JPH07307721A - 一体型高域通過フィルタをもつ周波数反転スクランブル装置 - Google Patents
一体型高域通過フィルタをもつ周波数反転スクランブル装置Info
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- JPH07307721A JPH07307721A JP7119071A JP11907195A JPH07307721A JP H07307721 A JPH07307721 A JP H07307721A JP 7119071 A JP7119071 A JP 7119071A JP 11907195 A JP11907195 A JP 11907195A JP H07307721 A JPH07307721 A JP H07307721A
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims abstract description 24
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 3
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 27
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 6
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 26
- 230000004044 response Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 4
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/04—Secret communication by frequency scrambling, i.e. by transposing or inverting parts of the frequency band or by inverting the whole band
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 コードレス電話内で周波数が反転スクランブ
ルされる装置が提供される。 【構成】 第１段の低域通過フィルタ１２と変調器１６
との間に一体型高域通過フィルタ１４を利用して、フィ
ルタの次数を下げ、なおかつオーディオ信号内の低グル
ープ遅延を維持する。第１段の低域通過フィルタと高域
通過フィルタとが、被濾波オーディオ信号から高周波成
分とＤＣオフセットとを除去する。変調器は、被濾波信
号のスペクトルを和分周波数および差分周波数に変換す
る。第２段の低域通過フィルタ１８は、スペクトルの上
側部分を除去して、結果として得られる周波数スペクト
ルが元のオーディオ信号に対して反転され、コードレス
電話の受話器と本体との間の送信が盗聴されるのを防ぐ
ようにする。本体内の別の周波数反転回路３０，３２，
３４，３６が周波数スペクトルを再び元の状態に反転し
て、電話回線により送信する。
ルされる装置が提供される。 【構成】 第１段の低域通過フィルタ１２と変調器１６
との間に一体型高域通過フィルタ１４を利用して、フィ
ルタの次数を下げ、なおかつオーディオ信号内の低グル
ープ遅延を維持する。第１段の低域通過フィルタと高域
通過フィルタとが、被濾波オーディオ信号から高周波成
分とＤＣオフセットとを除去する。変調器は、被濾波信
号のスペクトルを和分周波数および差分周波数に変換す
る。第２段の低域通過フィルタ１８は、スペクトルの上
側部分を除去して、結果として得られる周波数スペクト
ルが元のオーディオ信号に対して反転され、コードレス
電話の受話器と本体との間の送信が盗聴されるのを防ぐ
ようにする。本体内の別の周波数反転回路３０，３２，
３４，３６が周波数スペクトルを再び元の状態に反転し
て、電話回線により送信する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般にコードレス電話
システムに関し、さらに詳しくは、コードレス電話内の
周波数反転スクランブル装置に関する。
システムに関し、さらに詳しくは、コードレス電話内の
周波数反転スクランブル装置に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】コー
ドレス電話は、通話中にユーザが本体からある程度の距
離を持ち運ぶことができるという自由度のために、住宅
環境や商業環境において広く用いられている。ユーザ
は、受話器（ハンドセット）のマイクロホンに向かって
話し、音声データはＲＦリンクによって本体に送信され
る。本体は、配線された電話回線を通じて相手側に音声
データを送る。相手側から来た音声データも、本体によ
り受信され、ＲＦリンク上で受話器に送信され、双方向
の通話が成立する。
ドレス電話は、通話中にユーザが本体からある程度の距
離を持ち運ぶことができるという自由度のために、住宅
環境や商業環境において広く用いられている。ユーザ
は、受話器（ハンドセット）のマイクロホンに向かって
話し、音声データはＲＦリンクによって本体に送信され
る。本体は、配線された電話回線を通じて相手側に音声
データを送る。相手側から来た音声データも、本体によ
り受信され、ＲＦリンク上で受話器に送信され、双方向
の通話が成立する。
【０００３】多くのコードレス電話に共通する問題は、
通話の機密性とプライバシーが失われることである。第
三者が、たとえば近くの別のコードレス電話や他のＲＦ
受信機を介して同じＲＦ通信リンクを受信して、プライ
ベートな会話を聞くことが可能になる。従来の技術にお
いては、ＲＦリンク上を送信される音声データをスクラ
ンブル（暗号化）して、通話のプライバシーを守るため
に周波数反転スクランブル装置が用いられてきた。簡単
に述べると、周波数反転スクランブル装置が送信された
周波数スペクトルを反転して、標準のコードレス電話を
もつ第三者には通話が理解できないようにする。受話器
用の本体は、もう一度周波数スペクトルを反転し、音声
データのスクランブルを解除して元の状態に戻して、電
話回線で送信する。
通話の機密性とプライバシーが失われることである。第
三者が、たとえば近くの別のコードレス電話や他のＲＦ
