JPH07298667A

JPH07298667A - モータ制御装置

Info

Publication number: JPH07298667A
Application number: JP6091412A
Authority: JP
Inventors: Keisuke Matsuo; 景介松尾; Toshio Inaji; 利夫稲治
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-04-28
Filing date: 1994-04-28
Publication date: 1995-11-10
Also published as: US5710500A; EP0680138B1; EP0680138A3; DE69512825D1; EP0680138A2; DE69512825T2; KR100223393B1

Abstract

(57)【要約】【目的】モータの回転速度を一定に保つモータ制御装
置において、外乱トルクによる回転速度変動を大幅に低
減するモータ制御装置を提供する。【構成】従来の速度制御ループは、モータ１００、速
度検出器１０５、比較器１３０、制御器１４０、駆動器
１５０で構成されるが、これに外乱推定器１、補正器３
で構成される外乱抑圧ループが付加されている。外乱推
定器１は、モータ１００の回転速度を検出した回転速度
検出信号ｖと、駆動器１５０に供給される駆動信号Ｄと
から、外乱トルクτ_dを推定し、フィルタ１３およびフ
ィルタ２で高域周波数成分を遮断して、外乱推定信号ｄ
を出力する。外乱推定信号ｄは、補正器３において駆動
信号Ｄに対応した値に換算された後、制御信号ｃに加算
されて駆動信号Ｄとなる。駆動信号Ｄは駆動器１５０に
供給され、駆動電流Ｉ_aとしてモータ１００に印加され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、モータの回転速度を一
定に保つように制御するモータ制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】モータの回転速度を一定に保つように制
御する場合、モータに印加される外乱トルク（トルクリ
ップル、軸摩擦、負荷変動等）によって回転速度変動が
生じるため、この外乱トルクによる回転速度変動をでき
るだけ低減することが重要である。

【０００３】従来の速度制御装置では、外乱トルクの影
響は速度制御ループの働きにより抑制され、そのループ
ゲインを大きくするほど外乱抑制特性が向上し、外乱ト
ルクによる回転速度変動が低減される。しかしながら、
ループゲインを大きくしすぎると制御系が不安定となる
ため、外乱抑制特性の改善には限界があった。

【０００４】近年、このような外乱トルクによるモータ
の回転速度変動を大幅に低減することのできる制御方式
として、外乱推定器を用いた種々の方式が提案されてい
る。このような制御方式では、モータの回転速度を指令
通りに制御する速度制御ループに、外乱推定器を用いた
外乱抑圧ループを付加している。すなわち、外乱抑圧ル
ープでは、まず、外乱推定器を用いて、モータの入出力
信号からモータに印加されている外乱トルクを推定す
る。さらに、この推定量をモータの入力側に帰還し、前
述の外乱トルクが回転速度に及ぼす影響をキャンセルす
る。その結果、外乱抑制特性に優れた高性能な制御系が
得られ、外乱トルクによる回転速度変動を大幅に低減す
ることができる。

【０００５】このような制御装置が例えば特開平３−１
５５３８３号公報に示されている。（図９）はこのよう
な制御装置の一例を示す制御ブロック線図である。以
下、図面を参照しながら説明する。

【０００６】（図９）において、１００はモータを示す
制御ブロック線図であり、１０１、１０２はその伝達関
数である。１４１、１５１はそれぞれ制御器、駆動器の
伝達関数である。以上が基本的な速度制御系の構成であ
り、これに破線で囲んだ外乱推定器２００が付加されて
いる。外乱推定器２００において、２０１はモータ１０
０に印加される駆動電流を検出して係数を掛ける乗算
器、２０２、２０３はモータ１００の回転角速度を検出
して係数を掛ける乗算器、２０４は１次遅れ要素、２０
５は乗算器である。なお、Ｊはモータの慣性、ｓはラプ
ラス演算子、Ｋ_pは比例ゲイン、Ｋ_iは積分ゲイン、Ｋ
_ampは駆動器のゲイン、Ｉ_aは駆動電流、Ｋ_tはモータの
トルク定数、τはモータの発生トルク、ωはモータの角
速度、ｇは外乱推定器の帯域を表す定数、ｒは速度指令
値、ｅは誤差信号、ｃは制御信号、τ _dは外乱トルク、
τ_eは外乱トルクの推定値、Ｊ_n、Ｋ_tnはそれぞれモータ
の慣性およびトルク定数の公称値である。

【０００７】次に動作について説明する。まず基本的な
速度制御系において、モータ１００の回転角速度ωは速
度指令値ｒと減算比較され、その誤差信号ｅは制御器１
４１において比例・積分補償され、制御信号ｃとして出
力される。制御信号ｃは駆動器１５１によりＫ_amp倍さ
れ、さらに、外乱推定器２００の出力と加算された後、
駆動電流Ｉ_aとしてモータに入力される。駆動電流Ｉ_aは
乗算器１０２でトルクτに変換され、モータ１００の回
転角速度ωが速度指令値ｒと一致するように駆動制御さ
れる。

【０００８】次に外乱推定器２００は、モータ１００に
印加される駆動電流Ｉ_aを検出し、乗算器２０１で係数
ｇＫ_tnを掛ける。モータの回転角速度ωは乗算器２０２
で係数ｇ²Ｊ_n、乗算器２０３で係数ｇＪ_nをそれぞれ掛
けられる。１次遅れ要素２０４には乗算器２０２，２０
１の出力を加算したものが入力され、その出力から乗算
器２０３の出力を引いたものが外乱トルクの推定値τ_e
となる。これに乗算器２０５で係数１／Ｋ_tnを掛けたも
のを、前述の駆動器１５１の出力と加算して、モータ１
００に加わる外乱トルクτ_dを打ち消すように働き、モ
ータ１００の回転変動が抑圧される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来方式による外乱抑制特性の改善度には周波数特性が存
在し、外乱オブザーバの帯域以下の周波数領域において
１次の低域遮断特性でしか改善がなされなかった。した
がって、モータの回転速度変動の周波数成分に、顕著な
低周波数成分が存在する場合には、この成分による回転
速度変動を十分に抑制することができなかった。

【００１０】本発明は、このような点を考慮して、低い
周波数の外乱トルクに対して、より優れた外乱抑圧効果
が得られるように外乱推定器の構成を工夫したものであ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、モータの回転速度を検出し回転速度検出信
号を出力する速度検出手段と、回転速度検出信号と速度
指令信号との差に応じた速度誤差信号を出力する比較手
段と、速度誤差信号に応じた制御信号を出力する制御手
段と、駆動信号に応じた電力をモータに供給する駆動手
段と、回転速度検出信号と駆動信号からモータに印加さ
れる外乱トルクを推定し伝達関数に１次進み要素を含む
２次の高域遮断フィルタを介して外乱推定信号を出力す
る外乱推定手段と、外乱推定信号により制御信号を補正
し駆動信号を出力する補正手段より構成したものであ
る。

【００１２】

【作用】本発明では上記のように構成することによっ
て、外乱推定器の推定帯域内の周波数を持つ外乱トルク
に対して、外乱推定信号の出力低下および位相遅れが少
なくなるようにしている。その結果、外乱トルクの補正
をより正確に行うことができ、より優れた外乱抑圧効果
を得ることができる。

