JPH07283693A - ダブルコンバージョンチューナ - Google Patents
ダブルコンバージョンチューナInfo
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- JPH07283693A JPH07283693A JP9816694A JP9816694A JPH07283693A JP H07283693 A JPH07283693 A JP H07283693A JP 9816694 A JP9816694 A JP 9816694A JP 9816694 A JP9816694 A JP 9816694A JP H07283693 A JPH07283693 A JP H07283693A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、高周波同調回路１１を有し、しか
もトラッキングエラーを生じないアップコンバージョン
式のダブルコンバージョンチューナを提供することにあ
る。 【構成】 アンテナ１０と第１周波数変換回路６の混合
回路１の間に高周波同調回路１１を接続し、可変電圧源
９の第１同調電圧ＶT1が第１局部発振回路２を形成する
可変容量ダイオードの同調電圧として供給され、第１同
調電圧ＶT1の可変範囲を伸長した第２同調電圧ＶT2が高
周波同調回路１１を形成する可変容量ダイオードの同調
電圧として供給される。 【効果】 高周波同調回路１１と第１局部発振回路２の
同調電圧を別に設定することにより、トラッキングエラ
ーなくすことができる。無論、高周波同調回路１１を有
することにより、近接周波数選択度が向上する。
もトラッキングエラーを生じないアップコンバージョン
式のダブルコンバージョンチューナを提供することにあ
る。 【構成】 アンテナ１０と第１周波数変換回路６の混合
回路１の間に高周波同調回路１１を接続し、可変電圧源
９の第１同調電圧ＶT1が第１局部発振回路２を形成する
可変容量ダイオードの同調電圧として供給され、第１同
調電圧ＶT1の可変範囲を伸長した第２同調電圧ＶT2が高
周波同調回路１１を形成する可変容量ダイオードの同調
電圧として供給される。 【効果】 高周波同調回路１１と第１局部発振回路２の
同調電圧を別に設定することにより、トラッキングエラ
ーなくすことができる。無論、高周波同調回路１１を有
することにより、近接周波数選択度が向上する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受信した高周波信号よ
りも高い第１中間周波信号を得る、いわゆるアップコン
バージョン式のダブルコンバージョンチューナに関す
る。
りも高い第１中間周波信号を得る、いわゆるアップコン
バージョン式のダブルコンバージョンチューナに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図６は、振幅変調波（以下、ＡＭ波とい
う）を受信する従来のこの種のチューナのブロック図を
示している。受信された高周波信号は、アンテナ１０か
ら第１周波数変換回路６の混合回路１に直接加えられ、
第１局部発振回路２の発振信号と混合されて第１中間周
波信号が得られる。第１中間周波信号は、第１中間周波
増幅回路（第１ＩＦＡＭＰ）３で増幅されてから、第２
周波数変換回路７の混合回路４に加えられ、第２局部発
振回路５の発振信号と混合されて第２中間周波信号が得
られる。第２中間周波信号は、端子８を経て図示されて
いない検波回路に加えられる。
う）を受信する従来のこの種のチューナのブロック図を
示している。受信された高周波信号は、アンテナ１０か
ら第１周波数変換回路６の混合回路１に直接加えられ、
第１局部発振回路２の発振信号と混合されて第１中間周
波信号が得られる。第１中間周波信号は、第１中間周波
増幅回路（第１ＩＦＡＭＰ）３で増幅されてから、第２
周波数変換回路７の混合回路４に加えられ、第２局部発
振回路５の発振信号と混合されて第２中間周波信号が得
られる。第２中間周波信号は、端子８を経て図示されて
いない検波回路に加えられる。
【０００３】第１中間周波信号の周波数は１０．７ＭＨ
ｚであり、第２中間周波信号の周波数は０．４５５ＭＨ
ｚである。なお、９は第１局部発振回路２を形成する可
