数変化が小さく、
ハイチャンネルになるほど同調電圧の変化に対する周波
数変化が大きくなっている。また各バンド間では、その
差が更に大きくなっている。このため、AFT電圧の変化
によってAFT動作をさせると、R1×ΔIc等の電圧分は各
チャンネルで同じであるため、それぞれのバンドにおい
てロウ側のチャンネルでの引き込み範囲は広く、ハイ側
のチャンネルでの引き込み範囲は狭くなる。このように
AFTの引き込み範囲に差があると、受信性能が各チャン
ネルで異なり、良質な状態で受信することができなくな
る。
すと第11図のようになっている。第11図において、横軸
はチャンネル番号，縦軸は同調電圧を表わしている。特
性ａはVHFロウバンドのチャンネルと同調電圧との関係
を示し、特性ｂはVHFハイバンドのチャンネルと同調電
圧との関係を、特性ｃはUHFバンドのチャンネルと同調
電圧との関係をそれぞれ示す。これら各チャンネル対同
調電圧特性は、それぞれ直線状にならず、ロウチャンネ
ル側ほど同調電圧の変化に対する周波数変化が小さく、
ハイチャンネルになるほど同調電圧の変化に対する周波
数変化が大きくなっている。また各バンド間では、その
差が更に大きくなっている。このため、AFT電圧の変化
によってAFT動作をさせると、R1×ΔIc等の電圧分は各
チャンネルで同じであるため、それぞれのバンドにおい
てロウ側のチャンネルでの引き込み範囲は広く、ハイ側
のチャンネルでの引き込み範囲は狭くなる。このように
AFTの引き込み範囲に差があると、受信性能が各チャン
ネルで異なり、良質な状態で受信することができなくな
る。
（考案が解決しようとする問題点） 従来の電子同調チューナは、ロウチャンネル側とハイチ
ャンネル側とで同調電圧の変化に対する周波数の変化特
性が直線的でないために、ロウチャンネル側のAFT引き
込み範囲と、ハイチャンネル側のAFT引き込み範囲が異
なり、受信性能がそれぞれのチャンネルで一定しないと
いう問題があった。
ャンネル側とで同調電圧の変化に対する周波数の変化特
性が直線的でないために、ロウチャンネル側のAFT引き
込み範囲と、ハイチャンネル側のAFT引き込み範囲が異
なり、受信性能がそれぞれのチャンネルで一定しないと
いう問題があった。
この考案は上記問題点を除去し、各チャンネルでAFT引
き込み範囲に差を生じないようにした電子同調チューナ
の電圧重畳回路を提供することを目的とする。
き込み範囲に差を生じないようにした電子同調チューナ
の電圧重畳回路を提供することを目的とする。
［考案の構成］ （課題を解決するための手段） この考案は、同調電圧端子を有し、この同調電圧端子
に、選局用の電圧と自動周波数調整用のAFT電圧とを重
畳して供給するようにした電子同調チューナにおいて、
前記選局用パルス信号がベースに供給され、コレクタを
負荷抵抗を介して電圧源に接続し、エミッタを基準電位
点に接続した第１のトランジスタと、前記電圧源に直流
的に結合され第１のトランジスタのスイッチング動作に
応じて充・放電を行なうコンデンサを含み、前記第１の
トランジスタのコレクタに現われるパルス信号を整流平
滑して前記同調電圧端子に供給する電圧供給手段と、AF
T電圧に比例した直流電圧がベースに供給され、コレク
タ・エミッタ主電流路を前記コンデンサの充放電経路と
基準電位点間に接続した第２のトランジスタとを具備
し、チャンネル毎にAFT電圧の変化分を制御して引き込
み範囲を同程度に揃えるようにしたものである。
に、選局用の電圧と自動周波数調整用のAFT電圧とを重
畳して供給するようにした電子同調チューナにおいて、
前記選局用パルス信号がベースに供給され、コレクタを
負荷抵抗を介して電圧源に接続し、エミッタを基準電位
点に接続した第１のトランジスタと、前記電圧源に直流
的に結合され第１のトランジスタのスイッチング動作に
応じて充・放電を行なうコンデンサを含み、前記第１の
トランジスタのコレクタに現われるパルス信号を整流平
滑して前記同調電圧端子に供給する電圧供給手段と、AF
T電圧に比例した直流電圧がベースに供給され、コレク
タ・エミッタ主電流路を前記コンデンサの充放電経路と
基準電位点間に接続した第２のトランジスタとを具備
し、チャンネル毎にAFT電圧の変化分を制御して引き込
み範囲を同程度に揃えるようにしたものである。
（作用） 選局用のパルス信号は、チャンネル毎にパルスデューテ
ィーが変化するので、第１のトランジスタのオン期間と
オフ期間の比は、チャンネル毎に変化することになる。
したがって、負荷抵抗を通して流れる第２のトランジス
タの主電流は一定でも、その流れる期間はチャンネル毎
に異なってくる。この考案は、上記主電流の流れる期間
