JPH07308064A - 高圧電源装置 - Google Patents
高圧電源装置Info
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- JPH07308064A JPH07308064A JP9979594A JP9979594A JPH07308064A JP H07308064 A JPH07308064 A JP H07308064A JP 9979594 A JP9979594 A JP 9979594A JP 9979594 A JP9979594 A JP 9979594A JP H07308064 A JPH07308064 A JP H07308064A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来装置と同様の帯電特性を保持しながら、
回路を簡単にした、低価格の高圧電源装置を提供する。 【構成】 スイッチング手段と昇圧トランスと整流手段
とを備える直流高電圧発生手段を有する高圧電源装置で
あり、第１の直流高電圧発生手段１０１と、第２の直流
高電圧発生手段１０２と、第１の直流高電圧発生手段１
０１から第１の直流高電圧＋Ｖを発生させるための第１
のスイッチング手段１０３と、第２の直流高電圧発生手
段１０２から第２の直流高電圧−Ｖを発生させるための
第２のスイッチング手段１０４と、第１のスイッチング
手段１０３の動作を制御する第３のスイッチング手段１
０５と、第１の直流高電圧＋Ｖと第２の直流高電圧−Ｖ
とを加算する加算手段とを有する。加算手段によって加
算された直流高電圧は、出力端子１１０から矩形波とし
て出力される。
回路を簡単にした、低価格の高圧電源装置を提供する。 【構成】 スイッチング手段と昇圧トランスと整流手段
とを備える直流高電圧発生手段を有する高圧電源装置で
あり、第１の直流高電圧発生手段１０１と、第２の直流
高電圧発生手段１０２と、第１の直流高電圧発生手段１
０１から第１の直流高電圧＋Ｖを発生させるための第１
のスイッチング手段１０３と、第２の直流高電圧発生手
段１０２から第２の直流高電圧−Ｖを発生させるための
第２のスイッチング手段１０４と、第１のスイッチング
手段１０３の動作を制御する第３のスイッチング手段１
０５と、第１の直流高電圧＋Ｖと第２の直流高電圧−Ｖ
とを加算する加算手段とを有する。加算手段によって加
算された直流高電圧は、出力端子１１０から矩形波とし
て出力される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電子写真方式のプリンタ
および複写機等に用いる高圧電源装置に関する。
および複写機等に用いる高圧電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年のレーザビームプリンタに代表され
るように、電子写真方式の印刷装置は、３００ｄｐｉや
４００ｄｐｉから、６００ｄｐｉ、１２００ｄｐｉ等へ
と高解像度化が要求されてきている。この種の電子写真
方式の印刷装置は、感光体への帯電とレーザ光による感
光体への画像の書き込み等により印刷画像が形成される
ため、感光体上の帯電は均一で、環境変化にも安定でな
ければならない。また、レーザ光による画像の書き込み
も、立ち上がり・立ち下がりが早く、短時間でのエネル
ギーが大きい、高速のパルス光が要求されてくるもので
ある。
るように、電子写真方式の印刷装置は、３００ｄｐｉや
４００ｄｐｉから、６００ｄｐｉ、１２００ｄｐｉ等へ
と高解像度化が要求されてきている。この種の電子写真
方式の印刷装置は、感光体への帯電とレーザ光による感
光体への画像の書き込み等により印刷画像が形成される
ため、感光体上の帯電は均一で、環境変化にも安定でな
ければならない。また、レーザ光による画像の書き込み
も、立ち上がり・立ち下がりが早く、短時間でのエネル
ギーが大きい、高速のパルス光が要求されてくるもので
ある。
【０００３】上記高解像度の性能を実現すべく、感光体
の帯電を均一にする１つの方法としては、箱型に囲んだ
金属体に、絶縁体で一定距離に保持したワイヤー電極を
持たせ、ワイヤー電極と感光体との間に５〜１０ｋＶの
高電圧を印加して得るコロナ放電器による非接触での帯
電があるが、コロナ放電器では、特有な臭いがあるオゾ
ンの発生等により、オゾン防止フィルターが必要になっ
たり、５〜１０ｋＶの高電圧を発生する高圧電源装置が
必要なことから、プリンタ装置を安く作れないという欠
点があった。
の帯電を均一にする１つの方法としては、箱型に囲んだ
金属体に、絶縁体で一定距離に保持したワイヤー電極を
持たせ、ワイヤー電極と感光体との間に５〜１０ｋＶの
高電圧を印加して得るコロナ放電器による非接触での帯
電があるが、コロナ放電器では、特有な臭いがあるオゾ
ンの発生等により、オゾン防止フィルターが必要になっ
たり、５〜１０ｋＶの高電圧を発生する高圧電源装置が
必要なことから、プリンタ装置を安く作れないという欠
点があった。
【０００４】このため、近年の電子写真方式のプリンタ
では、１０4 〜１０6 Ωの中抵抗を持つ導電性材料で直
接感光体に高電圧を与える接触帯電が主流となってきて
おり、この直接帯電によって、高圧電源装置としては１
〜１．５ｋＶの比較的低い電圧となってきている。この
ため高圧電源装置としては、電流も数μＡ〜数十μＡ程
度に抑えることができるため、パワーは小さくなり、低
価格化が可能となり、プリンタ装置全体の価格を低くす
ることができる最大要素となっている。
では、１０4 〜１０6 Ωの中抵抗を持つ導電性材料で直
接感光体に高電圧を与える接触帯電が主流となってきて
