JPS61231876A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS61231876A JPS61231876A JP60072193A JP7219385A JPS61231876A JP S61231876 A JPS61231876 A JP S61231876A JP 60072193 A JP60072193 A JP 60072193A JP 7219385 A JP7219385 A JP 7219385A JP S61231876 A JPS61231876 A JP S61231876A
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- Japan
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- output voltage
- oscillation
- output
- transistor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、発振回路
の発振出力をＮ倍圧整流（Ｎ≧２）して得られる直流電
圧と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、かつ、電
圧調整して取り出すことにより、出力電圧を電源電圧よ
りも高い値から低い値まで自由に変更できるようにした
ものである。
の発振出力をＮ倍圧整流（Ｎ≧２）して得られる直流電
圧と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、かつ、電
圧調整して取り出すことにより、出力電圧を電源電圧よ
りも高い値から低い値まで自由に変更できるようにした
ものである。
電子同調式のラジオ受信機、すなわち、同調回路に可変
容量ダイオードを有し、これに供給される電圧を変更す
ることにより選局を行うようにした受信機では、その選
局電圧は例えば０．５〜４．５Ｖにわたって変化できる
必要がある。
容量ダイオードを有し、これに供給される電圧を変更す
ることにより選局を行うようにした受信機では、その選
局電圧は例えば０．５〜４．５Ｖにわたって変化できる
必要がある。
したがって、受像機が３■の電池で動作するような場合
、あるいは６ｖの電池であっても電池が減ったときのこ
とを考慮した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータによりその選
局電圧を形成することになる。
、あるいは６ｖの電池であっても電池が減ったときのこ
とを考慮した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータによりその選
局電圧を形成することになる。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、第２図に示すよ
うなリンギングチョークタイプのものや、第３図に示す
ような発振トランスタイプのものがある。すなわち、第
２図のコンバータにおいては、変調回路（１１）からの
ＰＷＭパルスによりトランジスタＱａがスイッチングさ
れて端子Ｔａに出力電圧が取り出されると共に、この出
力電圧が電圧比較回路（１２）において基準電圧Ｅｒと
比較され、その比較出力によりＰＷＭパルスのデユーテ
ィ−レシオが制御されて端子Ｔａの出力電圧が一定とさ
れる。そして、このとき、基準電圧Ｅｒを変更すること
により出力電圧が変化させられる。
うなリンギングチョークタイプのものや、第３図に示す
ような発振トランスタイプのものがある。すなわち、第
２図のコンバータにおいては、変調回路（１１）からの
ＰＷＭパルスによりトランジスタＱａがスイッチングさ
れて端子Ｔａに出力電圧が取り出されると共に、この出
力電圧が電圧比較回路（１２）において基準電圧Ｅｒと
比較され、その比較出力によりＰＷＭパルスのデユーテ
ィ−レシオが制御されて端子Ｔａの出力電圧が一定とさ
れる。そして、このとき、基準電圧Ｅｒを変更すること
により出力電圧が変化させられる。
また、第３図のコンバータにおいては、トランスＭａと
コンデンサＣａとの共振周波数で発振が行われて端子Ｔ
ａに出力電圧が取り出されると共に、比較回路（１２）
の比較出力により発振回路（１３）の発振強度が制御さ
れて端子Ｔａの出力電圧が一定とされる。そして、この