がチャンネル毎に異なっていることを利用して、整流回
路のコンデンサにおける充放電電流のうち,AFT動作分を
可変し、AFT電圧の変化範囲をチャンネル毎に異ならせ
る訳である。これによって各チャンネルで同程度の引き
込み範囲を実現している。
ィーが変化するので、第１のトランジスタのオン期間と
オフ期間の比は、チャンネル毎に変化することになる。
したがって、負荷抵抗を通して流れる第２のトランジス
タの主電流は一定でも、その流れる期間はチャンネル毎
に異なってくる。この考案は、上記主電流の流れる期間
がチャンネル毎に異なっていることを利用して、整流回
路のコンデンサにおける充放電電流のうち,AFT動作分を
可変し、AFT電圧の変化範囲をチャンネル毎に異ならせ
る訳である。これによって各チャンネルで同程度の引き
込み範囲を実現している。
（実施例） 以下、この考案を図示の実施例によって説明する。
第１図はこの考案に係る電子同調チューナの電圧重畳回
路の一実施例を示す回路図である。
路の一実施例を示す回路図である。
第１図において、11は同調電圧端子Ｔを持つ電子同調チ
ューナである。12は選局用パルス信号の入力端子であ
り、同端子12は前記選局用パルス信号によってスイッチ
ング動作を行うトランジスタQ11のベースに接続されて
いる。トランジスタQ11は、エミッタが基準電位点に続
され、コレクタは負荷抵抗R11を介して電圧源端子
（＋）Ｂに接続される。また、トランジスタQ11のコレ
クタには抵抗R12，及びコンデンサC11から成る整流フィ
ルターが接続されている。この構成によって、コンデン
サC11の出力端にはトランジスタQ11のオフ期間の長さに
比例した直流電圧が現れる。この直流電圧は、従来回路
における選局電圧Vaに相当するものである。
ューナである。12は選局用パルス信号の入力端子であ
り、同端子12は前記選局用パルス信号によってスイッチ
ング動作を行うトランジスタQ11のベースに接続されて
いる。トランジスタQ11は、エミッタが基準電位点に続
され、コレクタは負荷抵抗R11を介して電圧源端子
（＋）Ｂに接続される。また、トランジスタQ11のコレ
クタには抵抗R12，及びコンデンサC11から成る整流フィ
ルターが接続されている。この構成によって、コンデン
サC11の出力端にはトランジスタQ11のオフ期間の長さに
比例した直流電圧が現れる。この直流電圧は、従来回路
における選局電圧Vaに相当するものである。
コンデンサC11の両端電圧はトランジスタQ12のベースに
供給される。トランジスタQ12のエミッタは抵抗R13を介
して基準電位点に接続され、コレクタは電圧源端子
（＋）Ｂに接続され、トランジスタQ12のエミッタに現
れる直流電圧は、抵抗R14，コンデンサC12から成る平滑
回路を介して同調電圧端子Ｔに導かれる。
供給される。トランジスタQ12のエミッタは抵抗R13を介
して基準電位点に接続され、コレクタは電圧源端子
（＋）Ｂに接続され、トランジスタQ12のエミッタに現
れる直流電圧は、抵抗R14，コンデンサC12から成る平滑
回路を介して同調電圧端子Ｔに導かれる。
次に、トランジスタQ21〜Q26による回路は、端子13に導
かれるAFT電圧を電流に変換して前記整流フィルターに
入力する回路である。詳細には、AFT電圧入力端子13
は、抵抗R21を介してトランジスタQ21のベースに接続さ
れ、トランジスタQ21は、エミッタより出力を取出し、
抵抗R23，R24の直列接続を介してレベルシフト用トラン
ジスタQ22のベースに、AFT電圧VAFTに比例した電圧を導
出している。
かれるAFT電圧を電流に変換して前記整流フィルターに
入力する回路である。詳細には、AFT電圧入力端子13
は、抵抗R21を介してトランジスタQ21のベースに接続さ
れ、トランジスタQ21は、エミッタより出力を取出し、
抵抗R23，R24の直列接続を介してレベルシフト用トラン
ジスタQ22のベースに、AFT電圧VAFTに比例した電圧を導
出している。
トランジスタQ22はベースと基準電位点間にコンデンサC
21が接続され、エミッタは抵抗R27を介して電圧源端子V
ccに接続され、コレクタは抵抗R26，ダイオードD23の直
列接続を介して基準電位点に接続されると共に抵抗R25
を介してAFT電圧重畳用トランジスタQ23のベースに接続
されている。トランジスタQ23は、エミッタが抵抗R28，
R29の直列回路を介して基準電位点に接続され、コレク
タは前記トランジスタQ11のコレクタに接続されてい
る。これにより、トランジスタQ23は、トランジスタQ11
のオフする期間にオン動作し、AFT電圧VAFTを電流に変