【００１３】

【実施例】（図１（ａ））は本発明の第１の実施例にお
けるモータ制御装置の全体構成を示すブロック図であ
る。同図（ｂ）は本発明の第１の実施例に係る外乱推定
器の詳細な構成を示す制御ブロック線図、同図（ｃ）は
本発明の第１の実施例に係る補正器の詳細な構成を示す
制御ブロック線図である。以下、図面を参照しながら説
明する。

【００１４】（図１（ａ））において、１００は駆動電
流Ｉ_aにより駆動されるモータであり、外乱トルクτ_dが
印加されている。１０５はモータ１００の回転角速度を
検出し回転速度検出信号ｖを出力する速度検出器、１３
０は回転速度検出信号ｖと速度指令信号ｖ_r（一定値）
との偏差に応じた速度誤差信号Δｖを出力する比較器、
１４０は速度誤差信号Δｖに比例・積分等の制御補償を
行い制御信号ｃを出力する制御器、３は制御信号ｃを後
述の外乱推定信号ｄにより補正して駆動信号Ｄを出力す
る補正器、１５０は駆動信号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aを
モータに供給する駆動器である。また、１は回転速度検
出信号ｖと駆動信号Ｄから外乱トルクτ_dを推定し外乱
推定信号ｄを出力する外乱推定器である。以上が本発明
の第１の実施例によるモータ制御装置の全体の構成であ
り、外乱推定器１、補正器３により外乱抑圧ループが形
成されている。

【００１５】次に、外乱推定器１および補正器３の詳細
な構成について説明する。（図１（ｂ））において、１
０は駆動信号Ｄに所定の係数を掛ける乗算器、１１は回
転速度検出信号ｖに所定の係数を掛ける乗算器、１５は
減算器、１６は微分器、１３は伝達関数がω_o/(αｓ＋
ω_o)であるフィルタ、２は伝達関数が(ａ₁ｓ＋ω_o)/(β
ｓ＋ω_o)であるフィルタである。ここで、ｓはラプラス
演算子であり、ａ₁、α、βは、 α＋β＝ａ₁ ・・・（１）なる関係式を満たす正の定数である。また、ω_oは所定
の角周波数であり、後述のように角周波数がω_o以下の
外乱トルク成分による回転速度変動が大幅に抑圧され
る。角周波数ω_o近傍の周波数を持つ外乱トルク成分に
対する抑圧の程度は前述のａ₁、α、βの選び方で決ま
り、好ましくはａ₁＝４、α＝β＝２とする。以上が外
乱推定器１の構成であり、外乱推定器１は乗算器１０、
乗算器１１、減算器１５、微分器１６、フィルタ１３お
よびフィルタ２で構成される。なお、Ｊ _n、Ｋ_tnはモー
タ１００の慣性モーメントおよびトルク定数の公称値
を、Ｋ_ampは駆動器１５０の利得をそれぞれ表してい
る。また、（図１（ｃ））において、３１は外乱推定信
号ｄに所定の係数を掛ける乗算器、３０は制御信号ｃと
乗算器３１の出力を加算して駆動信号Ｄを出力する加算
器である。補正器３は加算器３０および乗算器３１で構
成される。

【００１６】次に動作について説明する。モータ１００
には外乱トルクτ_dが印加されており、モータ１００の
回転速度を検出した回転速度検出信号ｖが速度検出器１
０５より出力される。回転速度検出信号ｖは、比較器１
３０において速度指令値ｖ_r（一定値）から減じられた
後、速度誤差信号Δｖとして出力される。速度誤差信号
Δｖは制御器１４０において所定の比例あるいは積分等
の制御補償がなされ制御信号ｃとなる。制御信号ｃは補
正器３に入力され、後述の換算外乱推定信号ｄ _kを加算
された後、駆動信号Ｄとなる。駆動信号Ｄは駆動器１５
０に入力され駆動信号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aがモータ
１００に供給される。以上が基本的な速度制御ループの
動作であり、回転速度検出信号ｖと速度指令値ｖ_rが一
致するようにモータ１００が回転駆動され、モータ１０
０の回転速度が一定に保たれる。

【００１７】次に外乱抑圧ループの動作について説明す
る。モータ１００の回転角速度を検出した回転速度検出
信号ｖは乗算器１１に入力され、係数Ｊ_nを掛けられ、
さらに微分器１６において微分される。駆動信号Ｄは乗
算器１０に入力され、係数Ｋ _tnＫ_ampを掛けられる。微
分器１６の出力は減算器１５において乗算器１０の出力
から減算され、その出力はフィルタ１３において伝達関
数ω_o/(αｓ＋ω_o)に基づくフィルタ処理がなされる。
さらに、フィルタ１３の出力はフィルタ２に入力され、
伝達関数(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)に基づくフィルタ処
理がなされ、外乱推定信号ｄとして出力される。以上の
動作が外乱推定器１の動作に対応する。外乱推定信号ｄ
は乗算器３１において係数１／(Ｋ_tnＫ_amp)を掛けら
れ、換算外乱推定信号ｄ_kとなる。換算外乱推定信号ｄ_k
は前述のように加算器３０において制御信号ｃに加算さ
れる。加算器３０および乗算器３１の動作が補正器３の
動作に対応する。以上の動作が外乱抑圧ループの動作で
あり、換算外乱推定信号ｄ_kを用いて制御信号ｃを補正
することにより、外乱トルクτ_dが回転速度変動に及ぼ
す影響を抑圧する。

【００１８】次に、本発明の第１の実施例による外乱抑
圧効果について、数式を用いて説明する。ただし、モー
タ１００の慣性モーメントＪおよびトルク定数Ｋ_tはそ
れぞれの公称値Ｊ_n、Ｋ_tnに等しいとし、単にＪ、Ｋ_tと
表記する。

【００１９】まず、（図１（ｂ））に示した制御ブロッ
ク線図より、外乱推定信号ｄは回転速度検出信号ｖと駆
動信号Ｄを用いて次のように表される。

【００２０】ｄ＝{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)}・(Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ) ＝[(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/{αβｓ²＋(α＋β)ω_oｓ＋ω_o ²}] ・(Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ) ・・・（２）さらに、（２）式は（１）式の関係を用いると次のよう
に表される。

【００２１】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・(Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ) ・・・（３）また、モータ１００に印加される外乱トルクτ_dと駆動
器１５０に供給される駆動信号Ｄおよびモータ１００の
回転速度検出信号ｖとの間には次の関係式が成立する
（ただし、速度検出器１０５の伝達関数は１としてい
る）。

【００２２】τ_d＝Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ・・・（４）したがって、外乱推定信号ｄは（３）、（４）式より、ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)}・τ_d ・・・（５）となる。

【００２３】（５）式より、モータ１００に印加されて
いる外乱トルクτ_dから外乱推定信号ｄまでの伝達関数
Ｑ（ｓ）は、Ｑ(ｓ)＝ｄ/τ_d ＝(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²) ・・・（６）となる。Ｑ（ｓ）の周波数特性はａ₁、α、β、ω_oで決
定され、これらの定数の選び方によって角周波数ω_o近
傍での周波数特性が変化する。

【００２４】（図２）はＱ（ｓ）の周波数特性の一例を
示す周波数特性図である。（図２）において、実線のグ
ラフがＱ（ｓ）の周波数特性であり、ａ₁＝４、αβ＝
４として計算したものである。破線のグラフは（図９）
に示した従来例による外乱推定器でのＱ（ｓ）に相当す
る伝達関数（ｇ＝ω_oとおくと、ω_o/(ｓ＋ω_o)）の周波
数特性である。なお、横軸はω_oで正規化した角周波数
で表している。