とき、可変抵抗器Ｒａを調整することにより出力電圧が
変化させられる。
コンデンサＣａとの共振周波数で発振が行われて端子Ｔ
ａに出力電圧が取り出されると共に、比較回路（１２）
の比較出力により発振回路（１３）の発振強度が制御さ
れて端子Ｔａの出力電圧が一定とされる。そして、この
とき、可変抵抗器Ｒａを調整することにより出力電圧が
変化させられる。
ところが、第２図のコンバータでは、スイッチングタイ
プのためノイズが大きく、受信機への妨害が大きくなっ
てしまう。したがって、このスイッチングタイプのコン
バータにより可変容量ダイオードの選局電圧を形成する
ことは不適当である。
プのためノイズが大きく、受信機への妨害が大きくなっ
てしまう。したがって、このスイッチングタイプのコン
バータにより可変容量ダイオードの選局電圧を形成する
ことは不適当である。
また、第３図のコンバータでは、可変抵抗器Ｒａがない
場合、発振強度を変更して出力電圧を制御することにな
るが、選局電圧に対応して発振強度を広い範囲にわたっ
て安定に制御することは困難であり、特に出力電圧を小
さくしたときには発振が停止してしまう。このため、図
のように、発振強度は一定としておいて可変抵抗器Ｒａ
により所望の出力電圧を得るわけであるが、このように
すると、発振回路（１３）は出力電圧が最小のときでも
最大出力電圧に相当する発振強度で発振をしている必要
があり、コンバータとしての変換効率が悪くなってしま
い、電池で働く受信機にとって好ましくない。
場合、発振強度を変更して出力電圧を制御することにな
るが、選局電圧に対応して発振強度を広い範囲にわたっ
て安定に制御することは困難であり、特に出力電圧を小
さくしたときには発振が停止してしまう。このため、図
のように、発振強度は一定としておいて可変抵抗器Ｒａ
により所望の出力電圧を得るわけであるが、このように
すると、発振回路（１３）は出力電圧が最小のときでも
最大出力電圧に相当する発振強度で発振をしている必要
があり、コンバータとしての変換効率が悪くなってしま
い、電池で働く受信機にとって好ましくない。
この発明は、これらの問題点を一掃しようとするもので
ある。
ある。
この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、発振回路
の発振出力をＮ倍圧整流（Ｎ２２）して得られる直流電
圧と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、かつ、電
圧調整して取り出すことにより、出力電圧を電源電圧よ
りも高い値から低い値まで自由に変更できるようにした
ものである。
の発振出力をＮ倍圧整流（Ｎ２２）して得られる直流電
圧と、動作電源からの直流電圧とを選択的に、かつ、電
圧調整して取り出すことにより、出力電圧を電源電圧よ
りも高い値から低い値まで自由に変更できるようにした
ものである。
この発明によれば、電源電圧Ｖｃｃよりも高い出力電圧
が必要なときには、発振回路（１）を発振させ、その発
振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Ｖｃｃ
よりも低い出力電圧が必要なときには、発振回路（１）
の発振を停止させ、電源電圧ＶＣＣを分圧して出力電圧
を得るようにしているので、その出力電圧を高い値から
低い値まで広範囲にわたって変更できる。そして、出力
電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも低いときには、発振回路（
１）の発振を停止させているので、消費電流が小さく、
電池で動作する受信機に好適である。
が必要なときには、発振回路（１）を発振させ、その発
振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Ｖｃｃ
よりも低い出力電圧が必要なときには、発振回路（１）
の発振を停止させ、電源電圧ＶＣＣを分圧して出力電圧
を得るようにしているので、その出力電圧を高い値から
低い値まで広範囲にわたって変更できる。そして、出力
電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも低いときには、発振回路（
１）の発振を停止させているので、消費電流が小さく、
電池で動作する受信機に好適である。
また、出力電圧が低いときには、ダイオードＤ４を通じ
て出力電圧が取り出されることにより素子Ｃ４，Ｄ１〜