換して整流フィルターに導いている。
21が接続され、エミッタは抵抗R27を介して電圧源端子V
ccに接続され、コレクタは抵抗R26，ダイオードD23の直
列接続を介して基準電位点に接続されると共に抵抗R25
を介してAFT電圧重畳用トランジスタQ23のベースに接続
されている。トランジスタQ23は、エミッタが抵抗R28，
R29の直列回路を介して基準電位点に接続され、コレク
タは前記トランジスタQ11のコレクタに接続されてい
る。これにより、トランジスタQ23は、トランジスタQ11
のオフする期間にオン動作し、AFT電圧VAFTを電流に変
換して整流フィルターに導いている。
また、端子14はバンド切換電圧の入力端子であり、この
端子14からの電圧は、抵抗R30，R31及びトランジスタQ
25を介して前記抵抗R28と29との接続点に印加される。
端子14からの電圧は、抵抗R30，R31及びトランジスタQ
25を介して前記抵抗R28と29との接続点に印加される。
尚、トランジスタQ21のコレクタは基準電位点に接続さ
れ、エミッタは抵抗R22を介して電圧源端子Vccに接続さ
れている。そして、トランジスタQ22のベースと電圧源
端子Vccの間には抵抗R32とダイオードD21による直列回
路が接続され、抵抗R23及びR24の接続点は、ダイオード
D22及びトランジスタQ24のコレクタ・エミッタ路を介し
て基準電位点に接続されている。端子15はAFTディフィ
ート電圧の入力端子であるが、この電圧はトランジスタ
Q26のコレクタより前記ダイオードD21のアノードに印加
されると共に、抵抗R33を介してトランジスタQ24のベー
スに導かれる。
れ、エミッタは抵抗R22を介して電圧源端子Vccに接続さ
れている。そして、トランジスタQ22のベースと電圧源
端子Vccの間には抵抗R32とダイオードD21による直列回
路が接続され、抵抗R23及びR24の接続点は、ダイオード
D22及びトランジスタQ24のコレクタ・エミッタ路を介し
て基準電位点に接続されている。端子15はAFTディフィ
ート電圧の入力端子であるが、この電圧はトランジスタ
Q26のコレクタより前記ダイオードD21のアノードに印加
されると共に、抵抗R33を介してトランジスタQ24のベー
スに導かれる。
次に上記構成の動作を第２図，第３図，第４図及び第５
図を参照して説明する。尚、第２図〜第４図は選局用パ
ルス信号のパルスデューティーとそれに対応した選局電
圧及びAFT電圧変化範囲との関係を示している。
図を参照して説明する。尚、第２図〜第４図は選局用パ
ルス信号のパルスデューティーとそれに対応した選局電
圧及びAFT電圧変化範囲との関係を示している。
先ず、第２図は、或るバンドにおけるロウ側のチャンネ
ル（VHFロウバンドで言えば第１チャンネル）を選局し
た時の動作の説明図であり、ａはそのときの選局用パル
ス信号を,bはQ11のスイッチング出力波形とそれに基づ
く選局電圧を対比し、ｃは同調電圧VTをそれぞれ示す。
第２図ａに示すように、ロウ側のチャンネルを受信する
場合は、選局用パルス信号のパルス期間（ロウレベル期
間）は、その反転期間（ハイレベル期間）に比べ小さ
い。トランジスタQ11はこのパルス信号を反転出力する
ので、第２図ｂに示すように、第２図ａのハイレベル期
間とロウレベル期間が入替わった電圧がトランジスタQ
11のコレクタに現れる。この電圧のハイレベル期間T1は
トランジスタQ11のオフする期間であり、この期間にコ
ンデンサC11は電圧源端子（＋）Ｂからの電圧を負荷抵
抗R11を介して充電する。反対にロウレベル期間T2はト
ランジスタQ11がオン動作中となり、このトランジスタQ
11を通してコンデンサC11の電荷は放電する。この充・
放電特性を実線Ｂで示している。よって、コンデンサC
11の出力端には、平均値電圧Va（一点鎖線参照）が生
じ、T1とT2の比によって決定される直流電圧が現れる。
ル（VHFロウバンドで言えば第１チャンネル）を選局し
た時の動作の説明図であり、ａはそのときの選局用パル
ス信号を,bはQ11のスイッチング出力波形とそれに基づ
く選局電圧を対比し、ｃは同調電圧VTをそれぞれ示す。
第２図ａに示すように、ロウ側のチャンネルを受信する
場合は、選局用パルス信号のパルス期間（ロウレベル期
間）は、その反転期間（ハイレベル期間）に比べ小さ
い。トランジスタQ11はこのパルス信号を反転出力する
ので、第２図ｂに示すように、第２図ａのハイレベル期
間とロウレベル期間が入替わった電圧がトランジスタQ
11のコレクタに現れる。この電圧のハイレベル期間T1は
トランジスタQ11のオフする期間であり、この期間にコ
