JPH07261861A - 電源安定化回路 - Google Patents
電源安定化回路Info
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- JPH07261861A JPH07261861A JP4951594A JP4951594A JPH07261861A JP H07261861 A JPH07261861 A JP H07261861A JP 4951594 A JP4951594 A JP 4951594A JP 4951594 A JP4951594 A JP 4951594A JP H07261861 A JPH07261861 A JP H07261861A
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- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流消費量の少ないバックアップ用の電源安
定化回路を供給する。 【構成】 抵抗手段を介して第２トランジスタＱ3 のベ
ース端子に制御電流が供給される。第２トランジスタＱ
3 は、制御電流に対応する駆動電流ＩB2を生成し、駆動
部Ｑ1 はこの駆動電流ＩC1により負荷電流ＩL を生成し
負荷に供給する。負荷電流ＩL が上昇すると、出力電Ｖ
o 圧がそれに伴い上昇を始め、検出手段ＺＤ1 は、この
出力電圧Ｖo に対応した検出電圧を生成する。検出電圧
をベース端子に入力する第１トランジスタＱ3 は、検出
電圧がベース端子−エミッタ端子間電圧ＶBE3 に達する
と、遮断状態から導通状態に移行する。すると、第１ト
ランジスタＱ3 は、第２トランジスタのベース端子に接
続されているので、抵抗手段Ｒ1 による電流供給が抑制
され、駆動電流ＩB2、更に負荷電流ＩL が抑制される。
上記の帰還ループにより常に一定の出力電圧Ｖo が保た
れる。
定化回路を供給する。 【構成】 抵抗手段を介して第２トランジスタＱ3 のベ
ース端子に制御電流が供給される。第２トランジスタＱ
3 は、制御電流に対応する駆動電流ＩB2を生成し、駆動
部Ｑ1 はこの駆動電流ＩC1により負荷電流ＩL を生成し
負荷に供給する。負荷電流ＩL が上昇すると、出力電Ｖ
o 圧がそれに伴い上昇を始め、検出手段ＺＤ1 は、この
出力電圧Ｖo に対応した検出電圧を生成する。検出電圧
をベース端子に入力する第１トランジスタＱ3 は、検出
電圧がベース端子−エミッタ端子間電圧ＶBE3 に達する
と、遮断状態から導通状態に移行する。すると、第１ト
ランジスタＱ3 は、第２トランジスタのベース端子に接
続されているので、抵抗手段Ｒ1 による電流供給が抑制
され、駆動電流ＩB2、更に負荷電流ＩL が抑制される。
上記の帰還ループにより常に一定の出力電圧Ｖo が保た
れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、いわゆる電源安定化回
路に係り、特に自動車のバッテリ等から定電圧電源を生
成する電源安定化回路に関する。
路に係り、特に自動車のバッテリ等から定電圧電源を生
成する電源安定化回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車に搭載する電子機器には、自動車
自体の駆動制御回路をはじめ、マイクロコンピュータが
使用され、これらマイクロコンピュータが動作するため
の重要なデータが、ＲＯＭ、ＲＡＭ等に格納される。特
に、ＲＡＭ等は電圧が一定レベル上印加されていること
を条件にデータを保持し得るので、一瞬でも電圧が基準
レベル以下に低下するとメモリ内容が消失し、マイクロ
コンピュータの動作は保証されなくなる。従って、自動
車のシステム制御自体に関わる制御用の電子回路では、
電力供給源の安定性は特に重要である。
自体の駆動制御回路をはじめ、マイクロコンピュータが
使用され、これらマイクロコンピュータが動作するため