Ｄ３がオフとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力
電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力
電圧を取り出す動作とを滑らかに切り換えることができ
る。
て出力電圧が取り出されることにより素子Ｃ４，Ｄ１〜
Ｄ３がオフとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力
電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力
電圧を取り出す動作とを滑らかに切り換えることができ
る。
また、スイッチングを行うことがなく、発振回路（１）
もバランス形に構成されているので、ノイズの発生が少
なく、受信機に妨害を与えることがない。
もバランス形に構成されているので、ノイズの発生が少
なく、受信機に妨害を与えることがない。
第１図において、（１）は発振回路を示し、この発振回
路（１）は、トランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタが定電
流源用のトランジスタＱ３のコレクタに接続されて差動
アンプが構成されると共に、コンデンサＣ１，Ｃ２によ
り正帰還が行われてコイルＬ１と浮遊容量とで決まる周
波数で発振するものである。なお、Ｖｒはバイアス電源
および基準電圧源を兼ねた定電圧電源であり、これから
抵抗器Ｒ１を通じて、あるいは直接トランジスタＱ１．
Ｑ２にベースバイアスが供給される。
路（１）は、トランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタが定電
流源用のトランジスタＱ３のコレクタに接続されて差動
アンプが構成されると共に、コンデンサＣ１，Ｃ２によ
り正帰還が行われてコイルＬ１と浮遊容量とで決まる周
波数で発振するものである。なお、Ｖｒはバイアス電源
および基準電圧源を兼ねた定電圧電源であり、これから
抵抗器Ｒ１を通じて、あるいは直接トランジスタＱ１．
Ｑ２にベースバイアスが供給される。
さらに、（２）は４倍圧整流回路を示す。すなわち、ト
ランジスタＱ２のコレクタと出力端子Ｔ１との間にコン
デンサＣ３と、ダイオードＤ１〜Ｄ３が直列接続される
と共に、ダイオードＤＩ、Ｄ２の直列回路にコンデンサ
Ｃ４が並列接続され、電源端子Ｔ２とコンデンサＣ３お
よびダイオードＤ１の接続中点との間にトランジスタＱ
４のコレクタ・エミッタ間が接続され、端子Ｔ２とダイ
オードＤ１．Ｄ２の接続中点との間にコンデンサＣ５が
接続され、端子Ｔ２とＴ１との間にコンデンサＣｓが接
続される。また、端子Ｔ２とトランジスタＱ４のベース
との間に抵抗器Ｒ２およびコンデンサＣ７が接続される
。
ランジスタＱ２のコレクタと出力端子Ｔ１との間にコン
デンサＣ３と、ダイオードＤ１〜Ｄ３が直列接続される
と共に、ダイオードＤＩ、Ｄ２の直列回路にコンデンサ
Ｃ４が並列接続され、電源端子Ｔ２とコンデンサＣ３お
よびダイオードＤ１の接続中点との間にトランジスタＱ
４のコレクタ・エミッタ間が接続され、端子Ｔ２とダイ
オードＤ１．Ｄ２の接続中点との間にコンデンサＣ５が
接続され、端子Ｔ２とＴ１との間にコンデンサＣｓが接
続される。また、端子Ｔ２とトランジスタＱ４のベース
との間に抵抗器Ｒ２およびコンデンサＣ７が接続される
。
さらに、電源Ｖｒに抵抗器Ｒｖ、Ｒｓが直列接続され、
その接続中点に得られる電圧が電圧比較回路（３）の反
転入力端に供給されると共に、電源Ｖｒに可変抵抗器Ｖ
Ｒが接続され、端子Ｔ１と可変抵抗器ＶＲの可動子との
間に抵抗器Ｒｓ、Ｒｓｏが直列接続され、抵抗器Ｒｓ
＊ Ｒｔｏの接続中点に得られる電圧Ｖｓが比較回路（
３）の非反転入力端に供給される。
その接続中点に得られる電圧が電圧比較回路（３）の反
転入力端に供給されると共に、電源Ｖｒに可変抵抗器Ｖ
Ｒが接続され、端子Ｔ１と可変抵抗器ＶＲの可動子との
間に抵抗器Ｒｓ、Ｒｓｏが直列接続され、抵抗器Ｒｓ
＊ Ｒｔｏの接続中点に得られる電圧Ｖｓが比較回路（
３）の非反転入力端に供給される。
また、電源Ｖｒに対して抵抗器Ｒ３，Ｒ４とトランジス
タＱ５のコレクタ・エミッタ間が直列接続され、比較回
路（３）の比較出力ＶｃがトランジスタＱ５のベースに
供給され、そのコレクタがトランジスタＱ３のベースに