ンデンサC11は電圧源端子（＋）Ｂからの電圧を負荷抵
抗R11を介して充電する。反対にロウレベル期間T2はト
ランジスタQ11がオン動作中となり、このトランジスタQ
11を通してコンデンサC11の電荷は放電する。この充・
放電特性を実線Ｂで示している。よって、コンデンサC
11の出力端には、平均値電圧Va（一点鎖線参照）が生
じ、T1とT2の比によって決定される直流電圧が現れる。
一方AFT電圧VAFTは、抵抗R21，トランジスタQ21のベー
ス・エミッタ間，抵抗R23，R24を介してトランジスタQ
22のベースに現れる。トランジスタQ22はダイオードD23
分だけAFT電圧をレベルシフトしてコレクタより導出す
る。これにより、トランジスタQ23は、トランジスタQ11
がオフする期間に、VAFTに応答する動作電流がコレクタ
・エミッタ路に流れてコンデンサC11の充電電流を調整
することになる。これによるコンデンサC11の出力端に
現れる電圧Va′は、第２図ｂの選局電圧にVAFT変化分が
重畳されたものとなる。
ス・エミッタ間，抵抗R23，R24を介してトランジスタQ
22のベースに現れる。トランジスタQ22はダイオードD23
分だけAFT電圧をレベルシフトしてコレクタより導出す
る。これにより、トランジスタQ23は、トランジスタQ11
がオフする期間に、VAFTに応答する動作電流がコレクタ
・エミッタ路に流れてコンデンサC11の充電電流を調整
することになる。これによるコンデンサC11の出力端に
現れる電圧Va′は、第２図ｂの選局電圧にVAFT変化分が
重畳されたものとなる。
ここで、AFT電圧がV0の時のQ23の動作電流をIcとすれ
ば、AFT電圧の変化に応答する動作電流の変化分ΔIcは
一定であるが、本実施例の場合、トランジスタQ23はト
ランジスタQ11のオフ期間T1にだけ動作するので、T1に
対応したΔIc分の電圧調整が行われることになる。第２
図ｂの斜線部は上記ΔIc分電圧量を示す。そしてこの電
圧量は、第２図ｃに示すように、AFT電圧がV0を呈する
時の電圧（実線参照）を中心に上下の点線にて示す電圧
範囲ΔVTで同調電圧VTに電圧変化を与える。結局、ΔVT
はAFT引き込み範囲を表わすことになる。
ば、AFT電圧の変化に応答する動作電流の変化分ΔIcは
一定であるが、本実施例の場合、トランジスタQ23はト
ランジスタQ11のオフ期間T1にだけ動作するので、T1に
対応したΔIc分の電圧調整が行われることになる。第２
図ｂの斜線部は上記ΔIc分電圧量を示す。そしてこの電
圧量は、第２図ｃに示すように、AFT電圧がV0を呈する
時の電圧（実線参照）を中心に上下の点線にて示す電圧
範囲ΔVTで同調電圧VTに電圧変化を与える。結局、ΔVT
はAFT引き込み範囲を表わすことになる。
次に、第３図はロウチャンネルとハイチャンネルの中間
にチャンネル，具体的にはVHFロウバンドでは第２チャ
ンネルを選局した時の動作を示している。この場合に
は、第３図ａに示すように、選局用パルス信号のパルス
期間（ロウレベル期間）は、ロウチャンネルの場合より
長くなるので、選局用パルス信号に基づく選局電圧V
aは、第３図ｂに示すように、平均値が高くなる。ま
た、ΔIcに基づくコンデンサC11の充放電電流の調整電
流量（斜線部）も多くなるので、第３図ｃに示すよう
に、同調電圧のAFT電圧変化範囲ΔVTも広がることにな
る。
にチャンネル，具体的にはVHFロウバンドでは第２チャ
ンネルを選局した時の動作を示している。この場合に
は、第３図ａに示すように、選局用パルス信号のパルス
期間（ロウレベル期間）は、ロウチャンネルの場合より
長くなるので、選局用パルス信号に基づく選局電圧V
aは、第３図ｂに示すように、平均値が高くなる。ま
た、ΔIcに基づくコンデンサC11の充放電電流の調整電
流量（斜線部）も多くなるので、第３図ｃに示すよう
に、同調電圧のAFT電圧変化範囲ΔVTも広がることにな
る。
また、第４図に示すハイチャンネルを受信する場合は、
第４図ａに示すように、選局用パルス信号のパルス期間
（ロウレベル期間）がさらに広がり、それによる選局電
圧Vaも電圧源端子（＋）Ｂの電圧に近くなる。そして、
ΔIcもそれに比例して長い期間流れるので、第４図ｃに
示すように、変化範囲ΔVTは、第３図の場合より更に拡
がることになる。
第４図ａに示すように、選局用パルス信号のパルス期間
（ロウレベル期間）がさらに広がり、それによる選局電
圧Vaも電圧源端子（＋）Ｂの電圧に近くなる。そして、
ΔIcもそれに比例して長い期間流れるので、第４図ｃに
示すように、変化範囲ΔVTは、第３図の場合より更に拡
がることになる。