の重要なデータが、ＲＯＭ、ＲＡＭ等に格納される。特
に、ＲＡＭ等は電圧が一定レベル上印加されていること
を条件にデータを保持し得るので、一瞬でも電圧が基準
レベル以下に低下するとメモリ内容が消失し、マイクロ
コンピュータの動作は保証されなくなる。従って、自動
車のシステム制御自体に関わる制御用の電子回路では、
電力供給源の安定性は特に重要である。
【０００３】通常、この電力供給源には、鉛蓄電池等、
いわゆるカーバッテリが充てられる。マイクロコンピュ
ータは、これから電力を得て、マイクロコンピュータ等
が正常に動作するのに要求される電圧、例えば、５
〔Ｖ〕を得る必要がある。
いわゆるカーバッテリが充てられる。マイクロコンピュ
ータは、これから電力を得て、マイクロコンピュータ等
が正常に動作するのに要求される電圧、例えば、５
〔Ｖ〕を得る必要がある。
【０００４】しかし、カーバッテリにとって、エンジン
の駆動したとき、停止したとき、セルモータ等の過大な
電流を要求する負荷が動作するときで、その負荷条件が
一定せず、電源電圧が大きく変動する。そのために電源
安定化回路を用い、電子回路に最適の電圧を得るのが普
通である。
の駆動したとき、停止したとき、セルモータ等の過大な
電流を要求する負荷が動作するときで、その負荷条件が
一定せず、電源電圧が大きく変動する。そのために電源
安定化回路を用い、電子回路に最適の電圧を得るのが普
通である。
【０００５】従来の電源安定化回路を図３（Ａ）に示
す。カーバッテリが最も減電圧となるのは、セルモータ
を駆動したときである。このときの電源電圧は８〔Ｖ〕
程度となる。一方、基準電圧を提供するツェナーダイオ
ードＺＤ2 には、電力供給源の電圧変更を考慮に入れる
と、０．５〔ｍＡ〕程度以上の電流が必要であるため、
抵抗Ｒの値は Ｒ＝（Ｖmin −Ｖo ）／ＩZDmin ＝（８−５）／０．５
＝６〔ｋΩ〕 となる。
す。カーバッテリが最も減電圧となるのは、セルモータ
を駆動したときである。このときの電源電圧は８〔Ｖ〕
程度となる。一方、基準電圧を提供するツェナーダイオ
ードＺＤ2 には、電力供給源の電圧変更を考慮に入れる
と、０．５〔ｍＡ〕程度以上の電流が必要であるため、
抵抗Ｒの値は Ｒ＝（Ｖmin −Ｖo ）／ＩZDmin ＝（８−５）／０．５
＝６〔ｋΩ〕 となる。
【０００６】この回路の動作特性は、図２（Ａ）のよ
うな特性曲線になる。
うな特性曲線になる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源安定化回路では、車のエンジンを停止して、電
子回路のバックアップを行っている状態では、バックア
ップ電流が流れ過ぎて、カーバッテリの放電によりバッ
テリの劣化を早めるという問題点があった。本来、ＳＲ
ＡＭ（Static- ＲＡＭ）等のメモリ素子のバックアップ
に必要とされるバックアップ電流自体は十分に少ないに
も拘らず、電源安定化回路本体の消費電流が大き過ぎ、
全体の消費電流が多くなる、という事態が生じるのであ
る。
来の電源安定化回路では、車のエンジンを停止して、電
子回路のバックアップを行っている状態では、バックア
ップ電流が流れ過ぎて、カーバッテリの放電によりバッ
テリの劣化を早めるという問題点があった。本来、ＳＲ
ＡＭ（Static- ＲＡＭ）等のメモリ素子のバックアップ
に必要とされるバックアップ電流自体は十分に少ないに
も拘らず、電源安定化回路本体の消費電流が大き過ぎ、
全体の消費電流が多くなる、という事態が生じるのであ
る。
【０００８】上記条件において、最も電源電圧が高いエ
ンジン停止時において、抵抗Ｒを流れるバイアス電流Ｉ
は、 Ｉmax ＝（Ｖmax −Ｖo ）／Ｒ＝１．３〔ｍＡ〕 となる。この電流は、必要なツェナーダイオードの電流
の２倍以上にも達する。
ンジン停止時において、抵抗Ｒを流れるバイアス電流Ｉ
は、 Ｉmax ＝（Ｖmax −Ｖo ）／Ｒ＝１．３〔ｍＡ〕 となる。この電流は、必要なツェナーダイオードの電流
の２倍以上にも達する。