受信機を介して同じＲＦ通信リンクを受信して、プライ
ベートな会話を聞くことが可能になる。従来の技術にお
いては、ＲＦリンク上を送信される音声データをスクラ
ンブル（暗号化）して、通話のプライバシーを守るため
に周波数反転スクランブル装置が用いられてきた。簡単
に述べると、周波数反転スクランブル装置が送信された
周波数スペクトルを反転して、標準のコードレス電話を
もつ第三者には通話が理解できないようにする。受話器
用の本体は、もう一度周波数スペクトルを反転し、音声
データのスクランブルを解除して元の状態に戻して、電
話回線で送信する。
【０００４】周波数反転スクランブル装置の従来の技術
による１つの実施例は、オーディオ信号を受信する低域
通過フィルタと、低域通過フィルタと変調器との間にあ
る直列コンデンサとを有する。直列コンデンサは、適切
に変調するための必要性に応じて、オーディオ信号内の
ＤＣオフセットを阻止する。変調により、変調周波数の
周囲に和分周波数および差分周波数が生成される。変調
されたオーディオ信号には再び低域通過濾波を行って、
本体に送信する前に変調周波数とより高い周波数とを除
去する。残りの周波数スペクトルは、元のオーディオ信
号に関して反転されるので、標準のコードレス電話では
理解することができない。本体には、変調器内に同様の
低域通過フィルタと直列コンデンサとが含まれ、スペク
トルを元の状態に再反転する。変調器に結合された別の
低域通過フィルタが変調周波数およびより高い周波数を
除去し、従来の電話回線による送信のためのベース帯域
の音声データを提供する。
による１つの実施例は、オーディオ信号を受信する低域
通過フィルタと、低域通過フィルタと変調器との間にあ
る直列コンデンサとを有する。直列コンデンサは、適切
に変調するための必要性に応じて、オーディオ信号内の
ＤＣオフセットを阻止する。変調により、変調周波数の
周囲に和分周波数および差分周波数が生成される。変調
されたオーディオ信号には再び低域通過濾波を行って、
本体に送信する前に変調周波数とより高い周波数とを除
去する。残りの周波数スペクトルは、元のオーディオ信
号に関して反転されるので、標準のコードレス電話では
理解することができない。本体には、変調器内に同様の
低域通過フィルタと直列コンデンサとが含まれ、スペク
トルを元の状態に再反転する。変調器に結合された別の
低域通過フィルタが変調周波数およびより高い周波数を
除去し、従来の電話回線による送信のためのベース帯域
の音声データを提供する。
【０００５】周波数反転スクランブル装置内の低域通過
フィルタは、適切な周波数応答を行うために、通常は高
次たとえば１０次ないし１４次のものである。変調器の
後ろにある低域通過フィルタは、反転された周波数スペ
クトルを隔離するために変調周波数とより高い周波数を
抑えるために高次である必要がある。残念ながら、高次
のフィルタは、フィルタ内のグループ遅延を増大させる
傾向もあり、そのために音質が下がる。変調周波数をベ
ース帯域からさらに離して、より低次の低域通過フィル
タを用いることは実際的ではない。なぜなら、周波数動
作帯域が制限されるために低周波の音声データが失われ
るためである。さらに、直列コンデンサは、外部配置と
関連のＩＣピンを必要とするため充分に大きくなる。
フィルタは、適切な周波数応答を行うために、通常は高
次たとえば１０次ないし１４次のものである。変調器の
後ろにある低域通過フィルタは、反転された周波数スペ
クトルを隔離するために変調周波数とより高い周波数を
抑えるために高次である必要がある。残念ながら、高次
のフィルタは、フィルタ内のグループ遅延を増大させる
傾向もあり、そのために音質が下がる。変調周波数をベ
ース帯域からさらに離して、より低次の低域通過フィル
タを用いることは実際的ではない。なぜなら、周波数動
作帯域が制限されるために低周波の音声データが失われ
るためである。さらに、直列コンデンサは、外部配置と
関連のＩＣピンを必要とするため充分に大きくなる。
【０００６】従って、グループ遅延を削減し、なおかつ
変調周波数とより高い周波数とを充分に抑えるために、
より低次のフィルタを持つ周波数反転スクランブル装置
が必要になる。
変調周波数とより高い周波数とを充分に抑えるために、
より低次のフィルタを持つ周波数反転スクランブル装置
が必要になる。
【０００７】
【実施例】図１には、コードレス電話内で用いられる周
波数反転スクランブル装置回路１０が示される。周波数
反転スクランブル装置１０は、コードレス電話の受話器
（図示せず）内のマイクロホンからオーディオ・データ
としてアナログ入力信号ＴＸＩＮを受信する低域通過フ
ィルタ１２によって構成される。低域通過フィルタ１２
の出力は、高域通過フィルタ１４の入力に結合される。
高域通過フィルタ１４の出力は、変調器１６の第１入力
に結合される。変調器１６の第２入力は、３．９６ＫＨ
ｚで動作する周波数変調信号を受信する。変調器１６の
出力は、低域通過フィルタ１８の入力に結合される。低
域通過フィルタ１８の出力は、ＦＭ送信機２０の入力に
結合され、送信機２０は、通常４６ないし４９ＭＨｚの
被変調ＲＦ信号を、たとえば電波通信路などの送信媒体
２２上で、コードレス電話の本体内にあるＦＭ受信機２
４に送信する。ＦＭ受信機２４の復調された出力は、低
域通過フィルタ３０の入力に結合される。低域通過フィ
ルタ３０の出力は、高域通過フィルタ３２の入力に結合
される。高域通過フィルタ３２の出力は、変調器３４の
第１入力に結合される。変調器３４の第２入力は、３．
９６ＫＨｚで動作する同様の周波数変調信号を受信す
る。変調器３４の出力は、低域通過フィルタ３６の入力
に結合される。低域通過フィルタ３６の出力は、ＲＸＯ
ＵＴ音声データを提供し、これは従来のチップ（ＴＩ
Ｐ）およびリング（ＲＩＮＧ）電話回線（図示せず）上
で送信される。
波数反転スクランブル装置回路１０が示される。周波数
反転スクランブル装置１０は、コードレス電話の受話器
（図示せず）内のマイクロホンからオーディオ・データ
としてアナログ入力信号ＴＸＩＮを受信する低域通過フ
ィルタ１２によって構成される。低域通過フィルタ１２
の出力は、高域通過フィルタ１４の入力に結合される。
高域通過フィルタ１４の出力は、変調器１６の第１入力
に結合される。変調器１６の第２入力は、３．９６ＫＨ