こうして、本実施例は第１のトランジスタであるQ11の
オフ期間がチャンネルに応じて変化するので、この変化
によりAFT電圧変化分を発生せしめるトランジスタQ23の
ΔIcの発生期間を可変して、各チャンネルに応じたAFT
電圧変化を与えることができる。これにより第11図のよ
うな特性にかかわらず、各チャンネルでAFT引き込み範
囲が同じとなり、受信性能を揃えることができる訳であ
る。
オフ期間がチャンネルに応じて変化するので、この変化
によりAFT電圧変化分を発生せしめるトランジスタQ23の
ΔIcの発生期間を可変して、各チャンネルに応じたAFT
電圧変化を与えることができる。これにより第11図のよ
うな特性にかかわらず、各チャンネルでAFT引き込み範
囲が同じとなり、受信性能を揃えることができる訳であ
る。
第５図は上記同調電圧対パルスデューティーの関係を示
したものであり、縦軸は電圧Ｖを、横軸はパルスデュー
ティー（％）を表わしている。この図からも判るよう
に、デューティーが大きくなるのに比例して、同調電圧
に対するVAFTの電圧範囲が拡がっており、第11図の特性
に合ったAFT電圧範囲が設定される。尚、第５図でVAFT
（−）とは、端子13へのVAFT電圧が（−）側に変化した
場合を示し、VAFT（＋）とは（＋）側に変化した場合を
示している。またVaは選局用パルス信号によって発生す
る選局電圧であるが、VAFT電圧範囲の拡がりは、上記Va
の上昇と一致している。
したものであり、縦軸は電圧Ｖを、横軸はパルスデュー
ティー（％）を表わしている。この図からも判るよう
に、デューティーが大きくなるのに比例して、同調電圧
に対するVAFTの電圧範囲が拡がっており、第11図の特性
に合ったAFT電圧範囲が設定される。尚、第５図でVAFT
（−）とは、端子13へのVAFT電圧が（−）側に変化した
場合を示し、VAFT（＋）とは（＋）側に変化した場合を
示している。またVaは選局用パルス信号によって発生す
る選局電圧であるが、VAFT電圧範囲の拡がりは、上記Va
の上昇と一致している。
また、AFT動作期間中、AFTディフィート電圧はハイレベ
ルを呈しトランジスタQ26をオンしている。AFTディフィ
ート電圧がロウレベルになると（AFT解除動作）、Q26の
コレクタ電位が上昇してトランジスタQ24、ダイオードD
21がオンし、Q22のベース電位を抵抗R32，R24の比によ
って定まる電圧に保持する。この電圧がV0になる。
ルを呈しトランジスタQ26をオンしている。AFTディフィ
ート電圧がロウレベルになると（AFT解除動作）、Q26の
コレクタ電位が上昇してトランジスタQ24、ダイオードD
21がオンし、Q22のベース電位を抵抗R32，R24の比によ
って定まる電圧に保持する。この電圧がV0になる。
また、本実施例では、端子14に印加する電圧をバンド毎
に異なるレベルに切換えることで、バンドごとに異なる
特性（第11図）に合わせてトランジスタQ23のエミッタ
バイアス電圧を可変することができる。これにより、Δ
Icが可変され、AFT制御感度をバンド毎に設定すること
が可能となる。例えばVHFバンドでは端子14の電圧をハ
イレベルにすることでトランジスタQ25をオンさせ、抵
抗R29を短絡させ、またUHFバンドでは端子14の電圧をロ
ウレベルにしてトランジスタQ25をオフさせ、抵抗R29を
R28に直列接続するようにし、こうしてトランジスタQ23
のエミッタバイアス値を変えることができる。
に異なるレベルに切換えることで、バンドごとに異なる
特性（第11図）に合わせてトランジスタQ23のエミッタ
バイアス電圧を可変することができる。これにより、Δ
Icが可変され、AFT制御感度をバンド毎に設定すること
が可能となる。例えばVHFバンドでは端子14の電圧をハ
イレベルにすることでトランジスタQ25をオンさせ、抵
抗R29を短絡させ、またUHFバンドでは端子14の電圧をロ
ウレベルにしてトランジスタQ25をオフさせ、抵抗R29を
R28に直列接続するようにし、こうしてトランジスタQ23
のエミッタバイアス値を変えることができる。
尚、トランジスタQ23のコレクタは平滑コンデンサC12と
抵抗R14との接続点に接続しても良い。
抵抗R14との接続点に接続しても良い。
次に他の実施例を説明する。
第６図はこの考案の他の実施例を示す回路である。この
実施例は、整流フィルターを複数設けると共に、第１図
の実施例でトランジスタQ23の動作電流をバンド毎に切
換えていたのを、このような切換を行わず、予め各バン
ドに対応した切換電圧VL，VH，VUが与えられている回路
16,17,18を設け、AFT制御性能が最適となる接続点を選