変容量ダイオードの同調電圧を供給する可変電圧源であ
り、受信周波数を選択するＰＬＬシンセサイザーが通常
その役割をする。この種のチューナは、影像混信を軽減
できること、高周波同調回路がないのでトラッキングエ
ラーの調整が不要であることからＡＭ波用のチューナと
して多用されている。しかし、高周波同調回路がないこ
とにより近接周波数選択度の性能が劣り、特に強力な電
波が受信周波数に近接する場合には混信を受けやすい欠
点がある。もっとも、高周波同調回路を設けることによ
り、このような技術問題を解決することも試みられてい
るが、トラッキングエラーの調整が難しいので未だに実
用化されていない。
ｚであり、第２中間周波信号の周波数は０．４５５ＭＨ
ｚである。なお、９は第１局部発振回路２を形成する可
変容量ダイオードの同調電圧を供給する可変電圧源であ
り、受信周波数を選択するＰＬＬシンセサイザーが通常
その役割をする。この種のチューナは、影像混信を軽減
できること、高周波同調回路がないのでトラッキングエ
ラーの調整が不要であることからＡＭ波用のチューナと
して多用されている。しかし、高周波同調回路がないこ
とにより近接周波数選択度の性能が劣り、特に強力な電
波が受信周波数に近接する場合には混信を受けやすい欠
点がある。もっとも、高周波同調回路を設けることによ
り、このような技術問題を解決することも試みられてい
るが、トラッキングエラーの調整が難しいので未だに実
用化されていない。
【０００４】これは、高周波同調回路の同調周波数と第
１局部発振回路２の発振周波数が大きく異なり、同調周
波数の最大と最小の比と、発振周波数の最大と最小の比
が大きく異なることによる。すなわち、国内のＡＭ波の
放送の周波数帯域がほぼ０．５６ＭＨｚから１．６７Ｍ
Ｈｚにあり、高周波同調回路の同調周波数の最大と最小
の比は２．９８である。これに対して、上側ヘテロダイ
ン方式の第１局部発振回路２の発振周波数は１１．２６
ＭＨｚから１２．３７ＭＨｚの範囲にあり、その最大と
最小の比は１．１０である。
１局部発振回路２の発振周波数が大きく異なり、同調周
波数の最大と最小の比と、発振周波数の最大と最小の比
が大きく異なることによる。すなわち、国内のＡＭ波の
放送の周波数帯域がほぼ０．５６ＭＨｚから１．６７Ｍ
Ｈｚにあり、高周波同調回路の同調周波数の最大と最小
の比は２．９８である。これに対して、上側ヘテロダイ
ン方式の第１局部発振回路２の発振周波数は１１．２６
ＭＨｚから１２．３７ＭＨｚの範囲にあり、その最大と
最小の比は１．１０である。
【０００５】周知のようにトラッキングエラーをなくす
ためには、次の条件が必要である。すなわち、高周波同
調回路を形成する可変容量ダイオードの容量を最大から
最小まで変化させた場合に、高周波同調回路の固定コン
デンサの容量等を含む全体の容量の最大と最小の比、つ
まり可変比が２．９８の二乗の８．８８になり、第１局
部発振回路２を形成する可変容量ダイオードの容量を最
大から最小まで変化させた場合に、第１局部発振回路２
の固定コンデンサの容量等を含む全体の容量の可変比が
１．１の二乗の１．２１になることである。両方の回路
の全体の容量の可変比を比較すると、高周波同調回路の
可変比が第１局部発振回路２の７．３４倍になる。この
ように可変比の大きい高周波同調回路と可変比の小さな
第１局部発振回路２の全体の容量を、夫々の回路を形成
する可変容量ダイオードに供給される可変電圧源の同調
電圧によって変化させることは難しい。結局、ＡＭ波を
受信するタブルコンバージョンチューナは高周波同調回
路が設けられていないことによって、前記した欠点を有
しているのが現状である。
ためには、次の条件が必要である。すなわち、高周波同
調回路を形成する可変容量ダイオードの容量を最大から
最小まで変化させた場合に、高周波同調回路の固定コン
デンサの容量等を含む全体の容量の最大と最小の比、つ
まり可変比が２．９８の二乗の８．８８になり、第１局
部発振回路２を形成する可変容量ダイオードの容量を最
大から最小まで変化させた場合に、第１局部発振回路２
の固定コンデンサの容量等を含む全体の容量の可変比が
１．１の二乗の１．２１になることである。両方の回路
の全体の容量の可変比を比較すると、高周波同調回路の