接続される。さらに、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の接続中点がト
ランジスタＱ６のベースに接続され、そのコレクタが抵
抗器Ｒ５を通じて電源Ｖｒに接続されると共に、トラン
ジスタＱ？、Ｑ８のベースに接続され、トランジスタＱ
７のコレクタはトランジスタＱ４のベースに接続され、
トランジスタＱ８のコレクタは端子Ｔ１に接続される。
タＱ５のコレクタ・エミッタ間が直列接続され、比較回
路（３）の比較出力ＶｃがトランジスタＱ５のベースに
供給され、そのコレクタがトランジスタＱ３のベースに
接続される。さらに、抵抗器Ｒ３，Ｒ４の接続中点がト
ランジスタＱ６のベースに接続され、そのコレクタが抵
抗器Ｒ５を通じて電源Ｖｒに接続されると共に、トラン
ジスタＱ？、Ｑ８のベースに接続され、トランジスタＱ
７のコレクタはトランジスタＱ４のベースに接続され、
トランジスタＱ８のコレクタは端子Ｔ１に接続される。
なお、トランジスタＱ８のエミッタには抵抗器Ｒｓが接
続される。
続される。
このような構成によれば、可変抵抗器ＶＲの可動子が接
地側にある場合には、端子Ｔ１に高い出力電圧が得られ
る。すなわち、この場合には、電圧Ｖｓが低いので、比
較出力Ｖｃも低く、トランジスタＱ５のインピーダンス
は大きい。したがって、トランジスタＱ３には大きなベ
ースバイアスが供給され、トランジスタＱ３にコレクタ
電流が流れると共に、そのコレクタ電流は大きいので、
発振回路（１１において発振が行われると共に、その発
振強度は強くなる。
地側にある場合には、端子Ｔ１に高い出力電圧が得られ
る。すなわち、この場合には、電圧Ｖｓが低いので、比
較出力Ｖｃも低く、トランジスタＱ５のインピーダンス
は大きい。したがって、トランジスタＱ３には大きなベ
ースバイアスが供給され、トランジスタＱ３にコレクタ
電流が流れると共に、そのコレクタ電流は大きいので、
発振回路（１１において発振が行われると共に、その発
振強度は強くなる。
そして、このとき、トランジスタＱ６はトランジスタＱ
３よりも抵抗器Ｒ４の分だけベースバイアスが高いので
、トランジスタＱ３よりもオン方向にあり、この結果、
トランジスタＱ？、Ｑｌｌはオフとなっている。そして
、トランジスタＱ７がオフなので、トランジスタＱ４が
抵抗器Ｒ２を通じてバイアスされてオンとされ、ダイオ
ードとして働くと共に、トランジスタＱ８もオフなので
、回路（２）は４倍圧整流回路として働く。
３よりも抵抗器Ｒ４の分だけベースバイアスが高いので
、トランジスタＱ３よりもオン方向にあり、この結果、
トランジスタＱ？、Ｑｌｌはオフとなっている。そして
、トランジスタＱ７がオフなので、トランジスタＱ４が
抵抗器Ｒ２を通じてバイアスされてオンとされ、ダイオ
ードとして働くと共に、トランジスタＱ８もオフなので
、回路（２）は４倍圧整流回路として働く。
したがって、発振回路（１）の発振出力が整流回路（２
）により４倍圧整流され、その整流出力が端子Ｔ１に取
り出される。なお、このとき、整流回路（２）は端子Ｔ
２を基準電位点としているので、端子Ｔ工の出力電圧は
、発振回路（１１の発振出力を４倍圧整流したものに、
端子Ｔ２の電圧Ｖｃｃを加えた値となる。
）により４倍圧整流され、その整流出力が端子Ｔ１に取
り出される。なお、このとき、整流回路（２）は端子Ｔ
２を基準電位点としているので、端子Ｔ工の出力電圧は
、発振回路（１１の発振出力を４倍圧整流したものに、
端子Ｔ２の電圧Ｖｃｃを加えた値となる。
そして、可変抵抗器ＶＲの可動子をホット側に所定量だ
け移動させた場合には、電圧ＶＳがそれだけ高くなって
比較出力Ｖｃが高くなるので、トランジスタＱ５のイン
ピーダンスが低くなり、トランジスタＱ３のコレクタ電
流が小さくなって発振回路（１１の発振強度は弱くなり
、したがって、端子Ｔ１の出力電圧は可変抵抗器ＶＲの
可動子の移動量に対応した分だけ低（なる。
け移動させた場合には、電圧ＶＳがそれだけ高くなって
比較出力Ｖｃが高くなるので、トランジスタＱ５のイン
ピーダンスが低くなり、トランジスタＱ３のコレクタ電
流が小さくなって発振回路（１１の発振強度は弱くなり
、したがって、端子Ｔ１の出力電圧は可変抵抗器ＶＲの
可動子の移動量に対応した分だけ低（なる。
こうして、可変抵抗器ＶＲの可動子を接地側で調整する
と、発振回路（１）の発振強度が変化し、これにより端
子Ｔ１の出力電圧が対応して変化する。
と、発振回路（１）の発振強度が変化し、これにより端