択するようにしたものである。
実施例は、整流フィルターを複数設けると共に、第１図
の実施例でトランジスタQ23の動作電流をバンド毎に切
換えていたのを、このような切換を行わず、予め各バン
ドに対応した切換電圧VL，VH，VUが与えられている回路
16,17,18を設け、AFT制御性能が最適となる接続点を選
択するようにしたものである。
第６図ａは第１図におけるトランジスタQ11とQ12の回路
部分を示し、トランジスタQ11とQ12の間に、抵抗R41〜R
43及びコンデンサC41〜C43による複数の整流フィルタを
設けている。また、第６図ｂにおいて、回路16はVHFロ
ウバンドのための回路であり、各トランジスタQ31，Q32
は、それぞれ第１図のトランジスタQ23とQ25に対応して
いる。回路17はVHFハイバンドのための回路であり、ト
ランジスタQ41がQ23，Q42がQ25にそれぞれ対応してい
る。また、回路18はUHFバンドの回路を示し、トランジ
スタQ51がQ23に，Q52がQ25にそれぞれ対応している。そ
して、トランジスタQ31，Q41，Q51ののコレクタを、第
６図ａにおける端a,b,c,d,eのいずれかへ接続するので
ある。尚、各トランジスタ31,Q41，Q51は、それぞれ抵
抗R44，R47，R50を介してトランジスタQ22から電圧が供
給されている。
部分を示し、トランジスタQ11とQ12の間に、抵抗R41〜R
43及びコンデンサC41〜C43による複数の整流フィルタを
設けている。また、第６図ｂにおいて、回路16はVHFロ
ウバンドのための回路であり、各トランジスタQ31，Q32
は、それぞれ第１図のトランジスタQ23とQ25に対応して
いる。回路17はVHFハイバンドのための回路であり、ト
ランジスタQ41がQ23，Q42がQ25にそれぞれ対応してい
る。また、回路18はUHFバンドの回路を示し、トランジ
スタQ51がQ23に，Q52がQ25にそれぞれ対応している。そ
して、トランジスタQ31，Q41，Q51ののコレクタを、第
６図ａにおける端a,b,c,d,eのいずれかへ接続するので
ある。尚、各トランジスタ31,Q41，Q51は、それぞれ抵
抗R44，R47，R50を介してトランジスタQ22から電圧が供
給されている。
このような回路によれば、第２のトランジスタであるQ
23のバイアス電流を切換える第１図の実施例より、更に
各バンドに適したAFT制御性能の向上を図ることができ
るようになる。
23のバイアス電流を切換える第１図の実施例より、更に
各バンドに適したAFT制御性能の向上を図ることができ
るようになる。
［考案の効果］ 以上説明したようにこの考案によれば、各チャンネルで
ほぼ同程度のAFT引き込み範囲となり、受信性能がチャ
ンネル間で異なることがない。
ほぼ同程度のAFT引き込み範囲となり、受信性能がチャ
ンネル間で異なることがない。
第１図はこの考案に係る電子同調チューナの電圧重畳回
路の一実施例を示す回路図、第２図，第３図，第４図は
この考案の動作を説明するための説明図、第５図は同調
電圧対パルスデューティー比特性を示す特性図、第６図
はこの考案の他の実施例を示す回路図、第７図はAFT電
圧の特性図、第８図は電子同調チューナの要部構成を示
す構成図、第９図は従来の電圧重畳回路の一例を示す回
路図、第10図は他の従来例を示す回路図、第11図は電子
同調チューナのキャリブレーション特性を示す特性図で
ある。 11……電子同調チューナ、12……選局パルス信号入力端
子、13……AFT電圧入力端子、Q11……第１のトランジス
タ、Q23……第２のトランジスタ、R11……負荷抵抗、R
12……抵抗、C11……コンデンサ。
路の一実施例を示す回路図、第２図，第３図，第４図は
この考案の動作を説明するための説明図、第５図は同調
電圧対パルスデューティー比特性を示す特性図、第６図
はこの考案の他の実施例を示す回路図、第７図はAFT電
圧の特性図、第８図は電子同調チューナの要部構成を示
す構成図、第９図は従来の電圧重畳回路の一例を示す回
路図、第10図は他の従来例を示す回路図、第11図は電子
同調チューナのキャリブレーション特性を示す特性図で
ある。 11……電子同調チューナ、12……選局パルス信号入力端
子、13……AFT電圧入力端子、Q11……第１のトランジス
タ、Q23……第２のトランジスタ、R11……負荷抵抗、R
12……抵抗、C11……コンデンサ。
Claims (2)
- 【請求項１】同調電圧端子を有し、この同調電圧端子
に、選局用の電圧と自動周波数調整用のAFT電圧とを重