可変比が第１局部発振回路２の７．３４倍になる。この
ように可変比の大きい高周波同調回路と可変比の小さな
第１局部発振回路２の全体の容量を、夫々の回路を形成
する可変容量ダイオードに供給される可変電圧源の同調
電圧によって変化させることは難しい。結局、ＡＭ波を
受信するタブルコンバージョンチューナは高周波同調回
路が設けられていないことによって、前記した欠点を有
しているのが現状である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、高周
波同調回路を有し、しかも高周波同調回路と第１局部発
振回路を形成する夫々の可変容量ダイオードに供給され
る同調電圧の可変範囲を別に設定することにより、トラ
ッキングエラーの生じないアップコンバージョン式のタ
ブルコンバージョンチューナを提供することにある。
波同調回路を有し、しかも高周波同調回路と第１局部発
振回路を形成する夫々の可変容量ダイオードに供給され
る同調電圧の可変範囲を別に設定することにより、トラ
ッキングエラーの生じないアップコンバージョン式のタ
ブルコンバージョンチューナを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のタブルコンバー
ジョンチューナは、高周波同調回路、高周波同調回路か
らの高周波信号と第１局部発振回路からの発振信号を混
合し、該高周波信号よりも高い周波数の第１中間周波信
号を得る第１周波数変換回路、第１中間周波信号と第２
局部発振回路からの発振信号を混合して第２中間周波信
号を得る第２周波数変換回路を有しており、高周波同調
回路と第１局部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイ
オードに供給される同調電圧は、片方が可変電圧源から
得られる第１同調電圧であり、他方が該可変電圧源から
得られる第１同調電圧の可変範囲を伸長又は圧縮して得
られる第２同調電圧であり、高周波同調回路と第１の局
部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイオードの同調
電圧を別に設定可能にしてあることを特徴とする。
ジョンチューナは、高周波同調回路、高周波同調回路か
らの高周波信号と第１局部発振回路からの発振信号を混
合し、該高周波信号よりも高い周波数の第１中間周波信
号を得る第１周波数変換回路、第１中間周波信号と第２
局部発振回路からの発振信号を混合して第２中間周波信
号を得る第２周波数変換回路を有しており、高周波同調
回路と第１局部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイ
オードに供給される同調電圧は、片方が可変電圧源から
得られる第１同調電圧であり、他方が該可変電圧源から
得られる第１同調電圧の可変範囲を伸長又は圧縮して得
られる第２同調電圧であり、高周波同調回路と第１の局
部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイオードの同調
電圧を別に設定可能にしてあることを特徴とする。
【０００８】
【実施例】以下、本発明のタブルコンバージョンチュー
ナの実施例を示すブロック図である図１を参照しながら
説明する。なお、図６と同一部分は同じ符号を付与して
ある。図１では、アンテナ１０と第１周波数変換回路６
の混合回路１の間に高周波同調回路１１を接続してあ
り、可変電圧源９の第１同調電圧ＶT1が第１局部発振回
路２を形成する可変容量ダイオードの同調電圧として供
給され、第１同調電圧ＶT1の可変範囲を伸長した第２同
調電圧ＶT2が高周波同調回路１１を形成する可変容量ダ
イオードの同調電圧として供給される構成が図６に比較
して異なる。高周波同調回路１１と第１局部発振回路２
は、容量素子として夫々可変容量ダイオードを含んで形
成される。
ナの実施例を示すブロック図である図１を参照しながら
説明する。なお、図６と同一部分は同じ符号を付与して
ある。図１では、アンテナ１０と第１周波数変換回路６
の混合回路１の間に高周波同調回路１１を接続してあ
り、可変電圧源９の第１同調電圧ＶT1が第１局部発振回
路２を形成する可変容量ダイオードの同調電圧として供
給され、第１同調電圧ＶT1の可変範囲を伸長した第２同