【０００９】また、図３（Ａ）の回路では、トランジス
タの温度特性の影響を受け、出力電圧が変動するという
問題もある。この欠点を補うために、トランジスタを直
結した図３（Ｂ）の回路も提案されているが、この回路
でも図３（Ａ）の回路と同様トランジスタの温度特性に
よる影響を受け特性が変動するという問題は残る。更
に、この回路では、トランジスタのコレクタ端子−エミ
ッタ端子間飽和電圧（ＶCEsat ）の影響が大きく、ＶCE
sat ＝０．６〔Ｖ〕とすると、２段構成では、０．６×
２＝１．２〔Ｖ〕の電圧降下があるため、電源電圧に対
する動作補償の許容範囲が狭くなるという欠点があった
（図２（Ａ）のような特性曲線）。
タの温度特性の影響を受け、出力電圧が変動するという
問題もある。この欠点を補うために、トランジスタを直
結した図３（Ｂ）の回路も提案されているが、この回路
でも図３（Ａ）の回路と同様トランジスタの温度特性に
よる影響を受け特性が変動するという問題は残る。更
に、この回路では、トランジスタのコレクタ端子−エミ
ッタ端子間飽和電圧（ＶCEsat ）の影響が大きく、ＶCE
sat ＝０．６〔Ｖ〕とすると、２段構成では、０．６×
２＝１．２〔Ｖ〕の電圧降下があるため、電源電圧に対
する動作補償の許容範囲が狭くなるという欠点があった
（図２（Ａ）のような特性曲線）。
【００１０】そこで、本発明の目的は、電源供給源の電
圧の如何に関わらず最適のバックアップ用の電流を供給
し得る電源安定化回路を供給することにある。
圧の如何に関わらず最適のバックアップ用の電流を供給
し得る電源安定化回路を供給することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の電源安定化回路は、電力供給源より
電力が供給され、出力端子が負荷に接続され、駆動電流
の制御により一定の出力電圧を保持する駆動部を有する
電源安定化回路において、出力端子に接続され出力電圧
に対応する検出電圧を検出する検出手段と、検出電圧が
基準電圧より高い場合に導通状態となるスイッチ手段
と、抵抗手段を介して電力供給源より制御電流が供給さ
れ制御電流に対応する駆動電流を駆動部の駆動端子に供
給する電流制御手段と、一端が電力供給源に接続され他
端が電流制御手段及びスイッチ手段に接続される抵抗手
段と、を備えて構成される。
め、請求項１記載の電源安定化回路は、電力供給源より
電力が供給され、出力端子が負荷に接続され、駆動電流
の制御により一定の出力電圧を保持する駆動部を有する
電源安定化回路において、出力端子に接続され出力電圧
に対応する検出電圧を検出する検出手段と、検出電圧が
基準電圧より高い場合に導通状態となるスイッチ手段
と、抵抗手段を介して電力供給源より制御電流が供給さ
れ制御電流に対応する駆動電流を駆動部の駆動端子に供
給する電流制御手段と、一端が電力供給源に接続され他
端が電流制御手段及びスイッチ手段に接続される抵抗手
段と、を備えて構成される。
【００１２】
【作用】請求項１記載の発明によれば、電源投入時は、
負荷電圧がゼロなので、検出電圧は基準電圧以下であ
る。電流制御手段には、抵抗手段を介して制御電流が電
源供給源より供給される。そして、電流制御手段は、制
御電流に対応する駆動電流を生成し駆動部に供給するの
で、負荷に対して電流が供給される。
負荷電圧がゼロなので、検出電圧は基準電圧以下であ
る。電流制御手段には、抵抗手段を介して制御電流が電
源供給源より供給される。そして、電流制御手段は、制
御電流に対応する駆動電流を生成し駆動部に供給するの
で、負荷に対して電流が供給される。
【００１３】負荷電流の増加に伴って出力電圧は上昇を
始め、検出手段の検出手段が基準電圧を越えると、スイ
ッチ手段が遮断状態から導通状態に移行する。すると、
抵抗手段を介して電流制御手段に供給されていた電流供
給が抑制され、駆動部に供給される駆動電流は減少す
る。
始め、検出手段の検出手段が基準電圧を越えると、スイ
ッチ手段が遮断状態から導通状態に移行する。すると、