畳して供給するようにした電子同調チューナにおいて、 チャンネルによってパルスデューティの変化する選局用
のパルス信号がベースに供給され、コレクタを負荷抵抗
を介して電圧源に接続し、エミッタを基準電位点に接続
したスイッチング用の第１のトランジスタと、 前記電圧源に直流的に結合され前記第１のトランジスタ
のスイッチング動作に応じて充・放電が行われるように
したコンデンサを含み、前記第１のトランジスタのコレ
クタに現われるパルス信号を整流平滑して前記同調電圧
端子に供給する電圧供給手段と、 前記AFT電圧に比例した直流電圧がベースに供給され、
コレクタ・エミッタ主電流路を前記コンデンサの充放電
経路と基準電位点間に接続した第２のトランジスタとを
具備して成る電子同調チューナの電圧重畳回路。 - 【請求項２】第２のトランジスタの主電流路を流れる電
流を受信バンドに応じて切換える手段を有する請求項１
記載の電子同調チューナの電圧重畳回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988025522U JPH0724813Y2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 電子同調チューナの電圧重畳回路 |
| US07/312,947 US4891708A (en) | 1988-02-26 | 1989-02-21 | Voltage superposing circuit for an electronic tuner |
| GB8904032A GB2216352B (en) | 1988-02-26 | 1989-02-22 | Voltage superposing circuit for an electronic tuner |
| DE3905860A DE3905860A1 (de) | 1988-02-26 | 1989-02-24 | Spannungsueberlagerungsschaltung fuer einen elektronischen kanalwaehler oder tuner |
| KR1019890002304A KR930002042B1 (ko) | 1988-02-26 | 1989-02-25 | 전자동조 튜너용 전압 중첩회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1988025522U JPH0724813Y2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 電子同調チューナの電圧重畳回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01129919U JPH01129919U (ja) | 1989-09-05 |
| JPH0724813Y2 true JPH0724813Y2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=12168390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1988025522U Expired - Lifetime JPH0724813Y2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 電子同調チューナの電圧重畳回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4891708A (ja) |
| JP (1) | JPH0724813Y2 (ja) |
| KR (1) | KR930002042B1 (ja) |
| DE (1) | DE3905860A1 (ja) |
| GB (1) | GB2216352B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2294830A (en) * | 1993-08-13 | 1996-05-08 | Nec Corp | Frequency synthesizer |
| KR0138330B1 (ko) * | 1994-02-07 | 1998-05-15 | 김광호 | 방송수신기의 디지탈 전압튜닝방법 |
| JP3631037B2 (ja) * | 1999-03-18 | 2005-03-23 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナー |
| US6396550B1 (en) * | 1999-11-05 | 2002-05-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and device for precision tuning, and method and device for matching vestigial sideband signal in television |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3591858A (en) * | 1968-05-31 | 1971-07-06 | Beckman Instruments Inc | Pulse rate to analog converter |
| US3858000A (en) * | 1972-12-04 | 1974-12-31 | Warwick Electronics Inc | Extended range afc system |
| JPS53108219A (en) * | 1977-03-03 | 1978-09-20 | Toshiba Corp | Channel selection device |
| US4344187A (en) * | 1979-10-18 | 1982-08-10 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Radio receiver with system for maintaining optimum tuning |
| JPS57182934U (ja) * | 1981-05-15 | 1982-11-19 | ||
| US4450587A (en) * | 1981-11-27 | 1984-05-22 | Rca Corporation | Tuning arrangement for providing relatively uniform automatic fine tuning sensitivity |
| JPS59215113A (ja) * | 1983-05-23 | 1984-12-05 | Victor Co Of Japan Ltd | テレビジヨン信号受信装置のａｆｃ回路 |
| US4748684A (en) * | 1986-06-03 | 1988-05-31 | Information Resources, Inc. | Fast tuning control for a television system |
| US4814887A (en) * | 1988-05-23 | 1989-03-21 | General Instrument Corporation | Automatic frequency control |
-
1988
- 1988-02-26 JP JP1988025522U patent/JPH0724813Y2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-02-21 US US07/312,947 patent/US4891708A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-02-22 GB GB8904032A patent/GB2216352B/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-24 DE DE3905860A patent/DE3905860A1/de active Granted
- 1989-02-25 KR KR1019890002304A patent/KR930002042B1/ko not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3905860C2 (ja) | 1992-08-27 |
| DE3905860A1 (de) | 1989-09-07 |
| KR930002042B1 (ko) | 1993-03-22 |
| JPH01129919U (ja) | 1989-09-05 |
| GB2216352A (en) | 1989-10-04 |
| US4891708A (en) | 1990-01-02 |
| GB8904032D0 (en) | 1989-04-05 |
| KR890013886A (ko) | 1989-09-26 |
| GB2216352B (en) | 1992-01-22 |
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