調電圧ＶT2が高周波同調回路１１を形成する可変容量ダ
イオードの同調電圧として供給される構成が図６に比較
して異なる。高周波同調回路１１と第１局部発振回路２
は、容量素子として夫々可変容量ダイオードを含んで形
成される。
【０００９】第２同調電圧ＶT2は第１同調電圧ＶT1を伸
長回路１２に加えることにより得られるが、実施例では
第２同調電圧ＶT2は第１同調電圧ＶT1の可変範囲を７倍
に伸長してある。これは、高周波同調回路１１の全体の
容量の可変比が第１局部発振回路２の全体の容量の可変
比の７．３４倍であることから、第２同調電圧ＶT2の可
変範囲を第１同調電圧ＶT1の可変範囲の７．３４倍に近
い７倍にすることにより、高周波同調回路１１の全体の
容量の可変比が８．８８になり、第１局部発振回路２の
全体の容量の可変比が１．２１になり、トラッキングエ
ラーを生じない条件が満たされるものと仮定して設定さ
れたものである。
長回路１２に加えることにより得られるが、実施例では
第２同調電圧ＶT2は第１同調電圧ＶT1の可変範囲を７倍
に伸長してある。これは、高周波同調回路１１の全体の
容量の可変比が第１局部発振回路２の全体の容量の可変
比の７．３４倍であることから、第２同調電圧ＶT2の可
変範囲を第１同調電圧ＶT1の可変範囲の７．３４倍に近
い７倍にすることにより、高周波同調回路１１の全体の
容量の可変比が８．８８になり、第１局部発振回路２の
全体の容量の可変比が１．２１になり、トラッキングエ
ラーを生じない条件が満たされるものと仮定して設定さ
れたものである。
【００１０】伸長回路１２の回路図は、図２にその一例
を示してある。差動増幅回路１５、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２
からなる反転増幅器と、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、差動増幅
回路１６からなる反転増幅器を直列接続してある。差動
増幅回路１５と差動増幅回路１６の基準電圧ＶREは共通
の基準電圧源１７から供給される。１３は伸長回路１２
の入力端子、１４は出力端子である。入力側の反転増幅
器の増幅度は７倍にしてあり、抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ１の７
倍である。また、出力側の反転増幅器の増幅度は１倍で
あり、入力端子１３に加えられる第１同調電圧ＶT1の増
減と出力端子１４に得られる第２同調電圧ＶT2の増減の
方向を一致させる役割をする。
を示してある。差動増幅回路１５、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２
からなる反転増幅器と、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、差動増幅
回路１６からなる反転増幅器を直列接続してある。差動
増幅回路１５と差動増幅回路１６の基準電圧ＶREは共通
の基準電圧源１７から供給される。１３は伸長回路１２
の入力端子、１４は出力端子である。入力側の反転増幅
器の増幅度は７倍にしてあり、抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ１の７
倍である。また、出力側の反転増幅器の増幅度は１倍で
あり、入力端子１３に加えられる第１同調電圧ＶT1の増
減と出力端子１４に得られる第２同調電圧ＶT2の増減の
方向を一致させる役割をする。
【００１１】図２における第１同調電圧ＶT1、入力側の
反転増幅器の出力として得られる電圧ＶT3、第２同調電
圧ＶT2の関係は、（１）式と（２）式に示される。 ＶT3＝ＶRE−｛Ｒ２（ＶT1−ＶRE）／Ｒ１｝ （１） ＶT2＝ＶRE−｛Ｒ４（ＶT3−ＶRE）／Ｒ３｝ （２） なお、（１）式、（２）式におけるＲ１、Ｒ２、Ｒ３、
Ｒ４は同じ符号の抵抗の抵抗値を表している。このよう
な構成により、高周波同調回路１１の全体の容量と、第
１局部発振回路２の全体の容量をトラッキングエラーを
生じないように同調電圧により変化させることができ
る。
反転増幅器の出力として得られる電圧ＶT3、第２同調電