抵抗手段を介して電流制御手段に供給されていた電流供
給が抑制され、駆動部に供給される駆動電流は減少す
る。
【００１４】駆動電流の減少に伴い負荷電流が減少する
と検出電圧も減少し、スイッチ手段は再び遮断状態に移
行する。以降、負荷が重くなり、出力電圧が減少しよう
とすると、それを補う形で駆動電流が供給され、負荷電
流も増加する。また、負荷が軽くなり、出力電圧が上昇
しようとすると、駆動電流が減少し、負荷電流も減少す
る。
と検出電圧も減少し、スイッチ手段は再び遮断状態に移
行する。以降、負荷が重くなり、出力電圧が減少しよう
とすると、それを補う形で駆動電流が供給され、負荷電
流も増加する。また、負荷が軽くなり、出力電圧が上昇
しようとすると、駆動電流が減少し、負荷電流も減少す
る。
【００１５】制御電流は、電力供給源に接続されている
ので、出力電圧の変動による影響を受けることなく、検
出手段の検出した検出電圧に対応する駆動電流を生成す
ることができる。
ので、出力電圧の変動による影響を受けることなく、検
出手段の検出した検出電圧に対応する駆動電流を生成す
ることができる。
【００１６】以上の作用により、常に一定の出力電圧が
得られる。
得られる。
【００１７】
【実施例】本発明の電源安定化回路に係る好適な実施例
を図面を参照して説明する。本実施例では、特に、自動
車に搭載する電子機器に対する電源安定化回路について
述べる。
を図面を参照して説明する。本実施例では、特に、自動
車に搭載する電子機器に対する電源安定化回路について
述べる。
【００１８】図１に本発明の実施例の構成を示す。図１
に示すように、本発明の電源安定化回路は、カーバッテ
リ等の電力供給源から電源電圧Ｂinをエミッタ端子に入
力し、コレクタ端子から電子回路等の負荷に対し出力電
圧Ｖo を供給するトランジスタＱ1 と、出力端子に接続
され電圧を検出するツェナーダイオードＺＤ1 、抵抗器
Ｒ2 と、ツェナーダイオードＺＤ1 にベース端子が接続
され、エミッタ端子が接地され、コレクタ端子が抵抗器
Ｒ1 を介して電源電圧Ｂinに接続されるトランジスタＱ
3 と、トランジスタＱ3 のコレクタ端子にベース端子が
接続されエミッタ端子が接地され、コレクタ端子がトラ
ンジスタＱ1 のベース端子に接続されたトランジスタＱ
2 と、出力電圧のサージ、ノイズ等をバイパスし、電源
電圧Ｂinの瞬断に対して回路を保護するコンデンサＣG
と、とを備えて構成される。
に示すように、本発明の電源安定化回路は、カーバッテ
リ等の電力供給源から電源電圧Ｂinをエミッタ端子に入
力し、コレクタ端子から電子回路等の負荷に対し出力電
圧Ｖo を供給するトランジスタＱ1 と、出力端子に接続
され電圧を検出するツェナーダイオードＺＤ1 、抵抗器
Ｒ2 と、ツェナーダイオードＺＤ1 にベース端子が接続
され、エミッタ端子が接地され、コレクタ端子が抵抗器
Ｒ1 を介して電源電圧Ｂinに接続されるトランジスタＱ
3 と、トランジスタＱ3 のコレクタ端子にベース端子が
接続されエミッタ端子が接地され、コレクタ端子がトラ
ンジスタＱ1 のベース端子に接続されたトランジスタＱ
2 と、出力電圧のサージ、ノイズ等をバイパスし、電源
電圧Ｂinの瞬断に対して回路を保護するコンデンサＣG
と、とを備えて構成される。
【００１９】負荷には、５〔Ｖ〕電圧を必要とする電子
回路が接続されているものとする。次に動作を説明す
る。まず、システム全体の電源入力端子にカーバッテリ
を接続すると、カーバッテリの出力電圧、例えば、１
３．５〔Ｖ〕が電源安定化回路の電源入力端子Ｂinに印
加される。
回路が接続されているものとする。次に動作を説明す
る。まず、システム全体の電源入力端子にカーバッテリ
を接続すると、カーバッテリの出力電圧、例えば、１
３．５〔Ｖ〕が電源安定化回路の電源入力端子Ｂinに印
加される。
【００２０】このとき、トランジスタＱ3 のベース端子
−エミッタ端子間電圧（以下、ＶBE 3 というように表現