ｚで動作する周波数変調信号を受信する。変調器１６の
出力は、低域通過フィルタ１８の入力に結合される。低
域通過フィルタ１８の出力は、ＦＭ送信機２０の入力に
結合され、送信機２０は、通常４６ないし４９ＭＨｚの
被変調ＲＦ信号を、たとえば電波通信路などの送信媒体
２２上で、コードレス電話の本体内にあるＦＭ受信機２
４に送信する。ＦＭ受信機２４の復調された出力は、低
域通過フィルタ３０の入力に結合される。低域通過フィ
ルタ３０の出力は、高域通過フィルタ３２の入力に結合
される。高域通過フィルタ３２の出力は、変調器３４の
第１入力に結合される。変調器３４の第２入力は、３．
９６ＫＨｚで動作する同様の周波数変調信号を受信す
る。変調器３４の出力は、低域通過フィルタ３６の入力
に結合される。低域通過フィルタ３６の出力は、ＲＸＯ
ＵＴ音声データを提供し、これは従来のチップ（ＴＩ
Ｐ）およびリング（ＲＩＮＧ）電話回線（図示せず）上
で送信される。
【０００８】周波数反転スクランブル装置１０の機能
は、送信されたオーディオ信号をスクランブルして、こ
のコードレス電話と同じ周波数範囲で動作する他のコー
ドレス電話，小型モニタ，ＲＦスキャナまたはその他の
ＦＭ受信機を操作する第三者によって理解できないよう
にすることである。多くの場合、１個の受話器と１個の
本体をもつコードレス電話内に２個の周波数反転スクラ
ンブル装置が用いられる。低域通過フィルタ１２，高域
通過フィルタ１４，変調器１６，低域通過フィルタ１８
およびＦＭ送信機２０は、コードレス電話受話器の送信
側の部分である。ＦＭ受信機２４，低域通過フィルタ３
０，高域通過フィルタ３２，変調器３４および低域通過
フィルタ３６は、コードレス電話の本体の受信側の部分
である。コードレス電話本体の送信側と受話器の受信
側、すなわち電話回線から本体を通じ受話器のイアーピ
ースまでには、別の周波数反転スクランブル装置が必要
とされることを理解されたい。
は、送信されたオーディオ信号をスクランブルして、こ
のコードレス電話と同じ周波数範囲で動作する他のコー
ドレス電話，小型モニタ，ＲＦスキャナまたはその他の
ＦＭ受信機を操作する第三者によって理解できないよう
にすることである。多くの場合、１個の受話器と１個の
本体をもつコードレス電話内に２個の周波数反転スクラ
ンブル装置が用いられる。低域通過フィルタ１２，高域
通過フィルタ１４，変調器１６，低域通過フィルタ１８
およびＦＭ送信機２０は、コードレス電話受話器の送信
側の部分である。ＦＭ受信機２４，低域通過フィルタ３
０，高域通過フィルタ３２，変調器３４および低域通過
フィルタ３６は、コードレス電話の本体の受信側の部分
である。コードレス電話本体の送信側と受話器の受信
側、すなわち電話回線から本体を通じ受話器のイアーピ
ースまでには、別の周波数反転スクランブル装置が必要
とされることを理解されたい。
【０００９】周波数反転スクランブル装置１０の動作
は、次のように進む。受話器のユーザは、通話中はマイ
クロホンに向かって話すとする。約０．３ないし３．３
ＫＨｚのオーディオ帯域内の音声信号は、マイクロホン
に音響結合され、その付属回路によって増幅され、ＴＸ
ＩＮとして低域通過フィルタ１２の入力に印加される。
ＴＸＩＮ信号は、低域通過フィルタ１２を通過し、そこ
でオーディオ帯域より高い周波数が減衰される。低域通
過フィルタ１２は、３．５ＫＨｚのコーナ周波数を有す
る４次楕円切替コンデンサ・フィルタ（fourth-order E
lliptic switched-capacitor filter ）である。コーナ
周波数は、ＲＸＯＵＴの最終周波数応答の高周波側コー
ナを決定するもので、処理変動の結果として使用可能な
スペクトルを排除しないように、３．３ＫＨｚより少し
高く選定される。低域通過フィルタ１２のコーナ周波数
は、変調周波数から充分に除去して、グループ遅延を増
大させ音質を下げることがある多数の極を用いる必要な
しに変調信号が減衰されるようにしなければならない。
低域通過フィルタ１２は、その通過帯域両側の０．４ｄ
Ｂのリップルと、３０ｄＢのストップ帯域減衰とを有す
る。低域通過フィルタ１２内のグループ遅延は０．１２
ｍｓである。低域通過フィルタ１２は、差動形態にも単
終段形態にも実現することができる。低域通過フィルタ
１２の電圧ゲイン（Ａv ）は、差動形態の場合は２、単
終段形態の場合は１である。１６５．１６ＫＨｚで動作
するクロック信号が切替コンデンサ（図示せず）を制御
する。４次低域通過楕円切替コンデンサ・フィルタの構
築の詳細は、前述の仕様により決定される。
は、次のように進む。受話器のユーザは、通話中はマイ
クロホンに向かって話すとする。約０．３ないし３．３
ＫＨｚのオーディオ帯域内の音声信号は、マイクロホン
に音響結合され、その付属回路によって増幅され、ＴＸ
ＩＮとして低域通過フィルタ１２の入力に印加される。
ＴＸＩＮ信号は、低域通過フィルタ１２を通過し、そこ
でオーディオ帯域より高い周波数が減衰される。低域通
過フィルタ１２は、３．５ＫＨｚのコーナ周波数を有す
る４次楕円切替コンデンサ・フィルタ（fourth-order E
lliptic switched-capacitor filter ）である。コーナ
周波数は、ＲＸＯＵＴの最終周波数応答の高周波側コー
ナを決定するもので、処理変動の結果として使用可能な
スペクトルを排除しないように、３．３ＫＨｚより少し
高く選定される。低域通過フィルタ１２のコーナ周波数
は、変調周波数から充分に除去して、グループ遅延を増
大させ音質を下げることがある多数の極を用いる必要な
しに変調信号が減衰されるようにしなければならない。
低域通過フィルタ１２は、その通過帯域両側の０．４ｄ
Ｂのリップルと、３０ｄＢのストップ帯域減衰とを有す
る。低域通過フィルタ１２内のグループ遅延は０．１２
ｍｓである。低域通過フィルタ１２は、差動形態にも単
終段形態にも実現することができる。低域通過フィルタ
１２の電圧ゲイン（Ａv ）は、差動形態の場合は２、単
終段形態の場合は１である。１６５．１６ＫＨｚで動作
するクロック信号が切替コンデンサ（図示せず）を制御
する。４次低域通過楕円切替コンデンサ・フィルタの構
築の詳細は、前述の仕様により決定される。
【００１０】本発明の一部として、低域通過フィルタ１
２の出力の低域通過濾波された信号が、一体型の高域通
過フィルタ１４に印加される。本実施例においては、高