圧ＶT2の関係は、（１）式と（２）式に示される。 ＶT3＝ＶRE−｛Ｒ２（ＶT1−ＶRE）／Ｒ１｝ （１） ＶT2＝ＶRE−｛Ｒ４（ＶT3−ＶRE）／Ｒ３｝ （２） なお、（１）式、（２）式におけるＲ１、Ｒ２、Ｒ３、
Ｒ４は同じ符号の抵抗の抵抗値を表している。このよう
な構成により、高周波同調回路１１の全体の容量と、第
１局部発振回路２の全体の容量をトラッキングエラーを
生じないように同調電圧により変化させることができ
る。
【００１２】基準電圧ＶREは、同じ値の同調電圧が高周
波同調回路１１と第１局部発振回路２を形成する可変容
量ダイオードに供給された時に、トラッキングエラーが
最も小さくなる電圧を設定する。例えば、第１同調電圧
ＶT1と第２同調電圧ＶT2を５Ｖにした時にトラッキング
エラーが生じない場合、基準電圧ＶREは５Ｖに設定され
る。第１同調電圧ＶT1を４．５Ｖ、５．０Ｖ、５．５Ｖ
と変化させると、（１）式と（２）式から明らかなよう
に第２同調電圧ＶT2は、１．５Ｖ、５．０Ｖ、８．５Ｖ
と変化し、第１同調電圧ＶT1の可変範囲が第１同調電圧
ＶT1の可変範囲の７倍に伸長されていることがわかる。
波同調回路１１と第１局部発振回路２を形成する可変容
量ダイオードに供給された時に、トラッキングエラーが
最も小さくなる電圧を設定する。例えば、第１同調電圧
ＶT1と第２同調電圧ＶT2を５Ｖにした時にトラッキング
エラーが生じない場合、基準電圧ＶREは５Ｖに設定され
る。第１同調電圧ＶT1を４．５Ｖ、５．０Ｖ、５．５Ｖ
と変化させると、（１）式と（２）式から明らかなよう
に第２同調電圧ＶT2は、１．５Ｖ、５．０Ｖ、８．５Ｖ
と変化し、第１同調電圧ＶT1の可変範囲が第１同調電圧
ＶT1の可変範囲の７倍に伸長されていることがわかる。
【００１３】図３は第１局部発振回路２の容量と第１同
調電圧ＶT1の関係を示す図、図４は高周波同調回路１１
の容量と第２同調電圧ＶT2の関係を示す図であり、第１
同調電圧ＶT1と第２同調電圧ＶT2の可変範囲の比に応じ
て夫々の回路の全体の容量が変化する様子が理解でき
る。図３では第１同調電圧ＶT1が４．５Ｖから５．５Ｖ
まで変化し、第１局部発振回路２の全体の容量はＣ２か
らＣ１まで変化する。可変比であるＣ２／Ｃ１は、１．
２１である。
調電圧ＶT1の関係を示す図、図４は高周波同調回路１１
の容量と第２同調電圧ＶT2の関係を示す図であり、第１
同調電圧ＶT1と第２同調電圧ＶT2の可変範囲の比に応じ
て夫々の回路の全体の容量が変化する様子が理解でき
る。図３では第１同調電圧ＶT1が４．５Ｖから５．５Ｖ
まで変化し、第１局部発振回路２の全体の容量はＣ２か
らＣ１まで変化する。可変比であるＣ２／Ｃ１は、１．
２１である。
【００１４】図４では第２同調電圧ＶT2が１．５Ｖから
８．５Ｖまで変化し、高周波同調回路１１の全体の容量
はＣ４からＣ３まで変化する。可変比であるＣ４／Ｃ３
は、８．８８である。本発明のダブルコンパージョンチ
ューナは、第１同調電圧ＶT1と第２同調電圧ＶT2の可変
範囲を別に設定することにより、回路全体の容量の可変
比の大きく異なる高周波同調回路１１と第１局部発振回
路２を有していてもトラッキングエラーを生じない条件
を満たすことができる。
８．５Ｖまで変化し、高周波同調回路１１の全体の容量
はＣ４からＣ３まで変化する。可変比であるＣ４／Ｃ３
は、８．８８である。本発明のダブルコンパージョンチ
ューナは、第１同調電圧ＶT1と第２同調電圧ＶT2の可変
範囲を別に設定することにより、回路全体の容量の可変
比の大きく異なる高周波同調回路１１と第１局部発振回
路２を有していてもトラッキングエラーを生じない条件
を満たすことができる。
【００１５】なお、実施例では第１同調電圧ＶT1の可変
範囲を伸長した第２同調電圧ＶT2を高周波同調回路１１
を形成する可変容量ダイオードの同調電圧としたが、別
の実施例を示すブロック図である図５のように、第１同
調電圧ＶT1の可変範囲が広い場合には第１同調電圧ＶT1
をそのまま高周波同調回路の同調電圧とし、第１局部発
振回路２には第１同調電圧ＶT1の可変範囲を圧縮回路１
８により圧縮して可変範囲を狭くした第２同調電圧ＶT2
を供給することもできる。なお、高周波同調回路が高周
波増幅回路を含むことは言うまでもない。さらに、高周
波同調回路は複数存在してもよい。また、実施例では高