する。）はゼロなので、トランジスタＱ3 は遮断状態で
ある。
−エミッタ端子間電圧（以下、ＶBE 3 というように表現
する。）はゼロなので、トランジスタＱ3 は遮断状態で
ある。
【００２１】電力供給源Ｂinから抵抗器Ｒ1 を介して、
トランジスタＱ2 にベース電流（以下、ＩB2というよう
に表現する。）が流入する。すると、トランジスタＱ2
は、内部の電流増幅率（ｈfe2 というように表現す
る。）で規定されるコレクタ電流（以下、ＩC2というよ
うに表現する。）を流す。
トランジスタＱ2 にベース電流（以下、ＩB2というよう
に表現する。）が流入する。すると、トランジスタＱ2
は、内部の電流増幅率（ｈfe2 というように表現す
る。）で規定されるコレクタ電流（以下、ＩC2というよ
うに表現する。）を流す。
【００２２】このＩC2は、すなわち、トランジスタＱ1
のベース電流ＩB1であるので、トランジスタＱ1 は、内
部の電流増幅率ｈfe1 で規定される電流増幅率に従っ
て、コレクタ電流ＩC1を増加させる。これは、すなわち
負荷電流ＩL なので、負荷ＲLに対して電流が供給が開
始することになる。
のベース電流ＩB1であるので、トランジスタＱ1 は、内
部の電流増幅率ｈfe1 で規定される電流増幅率に従っ
て、コレクタ電流ＩC1を増加させる。これは、すなわち
負荷電流ＩL なので、負荷ＲLに対して電流が供給が開
始することになる。
【００２３】これにより、負荷抵抗ＲL により負荷電圧
（出力電圧＝Ｖo ）が上昇を始める。更に出力電圧Ｖo
が上昇を続け、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナ電圧
ＶZD 1 と、トランジスタＱ3 のベース端子−エミッタ端
子間電圧（以下、ＶBE3 というように表現する。）との
間に、 Ｖo 〓ＶZD1 ＋ＶBE3 の関係が成立するようになると、トランジスタＱ3 が導
通状態となり、トランジスタＱ3 のコレクタ電流ＩC3が
流れ始める。これは、抵抗器Ｒ1 を介して電力供給源Ｂ
inから供給されているトランジスタＱ2 のベース電流Ｉ
B2をバイパスすることになるので、コレクタ電流ＩC2も
減少する。更に、この変化はトランジスタＱ1 のコレク
タ電流ＩC1、すなわち負荷電流ＩL にも影響し、負荷に
供給される電流が制限されるようになる。
（出力電圧＝Ｖo ）が上昇を始める。更に出力電圧Ｖo
が上昇を続け、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナ電圧
ＶZD 1 と、トランジスタＱ3 のベース端子−エミッタ端
子間電圧（以下、ＶBE3 というように表現する。）との
間に、 Ｖo 〓ＶZD1 ＋ＶBE3 の関係が成立するようになると、トランジスタＱ3 が導
通状態となり、トランジスタＱ3 のコレクタ電流ＩC3が
流れ始める。これは、抵抗器Ｒ1 を介して電力供給源Ｂ
inから供給されているトランジスタＱ2 のベース電流Ｉ
B2をバイパスすることになるので、コレクタ電流ＩC2も
減少する。更に、この変化はトランジスタＱ1 のコレク
タ電流ＩC1、すなわち負荷電流ＩL にも影響し、負荷に
供給される電流が制限されるようになる。
【００２４】これに従い、出力電圧Ｖo の上昇率も減少
し、最終的に、ツェナーダイオードＺＤ1 、トランジス
タＱ3 、トランジスタＱ2 、トランジスタＱ1 で形成さ
れる帰還ループが安定し、一定電圧に至る。
し、最終的に、ツェナーダイオードＺＤ1 、トランジス
タＱ3 、トランジスタＱ2 、トランジスタＱ1 で形成さ
れる帰還ループが安定し、一定電圧に至る。
【００２５】このときの出力電圧Ｖo は、 Ｖo ＝ＶZD1 ＋ＶBE3 の関係が成立している。
【００２６】従って、トランジスタのＶBEを０．７
〔Ｖ〕とすると、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナ電
圧ＶZD1 は、 ＶZD1 ＝Ｖo −ＶBE3 ＝５−０．７＝４．３〔Ｖ〕 というように設定すればよい。