【００２５】この周波数特性図から、Ｑ（ｓ）は２次で
かつ、遮断領域において−２０dB/decの遮断特性を有す
る高域遮断フィルタの伝達関数であることがわかる。そ
の結果、角周波数が１より低い周波数領域において、破
線のグラフで示される従来の１次の高域遮断フィルタの
特性に比べて出力低下および位相遅れが改善されている
ことがわかる。

【００２６】次に、（５）式から換算外乱推定信号ｄ_k
は次のように表される。ｄ_k＝{１/(Ｋ_tＫ_amp)}・ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{１/(Ｋ_tＫ_amp)}・τ_d ・・・（７）（７）式から、換算外乱推定信号ｄ_kが、トルクの次元
を持つ外乱推定信号ｄを駆動信号Ｄと同じ次元に換算し
た換算量に相当していることがわかる。

【００２７】以上の関係式を用いて、外乱トルクτ_dか
ら回転角速度までの伝達関数Ｇ_i（ｓ）を計算すると、
次のようになる。

【００２８】Ｇ_i(ｓ)＝{１−Ｑ（ｓ）}・Ｇ_c(ｓ) ＝{αβｓ²/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)}・Ｇ_c(ｓ) ・・・（８）ここで、Ｇ_c（ｓ）は外乱抑圧ループのない場合の外乱
トルクτ_dから回転角速度までの伝達関数であり、Ｇ_c（ｓ）＝−{１/(Ｊｓ)}/{１＋１/(Ｊｓ)・Ｋ_t・Ｋ_amp・Ｈ(ｓ)} ・・・（９）と表される。ここで、Ｈ（ｓ）は制御器１４０の伝達関
数、すなわち、速度誤差信号Δｖから制御信号ｃまでの
伝達関数であり、速度検出器１０５の伝達関数は１とし
ている。

【００２９】したがって、本発明の第１の実施例による
外乱抑圧効果は、（８）式の右辺第１項で表される伝達
関数（この伝達関数をＥ（ｓ）とおく）で表される。

【００３０】（図３）はＥ（ｓ）の周波数特性の一例を
示す周波数特性図である。（図３）において、実線のグ
ラフがＥ（ｓ）の周波数特性であり、ａ₁＝４、αβ＝
４として計算したものである。破線のグラフは（図９）
に示した従来例による外乱推定器でのＥ（ｓ）に相当す
る伝達関数（ｇ＝ω_oとおくと、ｓ/(ｓ＋ω_o)）の周波
数特性である。なお、横軸はω_oで正規化した角周波数
を表している。

【００３１】（図３）から明らかなように、Ｅ（ｓ）は
遮断角周波数がω_oであり、遮断領域において４０dB/de
cの遮断特性を有する低域遮断フィルタの伝達関数を表
している。伝達関数Ｇ_i（ｓ）の周波数特性のゲインが
小さいほど、外乱トルクが回転速度変動に及ぼす影響が
小さいことから、本発明の第１の実施例では、外乱トル
クτ_dによる回転速度変動を、角周波数ω_o以下の低周波
領域において、外乱トルクの補正を行わない場合の外乱
抑制特性に加えて、さらに４０dB/decの低域遮断特性で
抑圧することができる。

【００３２】以上のように、本発明の第１の実施例によ
れば、簡単な構成にて優れた外乱抑圧効果を得ることが
でき、特に低い周波数の外乱トルクによる回転速度変動
を大幅に低減することができる。しかも、１次のフィル
タであるフィルタ１３およびフィルタ２を直列に接続す
ることにより、２次でかつ−２０dB/decの高域遮断特性
を有する高域遮断フィルタを等価的に構成しているた
め、フィルタの応答が振動的にならない。

【００３３】さらに、ａ₁＝４、αβ＝４とした場合、
フィルタ１３の伝達関数はω_o/(２ｓ＋ω_o)、フィルタ
２の伝達関数は(４ｓ＋ω_o)/(２ｓ＋ω_o)となる。フィ
ルタ２の伝達関数については２−ω_o/(２ｓ＋ω_o)と変
形することが可能であり、ソフトウェアプログラムで実
現する場合、第１項の演算はビットシフトで実現でき、
第２項の演算は、フィルタ１３の演算と同じになること
から、フィルタ処理に使用する係数を共有化することが
できる。したがって、ａ₁＝４、αβ＝４とすることに
より、ソフトウェア処理を簡略化し、演算時間を短縮す
ることが可能である。

【００３４】次に、外乱推定器の構成に微分器を含まな
いように工夫した本発明の第２の実施例について説明す
る。

【００３５】本発明の第２の実施例におけるモータ制御
装置の全体の構成は、（図１（ａ））に示した本発明の
第１の実施例によるものと同様であるが、外乱推定器１
の構成が異なる。（図４）は本発明の第２の実施例に係
る外乱推定器の構成例を示す制御ブロック線図である。
また、補正器３の詳細な構成は（図１（ｃ））に示した
本発明の第１の実施例によるものと同じである。以下、
外乱推定器１の構成について詳細に説明し、その他の構
成については説明を省略する。

【００３６】（図４）において、１０は駆動信号Ｄに所
定の係数を掛ける乗算器、１１は回転速度検出信号ｖに
所定の係数を掛ける乗算器、１２は加算器、１３は伝達
関数がω_o/(αｓ＋ω_o)であるフィルタ、１４は減算
器、２は伝達関数が(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)であるフ
ィルタである。ここで、α、β、ａ₁、ω_oは本発明の第
１の実施例で説明したものと同じである。（図４）に示
しているように、外乱推定器１は乗算器１０、乗算器１
１、加算器１２、フィルタ１３、減算器１４およびフィ
ルタ２で構成される。なお、Ｊ_n、Ｋ_tnはモータ１００
の慣性モーメントおよびトルク定数の公称値を、Ｋ_amp
は駆動器１５０の利得をそれぞれ表している。

【００３７】次に、動作について説明する。外乱推定器
１を除いた基本的な速度制御ループの動作については、
本発明の第１の実施例と同じであるので、ここでは外乱
推定器１の動作についてのみ説明する。

【００３８】モータ１００の回転角速度を検出した回転
速度検出信号ｖは乗算器１１に入力され、係数ω_oＪ_n／
αを掛けられる。駆動信号Ｄは乗算器１０に入力され、
係数Ｋ_tnＫ_ampを掛けられる。乗算器１０の出力と乗算
器１１の出力は加算器１２において加算され、その出力
はフィルタ１３において伝達関数ω_o/（αｓ＋ω_o）で
表されるフィルタ処理がなされる。フィルタ１３の出力
は、減算器１４において乗算器１１の出力を減じられ
る。さらに、減算器１４の出力はフィルタ２において
(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)で表されるフィルタ処理がな
された後、外乱推定信号ｄとして出力される。以上が外
乱推定器１の動作である。

【００３９】外乱推定信号ｄは、本発明の第１の実施例
と同様に（図１（ｃ））に示した補正器３に入力され、
乗算器３１において係数１／（Ｋ_tnＫ_amp）を掛けら
れ、換算外乱推定信号ｄ_kとなり、換算外乱推定信号ｄ_k
は加算器３０において制御信号ｃに加算される。換算外
乱推定信号ｄ_kを用いて制御信号ｃを補正することによ
り、外乱トルクτ_dが回転速度変動に及ぼす影響を抑圧
する。