域通過フィルタ１４は、１６５Ｈｚのコーナ周波数を有
する一体型２次チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ
（integrated second-order Chebychev switched-capac
itor filter ）である。高域通過フィルタ１４のコーナ
周波数は、オーディオ帯域内のグループ遅延を小さくす
るために最低の所望低周波応答より低く設定する。高域
通過フィルタ１４は、その通過帯域の両側の０．４ｄＢ
のリップルと、０．０３ｍｓのグループ遅延と、差動形
態および単終段形態のいずれの用途に関してもＡv ＝１
を有する。２３．５９ＫＨｚで動作するクロック信号が
切替コンデンサを制御する。高域通過フィルタ１４は、
オーディオ範囲より低い低周波数を減衰し、オーディオ
信号内のＤＣオフセットを阻止する。高域通過フィルタ
１４は、内部ＤＣオフセットを小さくするための自動ゼ
ロ機能を有する。一体型高域通過フィルタを用いること
によって、従来の技術ではよく用いられた２個のＩＣピ
ンと１個の外部コンデンサが排除される。一体型２次高
域通過チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ構築の詳
細は、前述の仕様により決定される。
２の出力の低域通過濾波された信号が、一体型の高域通
過フィルタ１４に印加される。本実施例においては、高
域通過フィルタ１４は、１６５Ｈｚのコーナ周波数を有
する一体型２次チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ
（integrated second-order Chebychev switched-capac
itor filter ）である。高域通過フィルタ１４のコーナ
周波数は、オーディオ帯域内のグループ遅延を小さくす
るために最低の所望低周波応答より低く設定する。高域
通過フィルタ１４は、その通過帯域の両側の０．４ｄＢ
のリップルと、０．０３ｍｓのグループ遅延と、差動形
態および単終段形態のいずれの用途に関してもＡv ＝１
を有する。２３．５９ＫＨｚで動作するクロック信号が
切替コンデンサを制御する。高域通過フィルタ１４は、
オーディオ範囲より低い低周波数を減衰し、オーディオ
信号内のＤＣオフセットを阻止する。高域通過フィルタ
１４は、内部ＤＣオフセットを小さくするための自動ゼ
ロ機能を有する。一体型高域通過フィルタを用いること
によって、従来の技術ではよく用いられた２個のＩＣピ
ンと１個の外部コンデンサが排除される。一体型２次高
域通過チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ構築の詳
細は、前述の仕様により決定される。
【００１１】図２は、高域通過フィルタ１４の出力にお
けるオーディオ信号の周波数スペクトルを示す。３．５
ＫＨｚより上と１６５Ｈｚより下の周波数は、上記のよ
うに減衰される。負の周波数スペクトルは、正の周波数
オーディオ信号の鏡像を表す。
けるオーディオ信号の周波数スペクトルを示す。３．５
ＫＨｚより上と１６５Ｈｚより下の周波数は、上記のよ
うに減衰される。負の周波数スペクトルは、正の周波数
オーディオ信号の鏡像を表す。
【００１２】高域通過フィルタ１４の出力の被濾波信号
は、二重バランス変調器（double-balanced modulator
）１６に印加され、そこでベース帯域スペクトルの高
周波側のコーナより少し高い変調周波数と混合される。
この例では、変調周波数は３．９６ＫＨｚである。変調
器１８は、被濾波入力信号のスペクトルを、変調周波数
±変調器に対する被濾波入力信号の周波数に等しい周波
数に変換する。変調器１８は、通常、２／πの電圧ゲイ
ンを有する。図３は、低域通過フィルタ１２および高域
通過フィルタ１４により定義されたスペクトル内のすべ
ての周波数を混合したときの応答を示す。７．４６ＫＨ
ｚのブレークは３．９６ＫＨｚ＋３．５ＫＨｚに由来
し、４６０Ｈｚのブレークは３．９６ＫＨｚ−３．５Ｋ
Ｈｚに由来する。
は、二重バランス変調器（double-balanced modulator
）１６に印加され、そこでベース帯域スペクトルの高
周波側のコーナより少し高い変調周波数と混合される。
この例では、変調周波数は３．９６ＫＨｚである。変調
器１８は、被濾波入力信号のスペクトルを、変調周波数
±変調器に対する被濾波入力信号の周波数に等しい周波
数に変換する。変調器１８は、通常、２／πの電圧ゲイ
ンを有する。図３は、低域通過フィルタ１２および高域
通過フィルタ１４により定義されたスペクトル内のすべ
ての周波数を混合したときの応答を示す。７．４６ＫＨ
ｚのブレークは３．９６ＫＨｚ＋３．５ＫＨｚに由来
し、４６０Ｈｚのブレークは３．９６ＫＨｚ−３．５Ｋ
Ｈｚに由来する。
【００１３】変調器１６の出力は、低域通過フィルタ１
８に印加される。低域通過フィルタ１８のコーナ周波数
は、最終応答ＲＸＯＵＴの所望の低周波側コーナ（２６
０Ｈｚ）により決定され、このとき低周波コーナは、低
域通過フィルタ１８の変調周波数とコーナ周波数との
差、たとえば３．９６ＫＨｚ−３．７ＫＨｚである。そ
の結果、低域通過フィルタ１８のコーナ周波数は、低域
通過フィルタ１２のコーナ周波数より高く設定すること
ができ、グループ遅延に悪影響を与えずに低周波性能を
最適にすることができる。
８に印加される。低域通過フィルタ１８のコーナ周波数
は、最終応答ＲＸＯＵＴの所望の低周波側コーナ（２６
０Ｈｚ）により決定され、このとき低周波コーナは、低
域通過フィルタ１８の変調周波数とコーナ周波数との
差、たとえば３．９６ＫＨｚ−３．７ＫＨｚである。そ
の結果、低域通過フィルタ１８のコーナ周波数は、低域
通過フィルタ１２のコーナ周波数より高く設定すること
ができ、グループ遅延に悪影響を与えずに低周波性能を
最適にすることができる。
【００１４】本実施例においては、低域通過フィルタ１
８は、３．７ＫＨｚのコーナ周波数をもつ６次楕円切替
コンデンサ・フィルタ（sixth-order Elliptic switche
d-capacitor filter）である。低域通過フィルタ１８
は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢのリップルと、５
０ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低域通過フィルタ
１８内のグループ遅延は０．１７５ｍｓで、変調器１６
からの２／πの電圧ゲインに対処するためＡv ＝π／２
である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号が
切替コンデンサを制御する。６次低域通過楕円切替コン
デンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定
される。
８は、３．７ＫＨｚのコーナ周波数をもつ６次楕円切替
コンデンサ・フィルタ（sixth-order Elliptic switche
d-capacitor filter）である。低域通過フィルタ１８
は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢのリップルと、５
０ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低域通過フィルタ
１８内のグループ遅延は０．１７５ｍｓで、変調器１６
からの２／πの電圧ゲインに対処するためＡv ＝π／２
である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号が
切替コンデンサを制御する。６次低域通過楕円切替コン
デンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決定
される。
【００１５】図４は、低域通過フィルタ１８の出力に結
果的に得られるスペクトルを示す。この周波数スペクト
ルは、オーディオ入力信号ＴＸＩＮにおけるスペクトル
の反転像であることに注目されたい。周波数反転されス
クランブルされた信号は、従来の技術を用いてＲＦに周
波数変調され、送信媒体２２上で受話器内のＦＭ送信機
２０により送信され、本体のＦＭ受信機２４によって受
信される。近くの標準的コードレス電話またはその他の
ＲＦ受信機を操作する第三者には、周波数反転されたオ
ーディオ信号を理解することはできないこのために、通
話の秘密が守られる。
果的に得られるスペクトルを示す。この周波数スペクト
ルは、オーディオ入力信号ＴＸＩＮにおけるスペクトル
の反転像であることに注目されたい。周波数反転されス
クランブルされた信号は、従来の技術を用いてＲＦに周
波数変調され、送信媒体２２上で受話器内のＦＭ送信機
２０により送信され、本体のＦＭ受信機２４によって受
信される。近くの標準的コードレス電話またはその他の
ＲＦ受信機を操作する第三者には、周波数反転されたオ
ーディオ信号を理解することはできないこのために、通
話の秘密が守られる。
【００１６】本体で受信された周波数反転されスクラン
ブルされた信号はまず、ＦＭ受信機２４によりベース帯
域に復調される。本体内の低域通過フィルタ３０，高域
通過フィルタ３２，変調器３４および低域通過フィルタ
３６の機能は、もう一度周波数反転を実行することによ
ってオーディオ信号のスクランブルを解除して、このオ
ーディオ信号を元の状態に戻して電話回線上で送信する
ことである。
ブルされた信号はまず、ＦＭ受信機２４によりベース帯
域に復調される。本体内の低域通過フィルタ３０，高域
通過フィルタ３２，変調器３４および低域通過フィルタ
３６の機能は、もう一度周波数反転を実行することによ
ってオーディオ信号のスクランブルを解除して、このオ
ーディオ信号を元の状態に戻して電話回線上で送信する
ことである。
【００１７】低域通過フィルタ３０は、３．７ＫＨｚの
コーナ周波数を持つ２次楕円切替コンデンサ・フィルタ
である。低域通過フィルタ３０は、３．７ＫＨｚより高
い周波数を減衰して、送信中に得られた高周波を排除
し、追加されるグループ遅延を最小限に抑える。低域通
過フィルタ３０は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢの
リップルと、２２ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低
域通過フィルタ３０内のグループ遅延は０．０４ｍｓ
で、差動形態の場合はＡv ＝２、単終段形態の場合はＡ
v ＝１である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック
信号が切替コンデンサを制御する。２次低域通過楕円切
替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様によ
り決定される。
コーナ周波数を持つ２次楕円切替コンデンサ・フィルタ
である。低域通過フィルタ３０は、３．７ＫＨｚより高
い周波数を減衰して、送信中に得られた高周波を排除
し、追加されるグループ遅延を最小限に抑える。低域通
過フィルタ３０は、その通過帯域の両側の０．６ｄＢの
リップルと、２２ｄＢのストップ帯域減衰を有する。低
域通過フィルタ３０内のグループ遅延は０．０４ｍｓ
で、差動形態の場合はＡv ＝２、単終段形態の場合はＡ
v ＝１である。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック
信号が切替コンデンサを制御する。２次低域通過楕円切
替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様によ
り決定される。
【００１８】本発明の別の側面として、低域通過フィル
タ３０の出力における低域通過濾波された信号が一体型
高域通過フィルタ３２に印加される。本実施例において
は、高域通過フィルタ３２は、１６５Ｈｚのコーナ周波
数をもつ一体型２次チェビシェフ切替コンデンサ・フィ
ルタである。高域通過フィルタ３２のコーナ周波数は、
オーディオ帯域内のグループ遅延を小さくするために、
最低の所望周波数応答（２６０Ｈｚ）より低く設定され
る。高域通過フィルタ３２は、その通過帯域の両側の
０．４ｄＢのリップルと、０．００３ｍｓのグループ遅
延と、Ａv ＝１とを有する。２３．５９ＫＨｚで動作す
るクロック信号が切替コンデンサを制御する。高域通過
フィルタ３２は、オーディオ範囲より低い低周波を減衰
して、オーディオ信号内のＤＣオフセットを阻止する。
高域通過フィルタ３２は、内部ＤＣオフセットを小さく
するための自動ゼロ機能を有する。これは周知のもので