子Ｔ１の出力電圧が対応して変化する。
ただし、可変抵抗器ＶＲの可動子が一定位置にある状態
で、端子Ｔ１の出力電圧が例えば低くなると、比較出力
Ｖｃも低くなるので、トランジスタＱ５のインピーダン
スが大きくなってトランジスタＱ３のコレクタ電流が大
きくなり、したがって、発振回路（１）の発振強庫が強
くなって端子Ｔ１の出力電圧の低下が防止される。すな
わち、端子Ｔ工の出力電圧が変動すると、これが発振回
路（１１に負帰還されて発振強度が変更され、この結果
、端子Ｔ１の出力電圧は一定値に安定化される。
で、端子Ｔ１の出力電圧が例えば低くなると、比較出力
Ｖｃも低くなるので、トランジスタＱ５のインピーダン
スが大きくなってトランジスタＱ３のコレクタ電流が大
きくなり、したがって、発振回路（１）の発振強庫が強
くなって端子Ｔ１の出力電圧の低下が防止される。すな
わち、端子Ｔ工の出力電圧が変動すると、これが発振回
路（１１に負帰還されて発振強度が変更され、この結果
、端子Ｔ１の出力電圧は一定値に安定化される。
しかし、可変抵抗器ＶＲの可動子をさらにホット側に移
動させた場合には、電圧Ｖｓがより高くなって比較出力
Ｖｃもより高くなり、トランジスタＱ５のインピーダン
スがより低くなってトランジスタＱ３はオフとなり、し
たがって、発振回路（１）の発振は停止する。
動させた場合には、電圧Ｖｓがより高くなって比較出力
Ｖｃもより高くなり、トランジスタＱ５のインピーダン
スがより低くなってトランジスタＱ３はオフとなり、し
たがって、発振回路（１）の発振は停止する。
また、このとき、トランジスタＱ５のインピーダンスが
より小さくなったことによりトランジスタＱ６のインピ
ーダンスは大きくなり、トランジスタＱ？、Ｑ８はオフ
から所定のインピーダンスの状態となる。したがって、
端子Ｔ２の電圧Ｖｃｃが、抵抗器Ｒ２およびダイオード
Ｄ４を通じて端子Ｔ１に取り出されると共に、このとき
、この出力電圧はトランジスタＱ７．ＱＢおよび抵抗器
Ｒ６により分圧される。
より小さくなったことによりトランジスタＱ６のインピ
ーダンスは大きくなり、トランジスタＱ？、Ｑ８はオフ
から所定のインピーダンスの状態となる。したがって、
端子Ｔ２の電圧Ｖｃｃが、抵抗器Ｒ２およびダイオード
Ｄ４を通じて端子Ｔ１に取り出されると共に、このとき
、この出力電圧はトランジスタＱ７．ＱＢおよび抵抗器
Ｒ６により分圧される。
したがって、可変抵抗器ＶＲを調整すると、これに対応
して比較出力Ｖｃが変化してトランジスタＱ５のインピ
ーダンスが変化し、これによりトランジスタＱＴ、Ｑ８
のインピーダンスが変化するので、端子Ｔ１の出力電圧
が変化する。
して比較出力Ｖｃが変化してトランジスタＱ５のインピ
ーダンスが変化し、これによりトランジスタＱＴ、Ｑ８
のインピーダンスが変化するので、端子Ｔ１の出力電圧
が変化する。
こうして、可変抵抗器ＶＲの可動子をホット側で調整す
ると、電源電圧Ｖｃｃの分圧比が変化し、これにより端
子Ｔ１の出力電圧が対応して変化する。
ると、電源電圧Ｖｃｃの分圧比が変化し、これにより端
子Ｔ１の出力電圧が対応して変化する。
ただし、可変抵抗器ＶＲの可動子が一定位置にあるとき
には、端子Ｔ１の出力電圧が変化すると、これが比較出
力Ｖｃの変化となってトランジスタＱ７．Ｑ８に負帰還
され、その出力電圧は一定値に安定化される。
には、端子Ｔ１の出力電圧が変化すると、これが比較出
力Ｖｃの変化となってトランジスタＱ７．Ｑ８に負帰還
され、その出力電圧は一定値に安定化される。
そして、トランジスタＱ３〜Ｑ８の動作点を選定するこ
とにより、端子Ｔ１の出力電圧が端子Ｔ２の電源電圧Ｖ
ｃｃよりも高いときには、発振回路（１１の発振が行わ
れると共に、整流回路（２）において４倍圧整流が行わ
れることによりその出力電圧が取り出され、出力電圧が
電源電圧Ｖｃｃよるも低いときには、発振回路（１）の
発振が停止して電源電圧Ｖｃｃが分圧されることにより
その出力電圧が取り出される。なお、このとき、ダイオ
ードＤ４を通じて出力電圧が取り出されることにより素
子Ｑ４．Ｄｉ〜Ｄ３はオフとなり、発振出力を４倍圧整
流して出力電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分
圧して出力電圧を取り出す動作との切り換わり点での不
安定さがなくなる。
とにより、端子Ｔ１の出力電圧が端子Ｔ２の電源電圧Ｖ
ｃｃよりも高いときには、発振回路（１１の発振が行わ