周波同調回路１１に供給される第２同調電圧ＶT2の可変
範囲を第１同調電圧ＶT1の可変範囲の７倍にすることに
より、夫々の回路の全体の容量の可変比が前記したトラ
ッキングエラーのなくなる条件を満たすものと仮定した
が、要は夫々の回路の可変比がトラッキングエラーのな
くなる条件を満たすように第２同調電圧ＶT2の可変範囲
を第１同調電圧とは別に設定すればよい。
範囲を伸長した第２同調電圧ＶT2を高周波同調回路１１
を形成する可変容量ダイオードの同調電圧としたが、別
の実施例を示すブロック図である図５のように、第１同
調電圧ＶT1の可変範囲が広い場合には第１同調電圧ＶT1
をそのまま高周波同調回路の同調電圧とし、第１局部発
振回路２には第１同調電圧ＶT1の可変範囲を圧縮回路１
８により圧縮して可変範囲を狭くした第２同調電圧ＶT2
を供給することもできる。なお、高周波同調回路が高周
波増幅回路を含むことは言うまでもない。さらに、高周
波同調回路は複数存在してもよい。また、実施例では高
周波同調回路１１に供給される第２同調電圧ＶT2の可変
範囲を第１同調電圧ＶT1の可変範囲の７倍にすることに
より、夫々の回路の全体の容量の可変比が前記したトラ
ッキングエラーのなくなる条件を満たすものと仮定した
が、要は夫々の回路の可変比がトラッキングエラーのな
くなる条件を満たすように第２同調電圧ＶT2の可変範囲
を第１同調電圧とは別に設定すればよい。
【００１６】
【発明の効果】以上述べたように本発明のダブルコンバ
ージョンチューナは、可変電圧源の第１同調電圧の可変
範囲を伸長又は圧縮した第２同調電圧を高周波同調回路
と第１局部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイオー
ドのいずれかの同調電圧として供給するようにしてあ
り、トラッキングエラーをなくすために必要な同調電圧
の可変範囲を高周波同調回路と第１局部発振回路では別
に自在に設定することができる。無論、第１同調電圧を
用いるので、可変電圧源は一つでよい。このようにして
本発明は、高周波同調回路を有することにより、近接周
波数選択度の性能の優れた極めて実用的なダブルコンバ
ージョンチューナを提供することができる。
ージョンチューナは、可変電圧源の第１同調電圧の可変
範囲を伸長又は圧縮した第２同調電圧を高周波同調回路
と第１局部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイオー
ドのいずれかの同調電圧として供給するようにしてあ
り、トラッキングエラーをなくすために必要な同調電圧
の可変範囲を高周波同調回路と第１局部発振回路では別
に自在に設定することができる。無論、第１同調電圧を
用いるので、可変電圧源は一つでよい。このようにして
本発明は、高周波同調回路を有することにより、近接周
波数選択度の性能の優れた極めて実用的なダブルコンバ
ージョンチューナを提供することができる。
【図１】 本発明のダブルコンバージョンチューナの実
施例を示すブロック図である。
施例を示すブロック図である。
【図２】 図１の伸長回路の回路図である。
【図３】 第１局部発振回路の容量と第１同調電圧の関
係を示す特性図である。
係を示す特性図である。
【図４】 高周波同調回路の容量と第２同調電圧の関係
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図５】 本発明のダブルコンバージョンチューナの別
の実施例を示すブロック図である。
の実施例を示すブロック図である。
【図６】 従来のダブルコンバージョンチューナのブロ
ック図である。
ック図である。
１１ 高周波同調回路 １２ 伸長回路 １８ 圧縮回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高田 昇 埼玉県鶴ケ島市大字五味ケ谷18番地 東光 株式会社埼玉事業所内 (72)発明者 鈴木 幸男 埼玉県鶴ケ島市大字五味ケ谷18番地 東光 株式会社埼玉事業所内
Claims (3)
- 【請求項１】 高周波同調回路、高周波同調回路からの
高周波信号と第１局部発振回路からの発振信号を混合
し、該高周波信号よりも高い周波数の第１中間周波信号
を得る第１周波数変換回路、第１中間周波信号と第２局