ある。一体型高域通過フィルタを用いることによって、
従来の技術ではよく用いられた２個のＩＣピンと１個の
外部結合コンデンサが排除される。一体型２次高域通過
チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、
前述の仕様により決定される。
タ３０の出力における低域通過濾波された信号が一体型
高域通過フィルタ３２に印加される。本実施例において
は、高域通過フィルタ３２は、１６５Ｈｚのコーナ周波
数をもつ一体型２次チェビシェフ切替コンデンサ・フィ
ルタである。高域通過フィルタ３２のコーナ周波数は、
オーディオ帯域内のグループ遅延を小さくするために、
最低の所望周波数応答（２６０Ｈｚ）より低く設定され
る。高域通過フィルタ３２は、その通過帯域の両側の
０．４ｄＢのリップルと、０．００３ｍｓのグループ遅
延と、Ａv ＝１とを有する。２３．５９ＫＨｚで動作す
るクロック信号が切替コンデンサを制御する。高域通過
フィルタ３２は、オーディオ範囲より低い低周波を減衰
して、オーディオ信号内のＤＣオフセットを阻止する。
高域通過フィルタ３２は、内部ＤＣオフセットを小さく
するための自動ゼロ機能を有する。これは周知のもので
ある。一体型高域通過フィルタを用いることによって、
従来の技術ではよく用いられた２個のＩＣピンと１個の
外部結合コンデンサが排除される。一体型２次高域通過
チェビシェフ切替コンデンサ・フィルタ構築の詳細は、
前述の仕様により決定される。
【００１９】図５は、低域通過フィルタ１８の出力に現
れるスペクトルと同様の、低域通過フィルタ３０の出力
における周波数スペクトルを示す。３．７ＫＨｚより上
と４６０Ｈｚより下の周波数は、上記のように減衰され
る。
れるスペクトルと同様の、低域通過フィルタ３０の出力
における周波数スペクトルを示す。３．７ＫＨｚより上
と４６０Ｈｚより下の周波数は、上記のように減衰され
る。
【００２０】高域通過フィルタ３２の出力の被濾波信号
は、二重バランス変調器３４に印加され、そこでベース
帯域スペクトルの高周波コーナより少し高い変調周波数
と混合される。この例では、変調周波数は３．９６ＫＨ
ｚである。変調器１８は、被濾波入力信号のスペクトル
を、変調周波数±変調器に対する被濾波入力信号の周波
数に等しい周波数に変換する。変調器３４は、通常、２
／πの電圧ゲインを有する。図６は、低域通過フィルタ
３０および高域通過フィルタ３２により定義されたスペ
クトル内のすべての周波数を混合したときの応答を示
す。周波数スペクトルの下側コーナは、低域通過フィル
タ１８，３０の変調周波数とコーナ周波数との差によっ
て定義されていることに注目されたい。７．６６ＫＨｚ
のブレークは３．９６ＫＨｚ＋３．７ＫＨｚに由来し、
２６０Ｈｚのブレークは３．９６ＫＨｚ−３．７ＫＨｚ
に由来する。
は、二重バランス変調器３４に印加され、そこでベース
帯域スペクトルの高周波コーナより少し高い変調周波数
と混合される。この例では、変調周波数は３．９６ＫＨ
ｚである。変調器１８は、被濾波入力信号のスペクトル
を、変調周波数±変調器に対する被濾波入力信号の周波
数に等しい周波数に変換する。変調器３４は、通常、２
／πの電圧ゲインを有する。図６は、低域通過フィルタ
３０および高域通過フィルタ３２により定義されたスペ
クトル内のすべての周波数を混合したときの応答を示
す。周波数スペクトルの下側コーナは、低域通過フィル
タ１８，３０の変調周波数とコーナ周波数との差によっ
て定義されていることに注目されたい。７．６６ＫＨｚ
のブレークは３．９６ＫＨｚ＋３．７ＫＨｚに由来し、
２６０Ｈｚのブレークは３．９６ＫＨｚ−３．７ＫＨｚ
に由来する。
【００２１】変調器３４の出力は、低域通過フィルタ３
６に印加される。低域通過フィルタ３６のコーナ周波数
が、最終応答の高周波側コーナを決定し、処理変動の結
果として使用可能なスペクトルを排除しないように、
３．３ＫＨｚより少し高くなるように選定される。低域
通過フィルタ３６のコーナ周波数を変調周波数から充分
に除去して、変調周波数を充分に抑制し、なおかつ不必
要に長いグループ遅延を避けることによって音質を維持
しなければならない。
６に印加される。低域通過フィルタ３６のコーナ周波数
が、最終応答の高周波側コーナを決定し、処理変動の結
果として使用可能なスペクトルを排除しないように、
３．３ＫＨｚより少し高くなるように選定される。低域
通過フィルタ３６のコーナ周波数を変調周波数から充分
に除去して、変調周波数を充分に抑制し、なおかつ不必
要に長いグループ遅延を避けることによって音質を維持
しなければならない。
【００２２】本実施例においては、低域通過フィルタ３
６は、３．５ＫＨｚのコーナ周波数をもつ８次楕円切替
コンデンサ・フィルタであって、最終周波数応答ＲＸＯ
ＵＴの上側コーナを定義する。低域通過フィルタ３６
は、変調周波数，ベース帯域周波数または相互変調産物
のブレイクスルーを排除して、それにより音質を改善す
る。低域通過フィルタ３６は、その通過帯域の両側の
０．６ｄＢのリップルと、５０ｄＢのストップ帯域減衰
を有する。低域通過フィルタ１８内のグループ遅延は
０．２５ｍｓで、変調器３４の電圧ゲインに対処するた
めＡv ＝π／２である。変調周波数３．９６ＫＨｚにお
いて周波数応答にゼロが入れられ、変調周波数をさらに
減衰する。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号
が切替コンデンサを制御する。８次低域通過楕円切替コ
ンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決
定される。
６は、３．５ＫＨｚのコーナ周波数をもつ８次楕円切替
コンデンサ・フィルタであって、最終周波数応答ＲＸＯ
ＵＴの上側コーナを定義する。低域通過フィルタ３６
は、変調周波数，ベース帯域周波数または相互変調産物
のブレイクスルーを排除して、それにより音質を改善す
る。低域通過フィルタ３６は、その通過帯域の両側の
０．６ｄＢのリップルと、５０ｄＢのストップ帯域減衰
を有する。低域通過フィルタ１８内のグループ遅延は
０．２５ｍｓで、変調器３４の電圧ゲインに対処するた
めＡv ＝π／２である。変調周波数３．９６ＫＨｚにお
いて周波数応答にゼロが入れられ、変調周波数をさらに