れると共に、整流回路（２）において４倍圧整流が行わ
れることによりその出力電圧が取り出され、出力電圧が
電源電圧Ｖｃｃよるも低いときには、発振回路（１）の
発振が停止して電源電圧Ｖｃｃが分圧されることにより
その出力電圧が取り出される。なお、このとき、ダイオ
ードＤ４を通じて出力電圧が取り出されることにより素
子Ｑ４．Ｄｉ〜Ｄ３はオフとなり、発振出力を４倍圧整
流して出力電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分
圧して出力電圧を取り出す動作との切り換わり点での不
安定さがなくなる。
また、端子Ｔ１の出力電圧が電源ｖｒの電圧よりも低い
場合には、トランジスタＱ８が抵抗器Ｒ１ｏ。
場合には、トランジスタＱ８が抵抗器Ｒ１ｏ。
Ｒ９に電流が流れるときのバスルートとして動作するの
で、出力電圧はＯｖに近い値まで設定することができる
。
で、出力電圧はＯｖに近い値まで設定することができる
。
こうして、この発明によれば、電源電圧Ｖｃｃよりも高
い出力電圧が必要なときには、発振回路（１）を発振さ
せ、その発振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源
電圧Ｖｃｃよりも低い出力電圧が必要なときには、発振
回路（１）の発振を停止させ、電源電圧Ｖｃｃを分圧し
て出力電圧を得るようにしているので、その出力電圧を
高い値から低い値まで広範囲にわたって変更できる。そ
して、出力電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも低いときには、
発振回路（１）の発振を停止させているので、消費電流
が小さく、電池で動作する受信機に好適である。
い出力電圧が必要なときには、発振回路（１）を発振さ
せ、その発振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源
電圧Ｖｃｃよりも低い出力電圧が必要なときには、発振
回路（１）の発振を停止させ、電源電圧Ｖｃｃを分圧し
て出力電圧を得るようにしているので、その出力電圧を
高い値から低い値まで広範囲にわたって変更できる。そ
して、出力電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも低いときには、
発振回路（１）の発振を停止させているので、消費電流
が小さく、電池で動作する受信機に好適である。
また、出力電圧が低いときには、ダイオードＤ４を通じ
て出力電圧が取り出されることにより素子Ｑ４．Ｄｉ〜
Ｄ３がオフとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力
電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力
電圧を取り出す動作とを滑らかに切り換えることができ
る。
て出力電圧が取り出されることにより素子Ｑ４．Ｄｉ〜
Ｄ３がオフとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力
電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力
電圧を取り出す動作とを滑らかに切り換えることができ
る。
また、スイッチングを行うことがなく、発振回路（１）
もバランス形に構成されているので、ノイズの発生が少
なく、受信機に妨害を与えることがない。
もバランス形に構成されているので、ノイズの発生が少
なく、受信機に妨害を与えることがない。
この発明によれば、電源電圧Ｖｃｃよりも高い出力電圧
が必要なときには、発振回路（１）を発振させ、その発
振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Ｖｃｃ
よりも低い出力電圧が必要なときには、発振回路ｆｌ）
の発振を停止させ、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力電圧
を得るようにしているので、その出力電圧を高い値から
低い値まで広範囲にわたって変更できる。そして、出力
電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも低いときには、発振回路（
１）の発振を停止させているので、消費電流が小さく、
電池で動作する受信機に好適である。