【００４０】次に、本発明の第２の実施例における外乱
抑圧効果について数式を用いて説明する。ただし、モー
タ１００の慣性モーメントＪおよびトルク定数Ｋ_tはそ
れぞれの公称値Ｊ_n、Ｋ_tnに等しいとし、単にＪ、Ｋ_tと
表記する。

【００４１】（図４）に示した制御ブロック線図より、
外乱推定信号ｄは、回転速度検出信号ｖと駆動信号Ｄを
用いて次のように表される。

【００４２】ｄ＝[{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・(Ｋ_tＫ_ampＤ＋(ω_oＪ/α)ｖ)−(ω_oＪ/α)ｖ] ・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ＝{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)}・(Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ) ＝[(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/{αβｓ²＋(α＋β)ω_oｓ＋ω_o ²}] ・(Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ) ・・・（１０）さらに、（１０）式は（１）式の関係を用いると次のよ
うに表される。

【００４３】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・(Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ) ・・・（１１）（１１）式より、本発明の第２の実施例による外乱推定
信号ｄは（３）式で表される本発明の第１の実施例によ
る外乱推定信号ｄと全く同じであることがわかる。した
がって、外乱トルクから回転速度までの伝達関数は
（８）式で表されるため、本発明の第１の実施例と同じ
外乱抑圧効果が得られる。

【００４４】以上のように、本発明の第２の実施例によ
れば、外乱推定器を構成するために微分器を必要とせ
ず、しかも、本発明の第１の実施例と同様の優れた外乱
抑圧効果が得られる。その結果、微分器による高周波ノ
イズの影響を受けることなく、正確な外乱トルクの推定
および補正を行うことができる。

【００４５】次に、外乱抑圧ループの構成を簡単化した
本発明の第３の実施例について説明する。

【００４６】本発明の第３の実施例におけるモータ制御
装置の全体の構成は（図１（ａ））に示した第１の実施
例と同様であるが、外乱推定器１および補正器３の構成
が異なる。（図５（ａ））は本発明の第３の実施例に係
る外乱推定器の詳細な構成を示す制御ブロック線図、同
図（ｂ）は本発明の第３の実施例に係る補正器の詳細な
構成を示す制御ブロック線図である。以下、外乱推定器
１および補正器３の構成について説明し、その他の構成
については説明を省略する。

【００４７】（図５（ａ））において、（図４）に示し
た本発明の第２の実施例による外乱推定器１の詳細な構
成と異なるのは、乗算器１０を使用しない点、および、
乗算器１１において乗じる係数が異なる点である。その
他の構成は（図４）に示した構成と同じであるので同じ
記号を付し、重複した説明を省略する。また、（図５
（ｂ））において、（図１（ｃ））に示した本発明の第
１または第２の実施例に係る補正器３の詳細な構成と異
なるのは、乗算器３１を使用しない点である。その他の
構成は（図１（ｃ））に示した構成と同じであるので同
じ記号を付し、重複した説明を省略する。

【００４８】次に動作について説明する。本発明の第２
の実施例と異なるのは外乱推定器１の動作および補正器
３の動作であるので、ここでは、これらで構成される外
乱抑圧ループの動作についてのみ説明する。モータ１０
０の回転角速度を検出した回転速度検出信号ｖは乗算器
１１に入力され、係数(ω_oＪ_n)/(αＫ_tnＫ_amp)を掛けら
れる。乗算器１１の出力は加算器１２において駆動信号
Ｄと加算された後、フィルタ１３において、伝達関数ω
_o/(αｓ＋ω_o)で表されるフィルタ処理がなされる。フ
ィルタ１３の出力は減算器１４に入力され、乗算器１１
の出力を減じられる。さらに、減算器１４の出力はフィ
ルタ２において(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω _o)で表されるフ
ィルタ処理がなされた後、フィルタ２の出力は外乱推定
信号ｄとして出力される。以上が外乱推定器１の動作で
ある。外乱推定信号ｄは加算器３０において、制御信号
ｃに加算される。加算器３０の動作が補正器３の動作に
対応する。以上が、外乱抑圧ループの動作であり、外乱
推定信号ｄを用いて制御信号ｃを補正することにより、
外乱トルクτ_dが回転速度変動に及ぼす影響を抑圧す
る。

【００４９】次に、本発明の第３の実施例による外乱抑
圧効果について数式を用いて説明する。ただし、モータ
１００の慣性モーメントＪおよびトルク定数Ｋ_tはそれ
ぞれの公称値Ｊ_n、Ｋ_tnに等しいとし、単にＪ、Ｋ_tと表
記する。

【００５０】まず、（図５（ａ））に示した制御ブロッ
ク線図より、外乱推定信号ｄは回転速度検出信号ｖと駆
動信号Ｄを用いて次のように表される。

【００５１】ｄ＝[{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{Ｄ＋ω_oＪ/(αＫ_tＫ_amp)ｖ} −ω_oＪ/(αＫ_tＫ_amp)ｖ]・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ＝{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ・{Ｄ−Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓｖ} ＝[(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/{αβｓ²＋(α＋β)ω_oｓ＋ω_o ²}] ・{Ｄ−Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓｖ} ・・・（１２）さらに、（１２）式は（１）式の関係を用いると次のよ
うに表される。

【００５２】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{Ｄ−Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓｖ} ・・・（１３）一方、モータ１００について、（４）式で表される関係
式が成り立つ。この関係式を用いると（１３）式は次の
ように変形される。

【００５３】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{１/(Ｋ_tＫ_amp)}・τ_d ・・・（１４）（１４）式から明らかなように、本発明の第３の実施例
による外乱推定信号ｄは、（７）式で表される本発明の
第１または第２の実施例の場合の換算外乱推定信号ｄ_k
に相当していることがわかる。したがって、この外乱推
定信号ｄをそのまま制御信号ｃに加算することにより外
乱トルクの補正を行うことができ、その結果、本発明の
第１または第２の実施例と全く同等の外乱抑圧効果を得
ることができる。

【００５４】以上のように、本発明の第３の実施例によ
れば、外乱トルクそのものを推定するのではなく、これ
を駆動信号に換算した値を推定するようにしている。そ
の結果、外乱推定器の構成に微分器が不要なだけでな
く、外乱抑圧ループに必要な乗算器の数も削減してお
り、より簡単な構成にて優れた外乱抑圧効果を得ること
ができる。その結果、アナログ回路等のハードウェアで
実現する場合には、回路の調整を簡略化でき、また、ソ
フトウェアサーボ方式で実現する場合には、ソフトウェ
ア処理による演算時間遅れを短縮することが可能であ
る。

【００５５】次に、外乱推定器の入力として回転速度検
出信号の代わりに速度誤差信号を用いるようにした本発
明の第４の実施例について説明する。

【００５６】（図６（ａ））は本発明の第４の実施例に
おけるモータ制御装置の全体構成を示すブロック図であ
る。同図（ｂ）は本発明の第４の実施例に係る外乱推定
器の詳細な構成を示す制御ブロック線図である。以下、
図面を参照しながら説明する。

【００５７】（図６（ａ））において、１は外乱推定器
であり、（図１（ａ））に示した本発明の第１または第
２または第３の実施例による外乱推定器１とは、回転速
度検出信号ｖの代わりに速度誤差信号Δｖを入力として
いる点が異なる。その他の構成は（図１（ａ））と同じ
であるので同じ記号を付し、重複した説明を省略する。

【００５８】次に、外乱推定器１の詳細な構成について
（図６（ｂ））を参照しながら説明する。本発明の第４
の実施例による外乱推定器１は、（図５（ａ））に示し
た本発明の第３の実施例による外乱推定器１と同じ構成
であり、乗算器１１で乗じる係数の符号が異なる。補正
器３の構成は（図５（ｂ））に示した本発明の第３の実
施例による構成と同じである。

【００５９】次に動作について説明する。本発明の第４
の実施例におけるモータ制御装置は、外乱推定器１の動
作が本発明の第３の実施例と異なる。その他の動作は同
じであるので、ここでは外乱推定器１の動作について説
明する。比較器１３０より出力された速度誤差信号Δｖ
は、乗算器１１において所定の係数(−ω_oＪ_n)/(αＫ _tn
Ｋ_amp)を掛けて出力される。乗算器１１の出力は、加算
器１２において、補正器３から出力される駆動信号Ｄと
加算される。加算器１２の出力はフィルタ１３におい
て、伝達関数ω_o/(αｓ＋ω_o)で表されるフィルタ処理
がなされた後、減算器１４において乗算器１１の出力を
減じられる。減算器１４の出力はフィルタ２において、
伝達関数(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)で表されるフィルタ
処理がなされた後、外乱推定信号ｄとして出力される。
以上が外乱推定器１の動作であり、外乱推定信号ｄは補
正器３において制御器１４０から出力される制御信号ｃ
に加算されることにより外乱トルクτ_dの影響を打ち消
し、モータ１００の回転速度変動を抑圧する。

【００６０】次に、本発明の第４の実施例における外乱
抑圧効果について、数式を用いて説明する。ただし、モ
ータ１００の慣性モーメントＪおよびトルク定数Ｋ_tは
それぞれの公称値Ｊ_n、Ｋ_tnに等しいとし、単にＪ、Ｋ_t
と表記する。

【００６１】（図６（ｂ））に示した外乱推定器１の制
御ブロック線図より、外乱推定信号ｄは、速度誤差信号
Δｖと駆動信号Ｄを用いて次のように表される。

【００６２】ｄ＝[{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{Ｄ−ω_oＪ/(αＫ_tＫ_amp)Δｖ} ＋ω_oＪ/(αＫ_tＫ_amp)Δｖ]・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ＝{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ・{Ｄ＋Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓΔｖ} ＝[(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/{αβｓ²＋(α＋β)ω_oｓ＋ω_o ²}] ・{Ｄ＋Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓΔｖ} ・・・（１５）さらに、（１５）式は（１）式の関係を用いると次のよ
うに表される。

【００６３】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{Ｄ＋Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓΔｖ} ・・・（１６）また、速度誤差信号Δｖは回転速度検出信号ｖと速度指
令値ｖ_r（一定値）を用いて、 Δｖ＝ｖ_r−ｖ・・・（１７）と表され、（１７）式の両辺を時間微分すると、ｄΔｖ/ｄｔ＝−ｄｖ/ｄｔ・・・（１８）となる。

【００６４】（１６）式中のｓΔｖの項は速度誤差信号
Δｖの時間微分を表すことから、（１６）式は（１８）
式を用いて次のように変形することができる。

【００６５】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・(Ｄ−Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓｖ) ・・・（１９）（１９）式から明らかなように、本発明の第４の実施例
による外乱推定信号ｄは、（１３）式で表される本発明
の第３の実施例の場合の外乱推定信号ｄに等しいことが
わかる。したがって、この外乱推定信号ｄをそのまま制
御信号ｃに加算することにより外乱トルクの補正を行う
ことができ、その結果、本発明の第１〜３の実施例と全
く同等の外乱抑圧効果を得ることができる。

【００６６】以上のように、本発明の第４の実施例によ
れば、回転速度検出信号の代わりに速度誤差信号を用い
ても優れた外乱抑圧特性が得られる。しかも、速度誤差
信号の大きさは回転速度検出信号の大きさに比べて小さ
いため、外乱推定器の演算に必要なダイナミックレンジ
を狭く設定することができる。その結果、アナログ回路
等のハードウェアで実現する場合には、回路構成を簡略
化でき、また、ソフトウェアサーボ方式で実現する場合
には、ソフトウェア処理を簡素化することが可能であ
る。

【００６７】次に、モータの回転速度に比例した周波数
信号の周期を検出した周期信号を、回転速度検出信号の
代わりに用いるようにした本発明の第５の実施例につい
て説明する。

【００６８】（図７（ａ））は本発明の第５の実施例に
よるモータ制御装置の全体構成を示すブロック図であ
り、同図（ｂ）は本発明の第５の実施例に係る外乱推定
器の詳細な構成を示す制御ブロック線図である。以下、
図面を参照しながら説明する。

【００６９】（図７（ａ））において、１００はモータ
であり、外乱トルクτ_dが印加されている。モータ１０
０には周波数発電機１１０がとりつけられており、モー
タ１００の回転速度に比例した周波数信号ＦＧを出力す
る。１２０は周波数信号ＦＧの周期を検出し周期信号Ｔ
_FGを出力する周期検出器、１３０は周期信号Ｔ_FGと周期
指令信号Ｔ_r（一定値）との偏差に応じた周期誤差信号
ΔＴ_FGを出力する比較器、１４０は周期誤差信号ΔＴ_FG
に比例・積分等の制御補償を行い制御信号ｃを出力する
制御器、３は制御信号ｃを後述の外乱推定信号ｄにより
補正して駆動信号Ｄを出力する補正器、１５０は駆動信
号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aをモータに供給する駆動器で
ある。また、１は周期信号Ｔ_FGと駆動信号Ｄから外乱ト
ルクτ_dを駆動信号Ｄに対応した値に換算して推定し外
乱推定信号ｄを出力する外乱推定器である。以上が本発
明の第５の実施例によるモータ制御装置の全体の構成で
あり、外乱推定器１、補正器３により外乱抑圧ループが
形成されている。（図１（ａ））に示した本発明の第１
〜第３の実施例の全体の構成とは、速度検出器１０５と
して、周波数発電機１１０および周期検出器１２０を用
いている点および回転速度検出信号ｖ、速度指令信号ｖ
_r、速度誤差信号Δｖの代わりにそれぞれ周期信号
Ｔ_FG、周期指令信号Ｔ_r、周期誤差信号ΔＴ_FGを用いて
いる点が異なる。

【００７０】次に、外乱推定器１および補正器３の詳細
な構成について説明する。（図７（ｂ））において、１
１は周期信号Ｔ_FGに所定の係数Ｋを掛ける乗算器、１５
は減算器、１３は伝達関数がω_o/(αｓ＋ω_o)であるフ
ィルタ、１７は加算器、２は伝達関数が(ａ₁ｓ＋ω_o)/
(βｓ＋ω_o)であるフィルタである。なお、α、β、
ａ ₁、ω_oは本発明の第１の実施例で説明したものと同じ
であり、Ｋは次式で表される定数である。

【００７１】Ｋ＝(ω_o/α)・(Ｊ_n/Ｋ_tn)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²) ・・・（２０）ここで、Ｊ_nはモータ１００の慣性モーメントの公称
値、Ｋ_tnはトルク定数の公称値、Ｋ_ampは駆動器１５０
のゲイン、Ｚはモータ１００の１回転あたりに発生する
周波数信号ＦＧのパルス数である。また、ω_oは所定の
角周波数であり、後述のように角周波数がω_o以下の外
乱トルク成分による回転速度変動成分が大幅に抑圧され
る。以上が外乱推定器１の構成であり、外乱推定器１は
乗算器１１、減算器１５、フィルタ１３、加算器１７お
よびフィルタ２で構成される。補正器３の詳細な構成は
（図５）（ｂ）に示したものと同じであるので、重複し
た説明を省略する。

【００７２】次に動作について説明する。モータ１００
には外乱トルクτ_dが印加されており、モータ１００の
回転速度に比例した周波数の周波数信号ＦＧが周波数発
電機１１０より出力される。周波数信号ＦＧは周期検出
器１２０に入力され、その周期を検出した周期信号Ｔ_FG
が出力される。周期信号Ｔ_FGは、比較器１３０において
周期指令値Ｔ_r（一定値）から減じられた後、周期誤差
信号ΔＴ_FGとして出力される。周期誤差信号ΔＴ_FGは制
御器１４０において所定の比例あるいは積分補償され制
御信号ｃとなる。制御信号ｃは補正器３に入力され、外
乱推定信号ｄを加算された後、駆動信号Ｄとなる。駆動
信号Ｄは駆動器１５０に入力され駆動信号Ｄに応じた駆
動電流Ｉ_aがモータ１００に供給される。以上が基本的
な速度制御系の動作であり、周期信号Ｔ_FGと周期指令信
号Ｔ_rが一致するようにモータ１００が回転駆動され、
モータ１００の回転速度が一定に保たれる。また、外乱
推定器１は、周期検出器１２０から出力される周期信号
Ｔ_FGと補正器３から出力される駆動信号Ｄを入力とし、
後述の演算により外乱推定信号ｄを出力する。外乱推定
信号ｄは、前述のように、補正器３において制御器１４
０から出力された制御信号ｃに加算される。

【００７３】次に外乱推定器１の動作について詳細に説
明する。周期検出器１２０より出力された周期信号Ｔ_FG
は、乗算器１１において定数Ｋを掛けて出力される。乗
算器１１の出力は、減算器１５において、補正器３より
出力される駆動信号Ｄから減算される。減算器１５の出
力はフィルタ１３において、伝達関数ω_o/(αｓ＋ω_o)
で表されるフィルタ処理がなされた後、加算器１７にお
いて乗算器１１の出力を加算される。加算器１７の出力
はフィルタ２において、伝達関数(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋
ω_o)で表されるフィルタ処理がなされた後、外乱推定信
号ｄとして出力される。以上が外乱推定器１の動作であ
り、外乱推定信号ｄは、前述のように、補正器３におい
て制御器１４０から出力される制御信号ｃに加算される
ことにより外乱トルクτ_dの影響を打ち消し、モータ１
００の回転速度変動を抑圧する。

【００７４】次に、本発明の第５の実施例における外乱
抑圧効果について、数式を用いて説明する。ただし、モ
ータ１００の慣性モーメントＪおよびトルク定数Ｋ_tは
それぞれの公称値Ｊ_n、Ｋ_tnに等しいとし、単にＪ、Ｋ_t
と表記する。

【００７５】（図７（ｂ））に示した外乱推定器１の制
御ブロック線図より、外乱推定信号ｄは、周期信号Ｔ_FG
と駆動信号Ｄを用いて次のように表される。

【００７６】ｄ＝[{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・(Ｄ−ＫＴ_FG)＋ＫＴ_FG] ・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ＝{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ・{Ｄ+(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓＴ_FG} ＝[(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/{αβｓ²＋(α＋β)ω_oｓ＋ω_o ²}] ・{Ｄ+(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓＴ_FG} ・・・（２１）さらに、（２１）式は（１）式の関係を用いると次のよ
うに表される。

【００７７】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{Ｄ+(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓＴ_FG} ・・・（２２）また、モータ１００の回転角速度ｖと周期信号Ｔ_FGの間
には次の関係式が成り立つ。

【００７８】ｖ＝(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_FG) ・・・（２３）今、モータ１００は一定の速度で回転するように制御さ
れているので、周期信号Ｔ_FGは周期指令信号Ｔ_r（一定
値）の近傍で変化している。したがって、回転角速度ｖ
の時間微分値と周期信号Ｔ_FGの時間微分値との間には次
の関係式が成立する。

【００７９】ｄｖ/ｄｔ＝−(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｄＴ_FG/ｄｔ・・・（２４）（２２）式中のｓＴ_FGの項は周期信号Ｔ_FGの時間微分を
表すことから、（２２）式は（２４）式の関係を用いて
次のように変形することができる。

【００８０】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{Ｄ−Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓｖ} ・・・（２５）（２５）式から明らかなように、本発明の第５の実施例
による外乱推定信号ｄは、（１３）式で表される本発明
の第３の実施例の場合の外乱推定信号ｄに等しいことが
わかる。したがって、この外乱推定信号ｄをそのまま制
御信号ｃに加算することにより外乱トルクの補正を行う
ことができ、その結果、本発明の第１〜第４の実施例と
全く同等の外乱抑圧効果を得ることができる。

【００８１】以上のように、本発明の第５の実施例によ
れば、周期信号をモータの回転角速度に対応した値に換
算することなく、外乱トルクの推定を行うことができ
る。その結果、周波数発電機から出力される周波数信号
の周期を検出し、周期指令信号との誤差が零となるよう
に制御を行う周期帰還型の速度制御装置に容易に適用す
ることができる。しかも、回転角速度に対応した値に換
算した場合と同等の優れた外乱抑圧効果を得ることがで
き、特に低い周波数の外乱トルクによる回転速度変動を
大幅に低減することができる。

【００８２】次に、外乱推定器の入力として周期信号の
代わりに周期誤差信号を用いるようにした本発明の第６
の実施例について説明する。

【００８３】（図８（ａ））は本発明の第６の実施例に
おけるモータ制御装置の全体構成を示すブロック図であ
る。同図（ｂ）は本発明の第６の実施例に係る外乱推定
器の詳細な構成を示す制御ブロック線図である。以下、
図面を参照しながら説明する。

【００８４】（図８（ａ））において、１は外乱推定器
であり、（図７（ａ））に示した本発明の第５の実施例
による外乱推定器１とは、周期信号Ｔ_FGの代わりに周期
誤差信号ΔＴ_FGを入力としている点が異なる。その他の
構成は（図７（ａ））と同じであるので同じ記号を付
し、重複した説明を省略する。

【００８５】次に、外乱推定器１の詳細な構成について
（図８（ｂ））を参照しながら説明する。本発明の第６
の実施例による外乱推定器１は、（図７（ｂ））に示し
た本発明の第５の実施例による外乱推定器１と同じ構成
であり、乗算器１１で乗じる係数の符号が異なる。ま
た、補正器３の詳細な構成は（図５（ｂ））に示した本
発明の第３の実施例による構成と同じである。

【００８６】次に動作について説明する。本発明の第５
の実施例とは、外乱推定器１の動作が異なる。その他の
動作は同じであるので、ここでは外乱推定器１の動作に
ついて詳細に説明する。比較器１３０より出力された周
期誤差信号ΔＴ_FGは、乗算器１１において所定の係数−
Ｋを掛けて出力される。ここで、Ｋは（２０）式で表さ
れる定数である。乗算器１１の出力は、減算器１５にお
いて、補正器３より出力される駆動信号Ｄから減算され
る。減算器１５の出力はフィルタ１３において、伝達関
数ω_o/(αｓ＋ω_o)で表されるフィルタ処理がなされた
後、加算器１７において乗算器１１の出力を加算され
る。加算器１７の出力はフィルタ２において、伝達関数
(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)で表されるフィルタ処理がな
された後、外乱推定信号ｄとして出力される。以上が外
乱推定器１の動作であり、外乱推定信号ｄは、補正器３
において制御器１４０から出力される制御信号ｃに加算
されることにより外乱トルクτ_dの影響を打ち消し、モ
ータ１００の回転速度変動を抑圧する。

【００８７】次に、本発明の第６の実施例における外乱
抑圧効果について、数式を用いて説明する。ただし、モ
ータ１００の慣性モーメントＪおよびトルク定数Ｋ_tは
それぞれの公称値Ｊ_n、Ｋ_tnに等しいとし、単にＪ、Ｋ_t
と表記する。

【００８８】（図８（ｂ））に示した外乱推定器１の制
御ブロック線図より、外乱推定信号ｄは、周期誤差信号
ΔＴ_FGと駆動信号Ｄを用いて次のように表される。

【００８９】ｄ＝[{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・(Ｄ＋ＫΔＴ_FG)-ＫΔＴ_FG] ・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ＝{ω_o/(αｓ＋ω_o)}・{(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)} ・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓΔＴ_FG} ＝[(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/{αβｓ²＋(α＋β)ω_oｓ＋ω_o ²}] ・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓΔＴ_FG} ・・・（２６）さらに、（２６）式は（１）式の関係を用いると次のよ
うに表される。

【００９０】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓΔＴ_FG} ・・・（２７）また、周期誤差信号ΔＴ_FGは周期信号Ｔ_FGと周期指令信
号Ｔ_r（一定値）を用いて、 ΔＴ_FG＝Ｔ_r−Ｔ_FG ・・・（２８）と表され、（２８）式の両辺を時間微分すると、ｄΔＴ_FG/ｄｔ＝−ｄＴ_FG/ｄｔ・・・（２９）となる。一方、周期信号Ｔ_FGは周期指令信号Ｔ_rの近傍
で変化していることから、前述のように回転角速度ｖの
時間微分値と周期信号Ｔ_FGの時間微分値との間には（２
４）式で表される関係式が成立する。したがって、（２
９）式、（２４）式より、ｄｖ/ｄｔ＝(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｄΔＴ_FG/ｄｔ・・・（３０）で表される関係が得られる。（２７）式中のｓΔＴ_FGの
項は周期誤差信号ΔＴ_FGの時間微分を表すことから、
（２７）式は（３０）式を用いて次のように変形するこ
とができる。

【００９１】ｄ＝{(ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)/(αβｓ²＋ａ₁ω_oｓ＋ω_o ²)} ・{Ｄ−Ｊ/(Ｋ_tＫ_amp)ｓｖ} ・・・（３１）（３１）式から明らかなように、本発明の第６の実施例
による外乱推定信号ｄは、（１３）式で表される本発明
の第３の実施例の場合の外乱推定信号ｄに等しいことが
わかる。したがって、この外乱推定信号ｄをそのまま制
御信号ｃに加算することにより外乱トルクの補正を行う
ことができ、その結果、本発明の第１〜第５の実施例と
全く同等の外乱抑圧効果を得ることができる。

【００９２】以上のように、本発明の第６の実施例によ
れば、周期信号の代わりに周期誤差信号を用いて外乱ト
ルクの推定を行うことができる。その結果、周波数発電
機から出力される周波数信号の周期を検出し、周期指令
信号との誤差が零となるように制御を行う周期帰還型の
速度制御装置に容易に適用することができ、優れた外乱
抑圧効果が得られる。しかも、周期誤差信号の大きさは
周期信号の大きさに比べて小さいため、外乱推定器に演
算に必要なダイナミックレンジを狭く設定することがで
きる。その結果、アナログ回路等のハードウェアで実現
する場合には、回路構成を簡略化でき、また、ソフトウ
ェアサーボ方式で実現する場合には、ソフトウェア処理
を簡素化することが可能である。

【００９３】なお、外乱推定器の入力信号は、実質的に
前述の各実施例で述べたものに対応した信号を用いれば
良く、例えば駆動信号の代わりにモータに供給される駆
動電流を利用しても同様の外乱抑圧効果を得ることがで
きる。

【００９４】また、本発明の第１の実施例では、外乱推
定器１がトルクの次元を持つ外乱推定信号ｄを出力する
場合について説明したが、乗算器１０および乗算器３１
において実質的に乗算を行わず、乗算器１１で乗じる係
数をＪ_n/(Ｋ_tnＫ_amp)とするように構成しても同様の外
乱抑圧効果が得られる。この場合、外乱推定器１から出
力される外乱推定信号は、外乱トルクを駆動信号に対応
した値に換算したものとなり、外乱抑圧ループの構成が
簡略化される。

【００９５】また、回転速度検出信号ｖを外乱推定器１
の入力とするとして説明したが、乗算器１１で乗じる係
数の符号を変えることにより、回転速度検出信号ｖの代
わりに速度誤差信号Δｖを用いることも可能である。同
様に、本発明の第２の実施例においても、乗算器１１で
乗じる係数の符号を変えることにより、回転速度検出信
号ｖの代わりに速度誤差信号Δｖを用いることができ
る。また、ａ₁＝４、αβ＝４とすることによる効果に
ついては本発明の第１の実施例でのみ説明したが、他の
実施例においても同様の効果を奏する。

【００９６】さらに、本発明の第５および第６の実施例
では、外乱推定器１は駆動信号の次元に対応した外乱推
定信号を出力するとして説明したが、これをトルクの次
元を持つ外乱推定信号を出力するように変更することは
容易に可能であり、また、外乱推定器１に微分器を含ま
ない構成について説明したが、第１の実施例と同様の微
分器を用いた構成とすることも容易に可能である。その
他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能であ
る。

【００９７】

【発明の効果】以上のように、本発明のモータ制御装置
は、簡単な構成で、かつ、出力低下および位相遅れの少
ない外乱推定信号が得られる外乱推定器を用いて構成し
ているので、モータの回転速度を一定に保つようにモー
タの回転速度を制御するモータ制御装置に、ハードウェ
アを大幅に変更することなく容易に応用することができ
る。しかも、優れた外乱抑圧効果を得ることができ、特
に低い周波数を持つ外乱トルクによる回転速度変動を大
幅に低減することができる。さらに、制御装置がマイク
ロコンピュータを用いたソフトウェアサーボで構成され
ている場合には、簡単なプログラムを追加するだけで外
乱推定器の動作が実現可能である。したがって、本発明
の制御装置によれば、制御特性の優れた、しかも、安価
かつ小型な制御機器を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるモータ制御装置
のブロック図