減衰する。１６５．１６ＫＨｚで動作するクロック信号
が切替コンデンサを制御する。８次低域通過楕円切替コ
ンデンサ・フィルタ構築の詳細は、前述の仕様により決
定される。
【００２３】図７は、低域通過フィルタ３６の出力に結
果的に得られるスペクトルを示す。この周波数スペクト
ルは、その元の形に再反転されていることに注目された
い。オーディオ信号ＲＸＯＵＴは、従来の電話回線上で
送信される。双方向のプライベートな通信を完成させる
には、本体の送信側と受話器の受信側に、別の周波数反
転スクランブル装置が必要とされる。
果的に得られるスペクトルを示す。この周波数スペクト
ルは、その元の形に再反転されていることに注目された
い。オーディオ信号ＲＸＯＵＴは、従来の電話回線上で
送信される。双方向のプライベートな通信を完成させる
には、本体の送信側と受話器の受信側に、別の周波数反
転スクランブル装置が必要とされる。
【００２４】以上、第１段の低域通過フィルタと変調器
との間に一体型高域通過フィルタをもつ周波数反転スク
ランブル装置が提供されたことが理解頂けよう。高域通
過フィルタをもつこの周波数反転スクランブル装置は、
より低次の低域通過フィルタを用いながらグループ遅延
を小さくすることによって、音質を改善する。さらに、
高域通過フィルタの一体性によって、ダイの寸法が小さ
くなり、従来の技術では普通に用いられていた外部コン
デンサと関連のＩＣピンとが要らなくなる。
との間に一体型高域通過フィルタをもつ周波数反転スク
ランブル装置が提供されたことが理解頂けよう。高域通
過フィルタをもつこの周波数反転スクランブル装置は、
より低次の低域通過フィルタを用いながらグループ遅延
を小さくすることによって、音質を改善する。さらに、
高域通過フィルタの一体性によって、ダイの寸法が小さ
くなり、従来の技術では普通に用いられていた外部コン
デンサと関連のＩＣピンとが要らなくなる。
【００２５】本発明の特定の実施例が図示および説明さ
れたが、当業者には更なる改良および改善が可能であろ
う。本発明の好適な実施例は図示された特定の形態に限
られるものではなく、添付の請求項は本発明の好適な実
施例の精神と範囲から逸脱しないすべての改良を含むも
のであることを理解されたい。
れたが、当業者には更なる改良および改善が可能であろ
う。本発明の好適な実施例は図示された特定の形態に限
られるものではなく、添付の請求項は本発明の好適な実
施例の精神と範囲から逸脱しないすべての改良を含むも
のであることを理解されたい。
【図１】周波数反転スクランブル装置のブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の説明に使用される波形図である。
【図３】図１の説明に使用される波形図である。
【図４】図１の説明に使用される波形図である。
【図５】図１の説明に使用される波形図である。
【図６】図１の説明に使用される波形図である。
【図７】図１の説明に使用される波形図である。
１０ 周波数反転スクランブル装置 １２，１８，３０，３６ 低域通過フィルタ １４，３２ 高域通過フィルタ １６，３４ 変調器 ２０ ＦＭ送信機 ２２ 送信媒体 ２４ ＦＭ受信機
Claims (5)
- 【請求項１】 オーディオ入力信号を受信するために結
合された入力を有する第１低域通過フィルタ（１２）；
前記第１低域通過フィルタの出力に結合された入力を有
する第１高域通過フィルタ（１４）；第１および第２入
力と出力とを有する第１変調器（１６）であって、前記
第１入力が前記第１高域通過フィルタの出力に結合さ
れ、前記第２入力が第１変調信号を受信するために結合
されている第１変調器（１６）；および前記第１変調器
の前記出力に結合された入力を有し、周波数反転された
オーディオ信号を提供する出力を有する第２低域通過フ
ィルタ（１８）；によって構成されることを特徴とする
一体型周波数反転スクランブル装置回路。 - 【請求項２】 前記第２低域通過フィルタの前記出力に
結合された入力を有し、ＲＦ周波数反転されたオーディ
オ信号を送信する出力を有するＦＭ送信機（２０）をさ
らに有する請求項１記載の一体型周波数反転スクランブ
ル装置回路。 - 【請求項３】 集積回路内で周波数反転スクランブルを
行う方法であって：オーディオ入力信号を低域通過濾波
して、第１フィルタ信号を提供する段階；前記第１フィ
ルタ信号を高域通過濾波して、第２フィルタ信号を提供
する段階；前記第２フィルタ信号に第１変調信号を周波
数混合して、第１周波数混合フィルタ信号を提供する段
階；および前記第１周波数混合フィルタ信号を低域通過
濾波して、周波数反転オーディオ信号を提供する段階；
によって構成されることを特徴とする方法。 - 【請求項４】 前記の周波数反転されたオーディオ信号
を、ＲＦ周波数反転オーディオ信号としてＲＦリンク上
に送信する段階をさらに含む請求項３記載の方法。 - 【請求項５】 オーディオ入力信号を受信するために結
合された入力を有する第１低域通過フィルタ（１２）；
前記第１低域通過フィルタの出力に結合された入力を有
する第１高域通過フィルタ（１４）；第１および第２入
力と出力とを有する第１変調器（１６）であって、前記
第１入力が前記第１高域通過フィルタの出力に結合さ
れ、前記第２入力が第１変調信号を受信するために結合
されている第１変調器（１６）；前記第１変調器の前記
出力に結合された入力を有し、周波数反転されたオーデ
ィオ信号を提供する出力を有する第２低域通過フィルタ
（１８）；および前記第２低域通過フィルタの前記出力
に結合された入力を有し、ＲＦ周波数反転されたオーデ
ィオ信号を送信する出力を有するＦＭ送信機（２０）；
によって構成されることを特徴とするコードレス電話受
話器内の集積化された周波数反転スクランブル装置回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/237,528 US5528692A (en) | 1994-05-03 | 1994-05-03 | Frequency inversion scrambler with integrated high-pass filter having autozero to remove internal DC offset |
| US237528 | 1999-01-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07307721A true JPH07307721A (ja) | 1995-11-21 |
| JP3626788B2 JP3626788B2 (ja) | 2005-03-09 |
Family
ID=22894113
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11907195A Expired - Lifetime JP3626788B2 (ja) | 1994-05-03 | 1995-04-21 | 一体型高域通過フィルタをもつ周波数反転スクランブル装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5528692A (ja) |
| EP (1) | EP0681380A1 (ja) |
| JP (1) | JP3626788B2 (ja) |
| KR (1) | KR100350005B1 (ja) |
| CN (1) | CN1084561C (ja) |
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| JP2012109830A (ja) * | 2010-11-18 | 2012-06-07 | Panasonic Corp | 通信システム、送信装置、受信装置および通信方法 |
| WO2021157721A1 (ja) * | 2020-02-06 | 2021-08-12 | 株式会社小糸製作所 | 監視システム |
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| GB2368492B (en) * | 2000-10-23 | 2004-02-18 | Nat Air Traffic Services Ltd | audio communications system with co-channel transmitters |
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| DE102016103995B4 (de) * | 2016-03-04 | 2018-03-01 | Infineon Technologies Ag | Spektral geformtes Zufallssignal |
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1994
- 1994-05-03 US US08/237,528 patent/US5528692A/en not_active Expired - Lifetime
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1995
- 1995-04-21 JP JP11907195A patent/JP3626788B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1995-04-27 EP EP95106320A patent/EP0681380A1/en not_active Withdrawn
- 1995-04-28 CN CN95105174A patent/CN1084561C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1995-05-03 KR KR1019950010791A patent/KR100350005B1/ko not_active Expired - Lifetime
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| WO2021157721A1 (ja) * | 2020-02-06 | 2021-08-12 | 株式会社小糸製作所 | 監視システム |
Also Published As
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|---|---|
| CN1084561C (zh) | 2002-05-08 |
| KR950035151A (ko) | 1995-12-30 |
| EP0681380A1 (en) | 1995-11-08 |
| JP3626788B2 (ja) | 2005-03-09 |
| KR100350005B1 (ko) | 2003-01-08 |
| CN1143287A (zh) | 1997-02-19 |
| US5528692A (en) | 1996-06-18 |
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Legal Events
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| A711 | Notification of change in applicant |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071210 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081210 Year of fee payment: 4 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091210 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101210 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101210 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111210 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111210 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131210 Year of fee payment: 9 |
|
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