が必要なときには、発振回路（１）を発振させ、その発
振出力を４倍圧整流して出力電圧を得、電源電圧Ｖｃｃ
よりも低い出力電圧が必要なときには、発振回路ｆｌ）
の発振を停止させ、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力電圧
を得るようにしているので、その出力電圧を高い値から
低い値まで広範囲にわたって変更できる。そして、出力
電圧が電源電圧Ｖｃｃよりも低いときには、発振回路（
１）の発振を停止させているので、消費電流が小さく、
電池で動作する受信機に好適である。
また、出力電圧が低いときには、ダイオードＤ４を通じ
て出力電圧が取り出されることにより素子Ｑ４．Ｄ１〜
Ｄ３がオフとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力
電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力
電圧を取り出す動作とを滑らかに切り換えることができ
る。
て出力電圧が取り出されることにより素子Ｑ４．Ｄ１〜
Ｄ３がオフとなるので、発振出力を４倍圧整流して出力
電圧を取り出す動作と、電源電圧Ｖｃｃを分圧して出力
電圧を取り出す動作とを滑らかに切り換えることができ
る。
また、スイッチングを行うことがなく、発振回路（１）
もバランス形に構成されているので、ノイズの発生が少
なく、受信機に妨害を与えることがない。
もバランス形に構成されているので、ノイズの発生が少
なく、受信機に妨害を与えることがない。
第１図はこの発明の一例の接続図、第２図、第３図はそ
の説明のための図である。 （１）は発振回路、（２）は４倍圧整流回路、（３）は
電圧比較回路である。
の説明のための図である。 （１）は発振回路、（２）は４倍圧整流回路、（３）は
電圧比較回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 発振回路と、 Ｎ倍圧（Ｎ≧２）の整流回路と、 出力端子とを有し、 上記整流回路は電源ラインを基準電位点とし、かつ、 上記発振回路の出力端と上記出力端子との間に接続され
、 上記電源ラインと上記出力端子との間に、抵抗器とダイ
オードとが直列接続され、 上記抵抗器および上記ダイオードの接続中点と接地との
間にトランジスタのコレクタ・エミッタ間が接続され、 上記出力端子の出力電圧が所定値以上に設定されている
ときには、上記発振回路において発振が行われ、 その発振出力が上記整流回路により整流されて上記出力
端子に上記出力電圧が取り出されると共に、 上記発振回路の発振強度が制御されて上記出力電圧が安
定化され、 上記出力電圧が上記所定値以下に設定されているときは
、上記発振回路の発振が停止させられ、かつ、 上記電源ラインの電圧が上記抵抗器および上記トランジ
スタにより分圧されて上記出力端子に上記出力電圧とし
て取り出されると共に、 上記トランジスタのインピーダンスが制御されて上記出
力電圧が安定化されるＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60072193A JPH0681492B2 (ja) | 1985-04-05 | 1985-04-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| US06/842,252 US4639659A (en) | 1985-04-05 | 1986-03-21 | DC-DC converter |
| CA000504921A CA1276976C (en) | 1985-04-05 | 1986-03-24 | Dc-dc converter |
| GB8607583A GB2173654B (en) | 1985-04-05 | 1986-03-26 | Dc-dc converters |
| DE3610996A DE3610996C2 (de) | 1985-04-05 | 1986-04-02 | Gleichspannungswandler |
| FR8604893A FR2580125B1 (ja) | 1985-04-05 | 1986-04-04 | |