〔Ｖ〕とすると、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナ電
圧ＶZD1 は、 ＶZD1 ＝Ｖo −ＶBE3 ＝５−０．７＝４．３〔Ｖ〕 というように設定すればよい。
【００２７】コンデンサＣG は、電力供給源Ｂinからの
ノイズを除去し、また、短絡等の事故で瞬間的に電力供
給源の電圧Ｂinが許容範囲を逸脱して低下した場合（瞬
断等）、短時間、電力を負荷に供給する役割を担う。
ノイズを除去し、また、短絡等の事故で瞬間的に電力供
給源の電圧Ｂinが許容範囲を逸脱して低下した場合（瞬
断等）、短時間、電力を負荷に供給する役割を担う。
【００２８】電子回路のＲＡＭ等に対してバックアップ
電力の供給が必要なときは、バッテリからの電力供給を
切断してはならず、その際、電源安定化回路１０自体の
消費電流と、ＲＡＭ等のバックアップに必要な電流が消
費されることになる。
電力の供給が必要なときは、バッテリからの電力供給を
切断してはならず、その際、電源安定化回路１０自体の
消費電流と、ＲＡＭ等のバックアップに必要な電流が消
費されることになる。
【００２９】上記実施例によれば、ループゲインが大き
いため、各トランジスタに流すベース電流は微弱でよ
く、従って抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の抵抗値を十分に大きな値に
採ることができる。このことは、動作電流が少ないこと
を意味する。合計の動作電流としては、ＩZD1 ＋ＩC3＋
ＩB2＋ＩB1は０．２〔ｍＡ〕以下で十分であり、例え
ば、図３（Ａ）の従来例の動作電流の半分以下にするこ
とができる。
いため、各トランジスタに流すベース電流は微弱でよ
く、従って抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の抵抗値を十分に大きな値に
採ることができる。このことは、動作電流が少ないこと
を意味する。合計の動作電流としては、ＩZD1 ＋ＩC3＋
ＩB2＋ＩB1は０．２〔ｍＡ〕以下で十分であり、例え
ば、図３（Ａ）の従来例の動作電流の半分以下にするこ
とができる。
【００３０】また、ループゲインの大きさゆえ比較的低
い電源電圧からでも出力電圧が安定化する（図２（Ａ）
参照）。更に、従来においては、入力される電力供給
源の電圧変動が大きいため、余裕を見て、ツェナーダイ
オードに対する供給電流を０．５〜１．３〔ｍＡ〕の範
囲（図２（Ｂ））としたが、本実施例では、電圧変動
が少なく安定している出力側から電流を入力するので、
その供給電流を更に限界まで少なくすることができる。
い電源電圧からでも出力電圧が安定化する（図２（Ａ）
参照）。更に、従来においては、入力される電力供給
源の電圧変動が大きいため、余裕を見て、ツェナーダイ
オードに対する供給電流を０．５〜１．３〔ｍＡ〕の範
囲（図２（Ｂ））としたが、本実施例では、電圧変動
が少なく安定している出力側から電流を入力するので、
その供給電流を更に限界まで少なくすることができる。
【００３１】つまり、図２（Ｃ）のツェナーダイオード
の動作電流の関係図に示すように、電力供給源の電圧Ｂ
inの変動に対して本実施例のツェナーダイオードＺＤ1
の動作電流の変動は十分に小さく、ツェナーダイオード
がツェナ電圧を維持しうる最も少ない電流である電圧−
電流特性の肩付近に動作点が来るように設定することが
できる（図２（Ｂ）のｓ点）。このときのツェナーダイ
オードに流れる電流は、１００〔μＡ〕程度（同図）
と従来に比べ大幅に少ない。
の動作電流の関係図に示すように、電力供給源の電圧Ｂ
inの変動に対して本実施例のツェナーダイオードＺＤ1
の動作電流の変動は十分に小さく、ツェナーダイオード
がツェナ電圧を維持しうる最も少ない電流である電圧−
電流特性の肩付近に動作点が来るように設定することが
できる（図２（Ｂ）のｓ点）。このときのツェナーダイ
オードに流れる電流は、１００〔μＡ〕程度（同図）
と従来に比べ大幅に少ない。
【００３２】但し、電圧−電流特性の肩付近に電圧を設
定する場合のツェナ電圧ＶZD1 は、公称値よりも僅かに
少ないため、実際に使用するツェナーダイオードの公称
値は、要求する理論上のツェナ電圧より１０〜１５％高
い値とする。従って、本実施例では、ツェナ電圧の公称
値、４．７〜４．９〔Ｖ〕のものを使用することにな
る。
定する場合のツェナ電圧ＶZD1 は、公称値よりも僅かに
少ないため、実際に使用するツェナーダイオードの公称
値は、要求する理論上のツェナ電圧より１０〜１５％高
い値とする。従って、本実施例では、ツェナ電圧の公称
値、４．７〜４．９〔Ｖ〕のものを使用することにな
る。
【００３３】上記の条件で回路の定数は、例えば、Ｒ1
＝２２０〔ｋΩ〕、Ｒ2 ＝６〔ｋΩ〕というように設定
できる。その他の変形例 本発明の上記実施例に限らず種々の変形が可能である。
＝２２０〔ｋΩ〕、Ｒ2 ＝６〔ｋΩ〕というように設定
できる。その他の変形例 本発明の上記実施例に限らず種々の変形が可能である。
【００３４】すなわち、上記実施例では、トランジスタ
１段（Ｑ3 ）でスイッチ手段を構成し、トランジスタ１
段（Ｑ2 ）で電流駆動手段を構成したが、更にトランジ
スタの段数を重ねてループゲインを大きくとることもで
きる。
１段（Ｑ3 ）でスイッチ手段を構成し、トランジスタ１
段（Ｑ2 ）で電流駆動手段を構成したが、更にトランジ
スタの段数を重ねてループゲインを大きくとることもで
きる。
【００３５】また、検出手段は、定電圧回路であるツェ
ナーダイオードにより構成したが、トランジスタを抵抗
分割して得られる定電圧回路、ダイオードを重ねて構成
する定電圧回路等であってもよい。
ナーダイオードにより構成したが、トランジスタを抵抗
分割して得られる定電圧回路、ダイオードを重ねて構成
する定電圧回路等であってもよい。
【００３６】更に、本実施例では、正電源側の電源安定
化回路として、トランジスタＱ1 にＰＮＰ型トランジス
タを、トランジスタＱ2 、Ｑ3 にＮＰＮ型トランジスタ
を採用したが、負電源側の保護回路として、トランジス
タＱ1 にＮＰＮ型トランジスタを、トランジスタＱ2 、
Ｑ3 にＰＮＰ型トランジスタを採用して、負電源側の電
源安定化回路も構成できる。
化回路として、トランジスタＱ1 にＰＮＰ型トランジス
タを、トランジスタＱ2 、Ｑ3 にＮＰＮ型トランジスタ
を採用したが、負電源側の保護回路として、トランジス
タＱ1 にＮＰＮ型トランジスタを、トランジスタＱ2 、
Ｑ3 にＰＮＰ型トランジスタを採用して、負電源側の電
源安定化回路も構成できる。
【００３７】更にまた、トランジスタに限らずＦＥＴ等
の能動素子、スイッチング素子が、トランジスタの代わ
りに適応できる。
の能動素子、スイッチング素子が、トランジスタの代わ
りに適応できる。
【００３８】
【発明の効果】本願発明によれば、検出手段で消費され
る電力損失を極力少なくすることができるので、消費電
流を少なくすることができる。
る電力損失を極力少なくすることができるので、消費電
流を少なくすることができる。
【００３９】また、スイッチ手段としてトランジスタ等
を用いることで、ループゲインを大きく採ることがで
き、また、基準電圧を有する簡単なスイッチ動作が行え
るため、回路動作に必要な動作電流が微弱でよく、電力
損失の低減を図ることができる。
を用いることで、ループゲインを大きく採ることがで
き、また、基準電圧を有する簡単なスイッチ動作が行え
るため、回路動作に必要な動作電流が微弱でよく、電力
損失の低減を図ることができる。
【００４０】更に，電力消費が少ないことにより、バッ
テリの放電過多による劣化を極力抑えることができる。
テリの放電過多による劣化を極力抑えることができる。
【図１】本発明の実施例による電源安定化電源回路であ
る。
る。
【図２】本発明の電源安定化回路の出力特性を示す説明
図である。（Ａ）は入出力特性であり、（Ｂ）は電圧−