部発振回路からの発振信号を混合して第２中間周波信号
を得る第２周波数変換回路を有しており、高周波同調回
路と第１局部発振回路を形成する夫々の可変容量ダイオ
ードに供給される同調電圧は、片方が可変電圧源から得
られる第１同調電圧であり、他方が該可変電圧源から得
られる第１同調電圧の可変範囲を伸長又は圧縮して得ら
れる第２同調電圧であり、高周波同調回路と第１の局部
発振回路を形成する夫々の可変容量ダイオードの同調電
圧を別に設定可能にしてあることを特徴とするダブルコ
ンバージョンチューナ。 - 【請求項２】 第１局部発振回路を形成する可変容量ダ
イオードに供給される同調電圧が可変電圧源から得られ
る第１同調電圧であり、高周波同調回路を形成する可変
容量ダイオードに供給される同調電圧が可変電圧源から
得られた第１同調電圧を伸長して得られた第２同調電圧
である請求項１のダブルコンバージョンチューナ。 - 【請求項３】 高周波同調回路を形成する可変容量ダイ
オードに供給される同調電圧が可変電圧源から得られる
第１同調電圧であり、第１局部発振調回路を形成する可
変容量ダイオードに供給される同調電圧が可変電圧源か
ら得られた第１同調電圧を圧縮して得られた第２同調電
圧である請求項１のダブルコンバージョンチューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9816694A JPH07283693A (ja) | 1994-04-11 | 1994-04-11 | ダブルコンバージョンチューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9816694A JPH07283693A (ja) | 1994-04-11 | 1994-04-11 | ダブルコンバージョンチューナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07283693A true JPH07283693A (ja) | 1995-10-27 |
Family
ID=14212498
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9816694A Pending JPH07283693A (ja) | 1994-04-11 | 1994-04-11 | ダブルコンバージョンチューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07283693A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100411877B1 (ko) * | 2001-08-07 | 2003-12-24 | 한국전자통신연구원 | 디지털 방송용 튜너 자동 측정 및 보정 방법 |
| US7388622B2 (en) | 2004-06-04 | 2008-06-17 | Alps Electric Co., Ltd | Television tuner which can obtain sufficient receiving sensitivity even when receiving FM broadcasting signal |
-
1994
- 1994-04-11 JP JP9816694A patent/JPH07283693A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100411877B1 (ko) * | 2001-08-07 | 2003-12-24 | 한국전자통신연구원 | 디지털 방송용 튜너 자동 측정 및 보정 방법 |
| US7388622B2 (en) | 2004-06-04 | 2008-06-17 | Alps Electric Co., Ltd | Television tuner which can obtain sufficient receiving sensitivity even when receiving FM broadcasting signal |
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