| NL8600865A NL194220C (nl) | 1985-04-05 | 1986-04-04 | Gelijkstroom-gelijkstroom-omzetter. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60072193A JPH0681492B2 (ja) | 1985-04-05 | 1985-04-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61231876A true JPS61231876A (ja) | 1986-10-16 |
| JPH0681492B2 JPH0681492B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=13482131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60072193A Expired - Lifetime JPH0681492B2 (ja) | 1985-04-05 | 1985-04-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JPH0681492B2 (ja) |
| CA (1) | CA1276976C (ja) |
| DE (1) | DE3610996C2 (ja) |
| FR (1) | FR2580125B1 (ja) |
| GB (1) | GB2173654B (ja) |
| NL (1) | NL194220C (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS57206231A (en) * | 1981-06-12 | 1982-12-17 | Hitachi Ltd | Power source for automotive electronic device |
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-
1985
- 1985-04-05 JP JP60072193A patent/JPH0681492B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-03-21 US US06/842,252 patent/US4639659A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-24 CA CA000504921A patent/CA1276976C/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-26 GB GB8607583A patent/GB2173654B/en not_active Expired
- 1986-04-02 DE DE3610996A patent/DE3610996C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-04-04 NL NL8600865A patent/NL194220C/nl not_active IP Right Cessation
- 1986-04-04 FR FR8604893A patent/FR2580125B1/fr not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4639659A (en) | 1987-01-27 |
| GB8607583D0 (en) | 1986-04-30 |
| GB2173654B (en) | 1989-06-28 |
| DE3610996C2 (de) | 1996-06-13 |
| JPH0681492B2 (ja) | 1994-10-12 |
| NL194220B (nl) | 2001-05-01 |
| FR2580125A1 (ja) | 1986-10-10 |
| CA1276976C (en) | 1990-11-27 |
| NL8600865A (nl) | 1986-11-03 |
| GB2173654A (en) | 1986-10-15 |
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| FR2580125B1 (ja) | 1994-01-21 |
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |