JPH07303331A - 力率改善回路 - Google Patents
力率改善回路Info
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- JPH07303331A JPH07303331A JP7013033A JP1303395A JPH07303331A JP H07303331 A JPH07303331 A JP H07303331A JP 7013033 A JP7013033 A JP 7013033A JP 1303395 A JP1303395 A JP 1303395A JP H07303331 A JPH07303331 A JP H07303331A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な構成で低コストの力率改善回路を提供
する。 【構成】 ブースト前置調整器回路がブリッジ整流器、
誘導子、ブーストダイオードおよび出力コンデンサを含
む。ブースト誘導子とブースト整流器との接続点に接続
されているパワートランジスタが、デューティサイクル
の変化に従ってオンオフする。デューティサイクルを適
当に変えることによって、力率を改善された交流線の電
流波形が位相の揃った正弦波形になる。
する。 【構成】 ブースト前置調整器回路がブリッジ整流器、
誘導子、ブーストダイオードおよび出力コンデンサを含
む。ブースト誘導子とブースト整流器との接続点に接続
されているパワートランジスタが、デューティサイクル
の変化に従ってオンオフする。デューティサイクルを適
当に変えることによって、力率を改善された交流線の電
流波形が位相の揃った正弦波形になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は力率改善回路に関するも
のであり、特に力率が高く、合計高調波歪が少なくて、
固定周波数作動するブースト前置調整器回路を低コスト
で実現することに関するものである。
のであり、特に力率が高く、合計高調波歪が少なくて、
固定周波数作動するブースト前置調整器回路を低コスト
で実現することに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】力率を改善すると、交流の電力線上で電
圧と電流は位相が揃った正弦波になる。両者の位相が揃
うと力率は高いといわれ、１に近づく。電気設備を作動
させるのに力率は高いことが望ましく、場合によっては
必須である。
圧と電流は位相が揃った正弦波になる。両者の位相が揃
うと力率は高いといわれ、１に近づく。電気設備を作動
させるのに力率は高いことが望ましく、場合によっては
必須である。
【０００３】力率改善処置をしない電源の場合、典型的
な力率は約０．６５になる。したがって、電力線から取
り入れることができる電力のうち、わずか６５％しか実
電力に寄与してない。公称１１５ボルトで１５アンペア
のサービスの場合、これは実電力で８９７ワットに相当
する。１１５ボルトの交流線に接続された運転効率８０
％の電源は、実電力で７１７ワット以下しかシステムに
供給することができない。
な力率は約０．６５になる。したがって、電力線から取
り入れることができる電力のうち、わずか６５％しか実
電力に寄与してない。公称１１５ボルトで１５アンペア
のサービスの場合、これは実電力で８９７ワットに相当
する。１１５ボルトの交流線に接続された運転効率８０
％の電源は、実電力で７１７ワット以下しかシステムに
供給することができない。
【０００４】力率改善回路は電源の力率を高めて、１に
近づけることができるので、例えば居住用兼事業用建物
において１５アンペアの分岐回路を共通にするような制
限的な環境下で、実電力がもっと多く供給されることに
なる。力率が１になると、電流波形は正弦波となり、交
流線から取り入れた電流のほとんどすべてが、実電力に
寄与する。このことは消費者にとって、現在の配線設備
を使うか、それとも新しいサービスを導入する、例えば
２０アンペアの分岐にするか、または３０アンペアの分
岐とするかという差になる。
近づけることができるので、例えば居住用兼事業用建物
において１５アンペアの分岐回路を共通にするような制
限的な環境下で、実電力がもっと多く供給されることに
なる。力率が１になると、電流波形は正弦波となり、交
流線から取り入れた電流のほとんどすべてが、実電力に
寄与する。このことは消費者にとって、現在の配線設備
を使うか、それとも新しいサービスを導入する、例えば
２０アンペアの分岐にするか、または３０アンペアの分
岐とするかという差になる。
【０００５】能動的な力率改善回路は入力電流と出力電
圧の両方を制御しなければならない。例えば電流ループ
が整流された線電圧によりプログラミングされる場合の
ように、変換器への入力が抵抗性に見えるのが理想的で
ある。出力電圧は電流プログラミング信号の平均振幅を
変えることにより制御される。代表的な従来技術によれ
ば、アナログ掛算器を用いて、整流された線電圧に電圧
誤差増幅器の出力を掛けることによって、電流プログラ
ミング信号をつくっている。電流プログラミング信号は
入力電圧の形をしていて、平均振幅が出力電圧を制御す
るのに用いられる。
圧の両方を制御しなければならない。例えば電流ループ
が整流された線電圧によりプログラミングされる場合の
ように、変換器への入力が抵抗性に見えるのが理想的で
ある。出力電圧は電流プログラミング信号の平均振幅を
変えることにより制御される。代表的な従来技術によれ
ば、アナログ掛算器を用いて、整流された線電圧に電圧
誤差増幅器の出力を掛けることによって、電流プログラ
ミング信号をつくっている。電流プログラミング信号は
入力電圧の形をしていて、平均振幅が出力電圧を制御す
るのに用いられる。
【０００６】能動的力率改善制御回路の電圧ループ内で
二乗器と割算器を掛算器に組合わせることができる。電
圧誤差増幅器の出力に整流された入力電圧信号を掛ける
前に、それを平均入力電圧の二乗で割る。これらの追加
された回路の働らきにより、電圧ループの利得が一定に
保たれる。さもなくば電圧ループの利得は平均入力電圧
の二乗と共に変わるであろう。
二乗器と割算器を掛算器に組合わせることができる。電
圧誤差増幅器の出力に整流された入力電圧信号を掛ける
前に、それを平均入力電圧の二乗で割る。これらの追加
された回路の働らきにより、電圧ループの利得が一定に
保たれる。さもなくば電圧ループの利得は平均入力電圧
の二乗と共に変わるであろう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述のような従来の力
率改善回路は複雑でコストが高いという欠点があった。
本発明の目的は簡単な構成で低コストの力率改善回路を
提供することである。
率改善回路は複雑でコストが高いという欠点があった。
本発明の目的は簡単な構成で低コストの力率改善回路を
提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施例によれ
ば、ブースト前置調整器回路はブリッジ整流器、誘導
子、ブーストダイオードおよび出力コンデンサを含む。
ブースト誘導子とブースト整流器との接続点に接続され
ているパワートランジスタが、デューティサイクルの変
化に従ってオンオフする。デューティサイクルを適当に
変えることによって、力率を改善された交流線の電流波
形が位相の揃った正弦波形になる。
ば、ブースト前置調整器回路はブリッジ整流器、誘導
子、ブーストダイオードおよび出力コンデンサを含む。
ブースト誘導子とブースト整流器との接続点に接続され
ているパワートランジスタが、デューティサイクルの変
化に従ってオンオフする。デューティサイクルを適当に
変えることによって、力率を改善された交流線の電流波
形が位相の揃った正弦波形になる。
【０００９】本発明の利点は、簡単に力率を改善するこ
とのできる回路が得られることである。本発明の他の利
点は、適当な力率改善操作を行うために、負荷とスイッ
チング電流を監視する必要がない回路が得られることで
ある。本発明の更に他の利点は、適当な力率改善操作を
行うために、複雑な二乗器、割算器および掛算器を必要
としない回路が得られることである。その他の目的や利
点は、当業者なら以下の説明を読めば明らかになるであ
ろう。
とのできる回路が得られることである。本発明の他の利
点は、適当な力率改善操作を行うために、負荷とスイッ
チング電流を監視する必要がない回路が得られることで
ある。本発明の更に他の利点は、適当な力率改善操作を
行うために、複雑な二乗器、割算器および掛算器を必要
としない回路が得られることである。その他の目的や利
点は、当業者なら以下の説明を読めば明らかになるであ
ろう。
【００１０】
【実施例】以下図面を参照しながら、本発明について説
明する。図１は本発明の一実施例である力率改善回路
（ＰＦＣ）１０を示す。ＰＦＣ回路１０はブリッジ整流
器１２、ブースト誘導子１４、ブースト整流器１６、出
力コンデンサ１８、三端子パルス幅変調（ＰＷＭ）装置
２０、電圧フィードバック回路２２、コンデンサ２４、
抵抗器２６、コンデンサ２８、および前置補償抵抗器３
０とを含む。負荷３２は出力コンデンサ１８と並列に接
続されている。三端子ＰＷＭ装置２０では、「Ｃ」端子
に入力される駆動電流に従って、パワートランジスタの
デューティサイクルが端子「Ｄ」と「Ｓ」の間でオン・
オフ制御される。デューティサイクルは抵抗器３０を流
れる電流に比例するので、抵抗器３０の値は重要であ
る。
明する。図１は本発明の一実施例である力率改善回路
（ＰＦＣ）１０を示す。ＰＦＣ回路１０はブリッジ整流
器１２、ブースト誘導子１４、ブースト整流器１６、出
力コンデンサ１８、三端子パルス幅変調（ＰＷＭ）装置
２０、電圧フィードバック回路２２、コンデンサ２４、
抵抗器２６、コンデンサ２８、および前置補償抵抗器３
０とを含む。負荷３２は出力コンデンサ１８と並列に接
続されている。三端子ＰＷＭ装置２０では、「Ｃ」端子
に入力される駆動電流に従って、パワートランジスタの
デューティサイクルが端子「Ｄ」と「Ｓ」の間でオン・
オフ制御される。デューティサイクルは抵抗器３０を流
れる電流に比例するので、抵抗器３０の値は重要であ
る。
【００１１】抵抗器３０はＰＷＭ装置２０の「Ｃ」端子
に流れる電流を供給し、電流値は交流入力電圧の整流さ
れた瞬時値に比例する。コンデンサ２８は高周波信号だ
けを除くためのもので、その静電容量は小さい。抵抗器
２６は抵抗器３０からＰＷＭ装置２０に流れる電流を減
らすための減結合抵抗器である。コンデンサ２４と電圧
フィードバック回路２２とにより実質的なフィルタを構
成している。フィードバック径路を経て抵抗器２６を流
れる電流が、多くの交流入力サイクルにわたりＰＷＭ装
置２０の平均デューティサイクルを変えることによっ
て、平均出力電圧は負荷と無関係に一定に保たれる。入
力交流線周波数の１サイクルごとに制御されるので、デ
ューティサイクルが変動するのは整流された交流線電圧
の線型変動のみによる。誘導子１４やＰＷＭ装置２０を
流れる電流の検出はどちらも不要である。
に流れる電流を供給し、電流値は交流入力電圧の整流さ
れた瞬時値に比例する。コンデンサ２８は高周波信号だ
けを除くためのもので、その静電容量は小さい。抵抗器
２６は抵抗器３０からＰＷＭ装置２０に流れる電流を減
らすための減結合抵抗器である。コンデンサ２４と電圧
フィードバック回路２２とにより実質的なフィルタを構
成している。フィードバック径路を経て抵抗器２６を流
れる電流が、多くの交流入力サイクルにわたりＰＷＭ装
置２０の平均デューティサイクルを変えることによっ
て、平均出力電圧は負荷と無関係に一定に保たれる。入
力交流線周波数の１サイクルごとに制御されるので、デ
ューティサイクルが変動するのは整流された交流線電圧
の線型変動のみによる。誘導子１４やＰＷＭ装置２０を
流れる電流の検出はどちらも不要である。
【００１２】図２はＰＷＭ装置２０の概略ブロック図で
ある。ＭＯＳＦＥＴ３４は好ましくはイクランド（Ｋｌ
ａｓ Ｈ．Ｅｋｌｕｎｄ）に付与された１９８９年３月
７日発行の米国特許４，８１１，０７５に記載されてい
るものと類似のものである。絶縁ゲート電界効果トラン
ジスタ３６と両面接合ゲート電界効果トランジスタ３８
とが同じ半導体チップ上で直列に接続されていて、高電
圧用ＭＯＳトランジスタを形成している。接合部４０は
始動電力を供給する。非導電性材料の基板の上に広いド
レーン領域が形成される。基板と類似の材料から成る最
上部層が、広いドレーン領域と同じマスクウィンドを通
してイオン注入することにより形成される。最上部層は
広いドレーン領域の真中の部分のみを覆い、ドレーン領
域の端面は上層の二酸化シリコン層と相接している。広
いドレーンを流れる電流は基板と最上部層とにより制御
され、周知の電界効果方式により、両者にはさまれた広
いドレーンがピンチオフになる。主電力ＭＯＳＦＥＴ３
４のドリフト領域は、三端子ＰＷＭ装置２０をバイアス
するために、高い線電圧を低い電圧に落とすのに使われ
る。
ある。ＭＯＳＦＥＴ３４は好ましくはイクランド（Ｋｌ
ａｓ Ｈ．Ｅｋｌｕｎｄ）に付与された１９８９年３月
７日発行の米国特許４，８１１，０７５に記載されてい
るものと類似のものである。絶縁ゲート電界効果トラン
ジスタ３６と両面接合ゲート電界効果トランジスタ３８
とが同じ半導体チップ上で直列に接続されていて、高電
圧用ＭＯＳトランジスタを形成している。接合部４０は
始動電力を供給する。非導電性材料の基板の上に広いド
レーン領域が形成される。基板と類似の材料から成る最
上部層が、広いドレーン領域と同じマスクウィンドを通
してイオン注入することにより形成される。最上部層は
広いドレーン領域の真中の部分のみを覆い、ドレーン領
域の端面は上層の二酸化シリコン層と相接している。広
いドレーンを流れる電流は基板と最上部層とにより制御
され、周知の電界効果方式により、両者にはさまれた広
いドレーンがピンチオフになる。主電力ＭＯＳＦＥＴ３
４のドリフト領域は、三端子ＰＷＭ装置２０をバイアス
するために、高い線電圧を低い電圧に落とすのに使われ
る。
【００１３】三端子ＰＷＭ装置２０はフィードバック信
号（Ｉｆｂ）と内部の低電圧電源電流（Ｉｓ）の組を１
個のピン（「Ｃ」）で受け入れる。電流（Ｉｓ）は三端
子ＰＷＭ装置２０がＣＭＯＳタイプの場合、典型的に１
ミリアンペアである。フィードバック変調はＰＷＭ装置
２０内の直流電源電流から供給される。
号（Ｉｆｂ）と内部の低電圧電源電流（Ｉｓ）の組を１
個のピン（「Ｃ」）で受け入れる。電流（Ｉｓ）は三端
子ＰＷＭ装置２０がＣＭＯＳタイプの場合、典型的に１
ミリアンペアである。フィードバック変調はＰＷＭ装置
２０内の直流電源電流から供給される。
【００１４】三端子ＰＷＭ装置２０には更に、バンドギ
ャップと感熱運転停止器４２、機能ブロック４４、発振
器４６、比較器４８、およびパルス幅変調器（ＰＷＭ）
５０が含まれている。抽出されたフィードバック信号
（Ｖｆｂ）はブロック４４から出力されて、比較器４８
に加えられる。
ャップと感熱運転停止器４２、機能ブロック４４、発振
器４６、比較器４８、およびパルス幅変調器（ＰＷＭ）
５０が含まれている。抽出されたフィードバック信号
（Ｖｆｂ）はブロック４４から出力されて、比較器４８
に加えられる。
【００１５】図３に示すように、機能ブロック４４には
フィードバック抽出器４７、Ｖｓ調整器とスイッチング
ノイズ・フィルタ５１、不足電圧検出器５２、および高
電圧始動調整器５４が含まれている。調整器とフィルタ
５１はバンドギャップ基準電圧（Ｖｂｇ）を、抵抗器群
５６，５８，６０の抵抗値の比によって決まる電圧Ｖｓ
の分数と比較することにより、Ｖｓを調整する。誤差増
幅器は３個のトランジスタ６２，６４，６６の組と、一
対のトランジスタ６８と７０、および抵抗器７２とから
成る。誤差増幅器の出力はシャントトランジスタ７４を
駆動する。入力“Ｃ”に充分な電流が供給されている限
り、電圧Ｖｓは調整され、余剰電流はトランジスタ７４
を通ってアースに流される。この余剰電流はミラー回路
を通り、トランジスタ７６と抵抗器７８とにより抽出フ
ィードバック電圧（Ｖｆｂ）に変換される。電源立上げ
の間、高電圧始動調整器５４が三端子ＰＷＭ装置２０を
スタートさせるための動作電流と電圧とを供給する。
フィードバック抽出器４７、Ｖｓ調整器とスイッチング
ノイズ・フィルタ５１、不足電圧検出器５２、および高
電圧始動調整器５４が含まれている。調整器とフィルタ
５１はバンドギャップ基準電圧（Ｖｂｇ）を、抵抗器群
５６，５８，６０の抵抗値の比によって決まる電圧Ｖｓ
の分数と比較することにより、Ｖｓを調整する。誤差増
幅器は３個のトランジスタ６２，６４，６６の組と、一
対のトランジスタ６８と７０、および抵抗器７２とから
成る。誤差増幅器の出力はシャントトランジスタ７４を
駆動する。入力“Ｃ”に充分な電流が供給されている限
り、電圧Ｖｓは調整され、余剰電流はトランジスタ７４
を通ってアースに流される。この余剰電流はミラー回路
を通り、トランジスタ７６と抵抗器７８とにより抽出フ
ィードバック電圧（Ｖｆｂ）に変換される。電源立上げ
の間、高電圧始動調整器５４が三端子ＰＷＭ装置２０を
スタートさせるための動作電流と電圧とを供給する。
【００１６】図３と共に図２も参照して、トランジスタ
７４を余剰電流が流れると、電圧Ｖｆｂは発振器４６か
ら出力される鋸歯信号（１−２ボルト）の作動範囲に入
ってくる。鋸歯信号は比較器４８の反転入力に加えられ
る。Ｖｆｂが正規の能動範囲を越えると、最大オンのパ
ルス幅が出力スイッチＭＯＳＦＥＴ３４に送られる。Ｖ
ｆｂが能動範囲以下になると、ＭＯＳＦＥＴ３４に送ら
れるパルス幅は最小もしくはゼロになる。能動範囲に留
まるために、フィードバックループが自動的にパルス幅
を調節する。
７４を余剰電流が流れると、電圧Ｖｆｂは発振器４６か
ら出力される鋸歯信号（１−２ボルト）の作動範囲に入
ってくる。鋸歯信号は比較器４８の反転入力に加えられ
る。Ｖｆｂが正規の能動範囲を越えると、最大オンのパ
ルス幅が出力スイッチＭＯＳＦＥＴ３４に送られる。Ｖ
ｆｂが能動範囲以下になると、ＭＯＳＦＥＴ３４に送ら
れるパルス幅は最小もしくはゼロになる。能動範囲に留
まるために、フィードバックループが自動的にパルス幅
を調節する。
【００１７】発振器４６、ＰＷＭ５０および電力ＭＯＳ
ＦＥＴ３４の影響によるＶｓ点における漂遊スイッチン
グ電流が、Ｖｆｂ出力に悪影響を与えないようにしなけ
ればならない。調整器とフィルタ５１には、トランジス
タ６４にミラーコンデンサ８０をつけた低域フィルタが
ある。カットオフ周波数は約５ｋＨｚであり、これは高
周波スイッチングノイズ（例えば４８ｋＨｚ〜５００ｋ
Ｈｚ）を効果的に除去するのに充分低く、トランジスタ
７４のゲートが高周波スイッチングノイズにより変調さ
れるのが防止される。しかし、このカットオフ周波数は
調整器ループの支配的な極（例えば０．１Ｈｚ〜４８Ｈ
ｚ）に比べて充分高いので、閉ループサーボ制御の安定
性を損わない。
ＦＥＴ３４の影響によるＶｓ点における漂遊スイッチン
グ電流が、Ｖｆｂ出力に悪影響を与えないようにしなけ
ればならない。調整器とフィルタ５１には、トランジス
タ６４にミラーコンデンサ８０をつけた低域フィルタが
ある。カットオフ周波数は約５ｋＨｚであり、これは高
周波スイッチングノイズ（例えば４８ｋＨｚ〜５００ｋ
Ｈｚ）を効果的に除去するのに充分低く、トランジスタ
７４のゲートが高周波スイッチングノイズにより変調さ
れるのが防止される。しかし、このカットオフ周波数は
調整器ループの支配的な極（例えば０．１Ｈｚ〜４８Ｈ
ｚ）に比べて充分高いので、閉ループサーボ制御の安定
性を損わない。
【００１８】米国特許出願Ｓ．Ｎ．０７／９３８，７０
４「Ｔｈｒｅｅ−ＴｅｒｍｉｎａｌＳｗｉｔｃｈｅｄ
Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ（三端子スイッチモード電源集
積回路」（１９９２年９月１日出願）に三端子ＰＷＭ装
置２０が詳しく開示してあるので、ここに引用する。Ｐ
ＷＭ装置２０は図２と３に示したタイプに必らずしも限
定されない。端子「Ｄ」と「Ｓ」間のスイッチングのデ
ューティサイクルは、制御ピン「Ｃ」端子に流れ込む制
御電流の関数である。例えば、制御ピンに流れ込む電流
が増すと、デューティサイクルが減る。ＭＯＳＦＥＴス
イッチを内蔵もしくは外付けした、ほかの市販のパルス
幅変調型電源集積回路装置を、ＰＷＭ装置２０の代わり
に用いることもできる。
４「Ｔｈｒｅｅ−ＴｅｒｍｉｎａｌＳｗｉｔｃｈｅｄ
Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ（三端子スイッチモード電源集
積回路」（１９９２年９月１日出願）に三端子ＰＷＭ装
置２０が詳しく開示してあるので、ここに引用する。Ｐ
ＷＭ装置２０は図２と３に示したタイプに必らずしも限
定されない。端子「Ｄ」と「Ｓ」間のスイッチングのデ
ューティサイクルは、制御ピン「Ｃ」端子に流れ込む制
御電流の関数である。例えば、制御ピンに流れ込む電流
が増すと、デューティサイクルが減る。ＭＯＳＦＥＴス
イッチを内蔵もしくは外付けした、ほかの市販のパルス
幅変調型電源集積回路装置を、ＰＷＭ装置２０の代わり
に用いることもできる。
【００１９】ブースト力率回路は通常２０ｋＨｚと５０
０ｋＨｚの間で作動する。この周波数は普通の交流線周
波数に比べて非常に高い。このような高い周波数でスイ
ッチングすることにより、スイッチング周波数の１サイ
クル毎に入力電圧は一定であるとみなすことができる。
図１を参照して、ＰＷＭ装置２０が時刻Ｔｏｎにオンに
なると、誘導子１４を流れる電流が直線的に立上る。Ｐ
ＷＭ装置２０の端子「Ｄ」と「Ｓ」間がオフになると、
誘導子１４には逆電圧が誘起され、この電圧はダイオー
ド１６にとって正バイアスとなる。それからダイオード
電流は減少してゼロになる。出力コンデンサ１８の静電
容量は、連続するピーク電流パルスの間、ＤＣ出力電圧
があまり変化しないように、選ばれる。ＰＷＭ装置２０
のデューティサイクルが線周波数の１サイクル間一定に
保たれている場合には、ＰＷＭ装置２０を流れる電流の
平均値は正弦波になる。ブーストダイオード１６を流れ
る平均電流は正弦波ではない。誘導子１４を流れる電流
はダイオード１６を流れる電流とＰＷＭ装置２０を流れ
る電流との和であるから、もしＰＷＭ装置２０のデュー
ティサイクルが固定であれば、所望の目標とする正弦波
の平均形が得られないであろう。合計の高調波歪（ＴＨ
Ｄ）を少なくして力率を改善するために、ＰＷＭ装置２
０のデューティサイクルは整流された線周波数入力電圧
と共に変えなけばならない。各々の高周波スイッチング
サイクル毎に目標とするデューティサイクルを決めなけ
ればならない。
０ｋＨｚの間で作動する。この周波数は普通の交流線周
波数に比べて非常に高い。このような高い周波数でスイ
ッチングすることにより、スイッチング周波数の１サイ
クル毎に入力電圧は一定であるとみなすことができる。
図１を参照して、ＰＷＭ装置２０が時刻Ｔｏｎにオンに
なると、誘導子１４を流れる電流が直線的に立上る。Ｐ
ＷＭ装置２０の端子「Ｄ」と「Ｓ」間がオフになると、
誘導子１４には逆電圧が誘起され、この電圧はダイオー
ド１６にとって正バイアスとなる。それからダイオード
電流は減少してゼロになる。出力コンデンサ１８の静電
容量は、連続するピーク電流パルスの間、ＤＣ出力電圧
があまり変化しないように、選ばれる。ＰＷＭ装置２０
のデューティサイクルが線周波数の１サイクル間一定に
保たれている場合には、ＰＷＭ装置２０を流れる電流の
平均値は正弦波になる。ブーストダイオード１６を流れ
る平均電流は正弦波ではない。誘導子１４を流れる電流
はダイオード１６を流れる電流とＰＷＭ装置２０を流れ
る電流との和であるから、もしＰＷＭ装置２０のデュー
ティサイクルが固定であれば、所望の目標とする正弦波
の平均形が得られないであろう。合計の高調波歪（ＴＨ
Ｄ）を少なくして力率を改善するために、ＰＷＭ装置２
０のデューティサイクルは整流された線周波数入力電圧
と共に変えなけばならない。各々の高周波スイッチング
サイクル毎に目標とするデューティサイクルを決めなけ
ればならない。
【００２０】Ｎ番目のスイッチングサイクルのスイッチ
電流の平均値は数式（１）で表わされる。ここで「Ｄ」
はデューティサイクル、Ｉｐｋはピークのトランジスタ
電流、「Ｖｉｎ」はＮ番目のスイッチングサイクルの瞬
時の入力電圧、「Ｆｓ」はスイッチング周波数、「Ｌ
ｐ」はインダクタンスである。
電流の平均値は数式（１）で表わされる。ここで「Ｄ」
はデューティサイクル、Ｉｐｋはピークのトランジスタ
電流、「Ｖｉｎ」はＮ番目のスイッチングサイクルの瞬
時の入力電圧、「Ｆｓ」はスイッチング周波数、「Ｌ
ｐ」はインダクタンスである。
【数６】 ピーク電流Ｉｐｋは数式（２）で表わされる。
【数７】 Ｎ番目のスイッチングサイクルのダイオード電流は数式
（３）で表わされる。ここでＶｏは平均出力電圧であ
る。
（３）で表わされる。ここでＶｏは平均出力電圧であ
る。
【数８】
【００２１】これらの２個の平均電流は誘導子１４にお
いて加算されて、平均誘導子電流となる。所定の電力レ
ベルに対して、Ｎ番目の間隔の瞬時の入力電圧が目標の
平均電流を要求する。平均電流値はスイッチング電流の
平均であって、Ｎ番目の間隔の瞬時の入力電流に等し
い。数式を変形してデューティサイクルＤについて解く
と、次式に示すように、完全に独立な変数の関数とな
る。
いて加算されて、平均誘導子電流となる。所定の電力レ
ベルに対して、Ｎ番目の間隔の瞬時の入力電圧が目標の
平均電流を要求する。平均電流値はスイッチング電流の
平均であって、Ｎ番目の間隔の瞬時の入力電流に等し
い。数式を変形してデューティサイクルＤについて解く
と、次式に示すように、完全に独立な変数の関数とな
る。
【数９】 Ｉ（ａｖｇ）＝Ｉｑ（ａｖｇ）＋Ｉｄ（ａｖｇ） （４）
【数１０】 この関数は、整流した交流入力電圧に関してデューティ
サイクルが直線的に変化する、と近似することができ
る。図４は数式（５）のグラフである。図５は図１の回
路における入力電流、ダイオード電流、およびスイッチ
電流の期待される波形を示す。
サイクルが直線的に変化する、と近似することができ
る。図４は数式（５）のグラフである。図５は図１の回
路における入力電流、ダイオード電流、およびスイッチ
電流の期待される波形を示す。
【００２２】以上本発明を現時点における好ましい実施
例について説明したが、限定的意味を有するものではな
い。当業者が以上の説明を読めば、各種の変形や修正を
なしうることは明らかであろう。したがって、特許請求
の範囲は本発明の真の技術的思想の範囲内にあるすべて
の代替例と修正例を含むものである。
例について説明したが、限定的意味を有するものではな
い。当業者が以上の説明を読めば、各種の変形や修正を
なしうることは明らかであろう。したがって、特許請求
の範囲は本発明の真の技術的思想の範囲内にあるすべて
の代替例と修正例を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】力率改善回路の略図。
【図２】図１の回路に含まれる三端子のパルス幅変調装
置のブロック図。
置のブロック図。
【図３】図２に示した装置の一部の略図。
【図４】数式（５）のグラフ。
【図５】図１の回路における入力電流、ダイオード電流
およびスイッチ電流のグラフ。
およびスイッチ電流のグラフ。
１２ ブリッジ整流器 １４ 誘導子 １６ ブーストダイオード １８ 出力コンデンサ ２０ パルス幅変調装置 ２２ 電圧フィードバック回路 ３０ 前置補償抵抗器 ３２ 負荷
Claims (8)
- 【請求項１】 交流電流電源に接続されている入力と直
流電流出力とを有する整流器と、 整流器に接続されているブースト誘導子と、 ブースト誘導子に接続され、直流出力電圧を供給するブ
ースト整流器と、 ブースト誘導子とブースト整流器との接続点に接続さ
れ、制御入力を有し、該接続点とアース間のスイッチを
該制御入力に比例したパルス幅変調を行う手段を有す
る、パルス幅変調スイッチング装置と、 前記整流器の直流出力と前記パルス幅変調スイッチング
装置の制御入力との間に接続されている前置補償抵抗器
と、 を含み、入力交流線周波数の１サイクル毎に制御がなさ
れ、整流された交流線電圧に関する線型変化が唯一のデ
ューティサイクルの変化であることを特徴とする、交流
電流電源線に接続するための力率改善回路。 - 【請求項２】 第１項記載の装置において、パルス幅変
調スイッチング装置におけるＮ番目のスイッチングサイ
クルのスイッチ電流の平均値は数式（１）で表わされる
ことを特徴とする、力率改善回路。 【数１】 ここで「Ｄ」はデューティサイクル、「Ｉｐｋ」はピー
クのトランジスタ電流、「Ｖｉｎ」はＮ番目のスイッチ
ングサイクルにおける瞬時の入力電圧、「Ｆｓ」はスイ
ッチング周波数、「Ｌｐ」はインダクタンスであり、ピ
ークのトランジスタ電流は数式（２）で表わされる。 【数２】 - 【請求項３】 第２項記載の装置において、ブースト整
流器におけるＮ番目のスイッチングサイクルの電流の平
均値は、数式（３）で表わされることを特徴とする、力
率改善回路。 【数３】 ここでＶｏは平均出力電圧。 - 【請求項４】 第３項記載の装置において、数式（４）
と（５）に示すように、二種類の平均電流がブースト誘
導子の中で加算されて、平均誘導子電流となり、所定の
電力レベルに対して、Ｎ番目の間隔の瞬時入力電圧が目
標平均電流を要求し、平均電流値はスイッチング電流の
平均であって、Ｎ番目の間隔の瞬時入力電流に等しいこ
とを特徴とする、力率改善回路。 【数４】 Ｉ（ａｖｇ）＝Ｉｑ（ａｖｇ）＋Ｉｄ（ａｖｇ） （４） 【数５】 - 【請求項５】 第１項記載の装置において、前置補償抵
抗器は瞬時の整流された交流入力電圧に比例した前置電
流を発生し、それに応じてパルス幅変調スイッチング装
置のデューティサイクルが変わることを特徴とする、力
率改善回路。 - 【請求項６】 第１項記載の装置において、パルス幅変
調スイッチング装置の制御入力に並列に接続され、交流
電源入力の線周波数には実質的な影響を及ぼさない高周
波フィルタコンデンサを更に含むことを特徴とする、力
率改善回路。 - 【請求項７】 第１項記載の装置において、ブースト整
流器の直流出力に並列に接続された出力コンデンサを更
に含むことを特徴とする、力率改善回路。 - 【請求項８】 第１項記載の装置において、パルス幅変
調スイッチング装置は三端子装置であって、２個の端子
の間にスイッチングトランジスタが接続され、第３の端
子は制御入力であることを特徴とする、力率改善回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/189,422 US5461303A (en) | 1994-01-31 | 1994-01-31 | Power factor correction precompensation circuit |
| US189422 | 1994-01-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07303331A true JPH07303331A (ja) | 1995-11-14 |
| JP3445396B2 JP3445396B2 (ja) | 2003-09-08 |
Family
ID=22697262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01303395A Expired - Lifetime JP3445396B2 (ja) | 1994-01-31 | 1995-01-30 | 力率改善回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5461303A (ja) |
| EP (1) | EP0665630B1 (ja) |
| JP (1) | JP3445396B2 (ja) |
| DE (1) | DE69526601T2 (ja) |
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| JP2009136148A (ja) * | 2001-11-13 | 2009-06-18 | Power Integrations Inc | 低雑音感度を維持しつつ高パルス幅変調を生成するスイッチ・モード電源のための方法および装置 |
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