電流特性による動作領域の説明であり、（Ｃ）はツェナ
ーダイオードの動作電流である。
図である。（Ａ）は入出力特性であり、（Ｂ）は電圧−
電流特性による動作領域の説明であり、（Ｃ）はツェナ
ーダイオードの動作電流である。
【図３】従来の電源安定化電源回路である。（Ａ）は従
来の安定化電源回路であり、（Ｂ）は（Ａ）の回路を改
良した安定化電源回路である。
来の安定化電源回路であり、（Ｂ）は（Ａ）の回路を改
良した安定化電源回路である。
Ｑ1 〜Ｑ6 …トランジスタ Ｒ、Ｒ1 、Ｒ2 …抵抗器 ＺＤ1 〜ＺＤ3 …ツェナーダイオード ＣG …コンデンサ Ｂin…電源電圧 Ｖo …出力電圧
Claims (1)
- 【請求項１】 電力供給源より電力が供給され、出力端
子が負荷に接続され、駆動電流の制御により一定の出力
電圧を保持する駆動部を有する電源安定化回路におい
て、 前記出力端子に接続され前記出力電圧に対応する検出電
圧を検出する検出手段と、 前記検出電圧が基準電圧より高い場合に導通状態となる
スイッチ手段と、 抵抗手段を介して前記電力供給源より制御電流が供給さ
れ前記制御電流に対応する前記駆動電流を前記駆動部の
駆動端子に供給する電流制御手段と、 一端が前記電力供給源に接続され他端が前記電流制御手
段及び前記スイッチ手段に接続される前記抵抗手段と、 を備えたことを特徴とする電源安定化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4951594A JPH07261861A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 電源安定化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4951594A JPH07261861A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 電源安定化回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07261861A true JPH07261861A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=12833277
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4951594A Pending JPH07261861A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 電源安定化回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07261861A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008226004A (ja) * | 2007-03-14 | 2008-09-25 | Omron Corp | 入力スレーブ |
| JP2011081600A (ja) * | 2009-10-07 | 2011-04-21 | Panasonic Corp | 安定化電源回路 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP4951594A patent/JPH07261861A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008226004A (ja) * | 2007-03-14 | 2008-09-25 | Omron Corp | 入力スレーブ |
| JP2011081600A (ja) * | 2009-10-07 | 2011-04-21 | Panasonic Corp | 安定化電源回路 |
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