【図２】本発明の第１の実施例における外乱推定信号ｄ
と外乱トルクτ_dとの関係を示す周波数特性図

【図３】本発明の第１の実施例における外乱抑圧効果を
説明する周波数特性図

【図４】本発明の第２の実施例における外乱推定器の構
成を示す制御ブロック線図

【図５】本発明の第３の実施例における外乱推定器およ
び補正器の構成を示す制御ブロック線図

【図６】本発明の第４の実施例におけるモータ制御装置
のブロック図

【図７】本発明の第５の実施例におけるモータ制御装置
のブロック図

【図８】本発明の第６の実施例におけるモータ制御装置
のブロック図

【図９】従来の外乱推定器を用いたモータ制御装置の構
成を示す制御ブロック線図

【符号の説明】

１外乱推定器２、１３フィルタ３補正器１０、１１、３１乗算器１２、１７、３０加算器１４、１５減算器１６微分器１００モータ１０５速度検出器１１０周波数発電機１２０周期検出器１３０比較器１４０制御器１５０駆動器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】モータと、前記モータの回転速度を検出し
回転速度検出信号を出力する速度検出手段と、前記回転
速度検出信号と速度指令信号との差に応じた速度誤差信
号を出力する比較手段と、前記速度誤差信号に応じた制
御信号を出力する制御手段と、駆動信号に応じた電力を
前記モータに供給する駆動手段と、前記回転速度検出信
号と前記駆動信号から前記モータに印加される外乱トル
クを推定し、伝達関数に１次進み要素を含む２次の高域
遮断フィルタを介して外乱推定信号を出力する外乱推定
手段と、前記外乱推定信号により前記制御信号を補正し
前記駆動信号を出力する補正手段より構成されたことを
特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】２次の高域遮断フィルタの伝達関数は、
{１＋ａ₁(ｓ／ω_o)}／{１＋ａ₁(ｓ／ω_o)＋ａ₂ ²(ｓ／ω
_o)²}（ここで、ｓはラプラス演算子、ω_oは外乱トルク
の推定帯域の目安となる角周波数、ａ₁、ａ₂は所定の正
の定数）で表されることを特徴とする請求項１記載のモ
ータ制御装置。
【請求項３】ａ₁、ａ₂は、ａ₁≧２ａ₂なる関係を満たす
ようにしたことを特徴とする請求項２記載のモータ制御
装置。
【請求項４】ａ₁＝４、ａ₂＝２としたことを特徴とする
請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項５】外乱推定手段は、回転速度検出信号に所定
の係数を乗じる第１の乗算手段と、前記第１の乗算手段
の出力を微分する微分手段と、駆動信号に所定の係数を
乗じる第２の乗算手段と、前記第２の乗算手段の出力か
ら前記微分手段の出力を減算する減算手段と、前記減算
手段に接続され、ω_o/(αｓ＋ω_o)（ここで、ｓはラプ
ラス演算子、ω_oは外乱トルクの推定帯域の目安となる
角周波数、αは所定の正の定数）なる伝達関数を有する
第１のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段の出力
に(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)（ここで、ａ₁、βは所定
の正の定数）なる伝達関数に基づくフィルタ処理を行
い、その結果を外乱推定信号として出力する第２のフィ
ルタ手段より構成されたことを特徴とする請求項１記載
のモータ制御装置。
【請求項６】外乱推定手段は、回転速度検出信号に所定
の係数を乗じる第１の乗算手段と、駆動信号に所定の係
数を乗じる第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出
力と前記第２の乗算手段の出力を加算する加算手段と、
前記加算手段に接続され、ω_o/(αｓ＋ω_o)（ここで、
ｓはラプラス演算子、ω_oは外乱トルクの推定帯域の目
安となる角周波数、αは所定の正の定数）なる伝達関数
を有する第１のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手
段の出力から前記第１の乗算手段の出力を減算する減算
手段と、前記減算手段の出力に(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω
_o)（ここで、ａ₁、βは所定の正の定数）なる伝達関数
に基づくフィルタ処理を行い、その結果を外乱推定信号
として出力する第２のフィルタ手段より構成されたこと
を特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項７】補正手段は、外乱推定信号に所定の係数を
乗じる乗算手段と、制御信号と前記乗算手段の出力を加
算し、その結果を駆動信号として出力する加算手段より
構成されたことを特徴とする請求項１記載のモータ制御
装置。
【請求項８】外乱推定手段は、回転速度検出信号に所定
の係数を乗じる乗算手段と、前記乗算手段の出力を微分
する微分手段と、駆動信号から前記微分手段の出力を減
算する減算手段と、前記減算手段に接続され、ω_o/(α
ｓ＋ω_o)（ここで、ｓはラプラス演算子、ω_oは外乱ト
ルクの推定帯域の目安となる角周波数、αは所定の正の
定数）なる伝達関数を有する第１のフィルタ手段と、前
記第１のフィルタ手段の出力に(ａ₁ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω
_o)（ここで、ａ₁、βは所定の正の定数）なる伝達関数
に基づくフィルタ処理を行い、その結果を外乱推定信号
として出力する第２のフィルタ手段より構成されたこと
を特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項９】外乱推定手段は、回転速度検出信号に所定
の係数を乗じる乗算手段と、駆動信号と前記乗算手段の
出力を加算する加算手段と、前記加算手段に接続され、
ω_o/(αｓ＋ω_o)（ここで、ｓはラプラス演算子、ω_oは
外乱トルクの推定帯域の目安となる角周波数、αは所定
の正の定数）なる伝達関数を有する第１のフィルタ手段
と、前記第１のフィルタ手段の出力から前記乗算手段の
出力を減算する減算手段と、前記減算手段の出力に(ａ₁
ｓ＋ω_o)/(βｓ＋ω_o)（ここで、ａ₁、βは所定の正の
定数）なる伝達関数に基づくフィルタ処理を行い、その
結果を外乱推定信号として出力する第２のフィルタ手段
より構成されたことを特徴とする請求項１記載のモータ
制御装置。
【請求項１０】補正手段は、制御信号と外乱推定信号を
加算し、その結果を駆動信号として出力する加算手段よ
り構成されたことを特徴とする請求項１記載のモータ制
御装置。
【請求項１１】第１のフィルタ手段の係数αと第２のフ
ィルタ手段の係数βおよび係数ａ₁は、α＋β＝ａ₁なる
関係を満たすことを特徴とする請求項５、請求項６、請
求項８、請求項９のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項１２】第１のフィルタ手段の係数αと第２のフ
ィルタ手段の係数βおよび係数ａ₁は、α＝β＝２、ａ₁
＝４としたことを特徴とする請求項５、請求項６、請求
項８、請求項９のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項１３】外乱推定手段は、回転速度検出信号の代
わりに速度誤差信号を入力することを特徴とする請求項
１、請求項５、請求項６、請求項８、請求項９のいずれ
かに記載のモータ制御装置。
【請求項１４】速度検出手段は、モータの回転速度に比
例した周波数信号を発生する周波数発電機と、前記周波
数信号の周期を検出した周期信号を出力する周期検出手
段より構成され、回転速度検出信号の代わりに周期信号
を用い、速度指令信号の代わりに周期指令信号を用い、
速度誤差信号の代わりに周期誤差信号を用いることを特
徴とする請求項１から請求項１３のいずれかに記載のモ
ータ制御装置。