おり、この直接帯電によって、高圧電源装置としては１
〜１．５ｋＶの比較的低い電圧となってきている。この
ため高圧電源装置としては、電流も数μＡ〜数十μＡ程
度に抑えることができるため、パワーは小さくなり、低
価格化が可能となり、プリンタ装置全体の価格を低くす
ることができる最大要素となっている。
【０００５】図５は、従来例の接触帯電の帯電ローラと
帯電ブラシの構造を示す断面図である。接触帯電に用い
る感光体との接触媒体としては、導電性媒質を含んだ図
５（ａ）に示すような金属シャフト５０１と導電性スポ
ンジ５０２によって１０4 〜１０6 Ω程度の導電性ロー
ラとして高電圧をかけるものや、図５（ｂ）に示すよう
な金属支持体５０３に固定された導電性ブラシ５０４を
用いて高電圧をかけるものがある。しかし、単に直流の
高電圧を加えたのでは、帯電状態が帯電ローラを構成す
る導電性スポンジ５０２の材料の表面状態や導電性ブラ
シ５０４の単位面積当たりの毛の本数に大きく左右され
ることになり、印刷の解像度を高めれば高めるほど、感
光体の帯電ムラとして見えてきてしまうものであった。
帯電ブラシの構造を示す断面図である。接触帯電に用い
る感光体との接触媒体としては、導電性媒質を含んだ図
５（ａ）に示すような金属シャフト５０１と導電性スポ
ンジ５０２によって１０4 〜１０6 Ω程度の導電性ロー
ラとして高電圧をかけるものや、図５（ｂ）に示すよう
な金属支持体５０３に固定された導電性ブラシ５０４を
用いて高電圧をかけるものがある。しかし、単に直流の
高電圧を加えたのでは、帯電状態が帯電ローラを構成す
る導電性スポンジ５０２の材料の表面状態や導電性ブラ
シ５０４の単位面積当たりの毛の本数に大きく左右され
ることになり、印刷の解像度を高めれば高めるほど、感
光体の帯電ムラとして見えてきてしまうものであった。
【０００６】図６は、従来例の接触帯電における帯電均
一化のための高圧出力波形図である。図６に示すよう
に、帯電電圧を、２００〜５００Ｈｚの交流高電圧ＡＣ
P-P に−８００Ｖ程度の直流バイアスＶｄｃを持たせた
波形とすることで、帯電電位の変化と感光体表面の移動
との相関関係によって、帯電のムラを除去し、帯電状態
を均一にすることが行われるようになった。
一化のための高圧出力波形図である。図６に示すよう
に、帯電電圧を、２００〜５００Ｈｚの交流高電圧ＡＣ
P-P に−８００Ｖ程度の直流バイアスＶｄｃを持たせた
波形とすることで、帯電電位の変化と感光体表面の移動
との相関関係によって、帯電のムラを除去し、帯電状態
を均一にすることが行われるようになった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、直流の
高電圧を変調させる交流電圧ＡＣP-P の周波数は、印刷
速度となる感光体表面の移動速度（回転速度）とも関係
するが、２００〜５００Ｈｚの低い周波数となってしま
う。このため、装置本体の通常のスイッチング電源を構
成するスイッチング周波数２０〜５０ｋＨｚとは異な
り、高圧電源装置を構成する昇圧トランスの磁性材料
が、飽和磁束密度の関係からフェライトコアでは実現で
きず、炭素鋼板を積層した鉄心コアとなってしまう。ま
た、周波数を低くするために、トランスを形成するコイ
ルの巻き数も増加させなければならず、コイルの巻き数
の増大によってコアサイズの大きなものが必要となり、
大きく、重いトランスでしか構成できなかった。さら
に、トランスの一次側をドライブする回路は、簡単なス
イッチング回路では実現できない。図７は、従来例の帯
電均一化の回路構成ブロック図であるが、図７に示すよ
うに発振回路７０１の他にパワーオペアンプ７０２で昇
圧トランス７０３の一次側をドライブする回路で高圧電
源装置を構成しなければならないことから、電源として
の価格が安くならないとの欠点を持っていた。
高電圧を変調させる交流電圧ＡＣP-P の周波数は、印刷
速度となる感光体表面の移動速度（回転速度）とも関係
するが、２００〜５００Ｈｚの低い周波数となってしま
う。このため、装置本体の通常のスイッチング電源を構
成するスイッチング周波数２０〜５０ｋＨｚとは異な
り、高圧電源装置を構成する昇圧トランスの磁性材料
が、飽和磁束密度の関係からフェライトコアでは実現で
きず、炭素鋼板を積層した鉄心コアとなってしまう。ま
た、周波数を低くするために、トランスを形成するコイ
ルの巻き数も増加させなければならず、コイルの巻き数
の増大によってコアサイズの大きなものが必要となり、
大きく、重いトランスでしか構成できなかった。さら
に、トランスの一次側をドライブする回路は、簡単なス
イッチング回路では実現できない。図７は、従来例の帯
電均一化の回路構成ブロック図であるが、図７に示すよ
うに発振回路７０１の他にパワーオペアンプ７０２で昇
圧トランス７０３の一次側をドライブする回路で高圧電
源装置を構成しなければならないことから、電源として
の価格が安くならないとの欠点を持っていた。
【０００８】また、高圧電源装置全体のローコスト化と
して、通常は、帯電出力を分岐して、現像バイアスの電
圧や転写等の補助電位も生成する。しかし、昇圧トラン
ス７０３の出力は周波数が低いため、直流バイアス生成
回路７０４や現像等の、他の出力用の補助出力の整流平
滑回路７０５では、整流ダイオードの後に平滑用のコン
デンサとして大きな容量のコンデンサＣが必要になり、
高耐圧を必要とすることことから小さな容量のコンデン
サを複数個並列に接続する等、部品点数が増えてしまう
という問題点があった。
して、通常は、帯電出力を分岐して、現像バイアスの電
圧や転写等の補助電位も生成する。しかし、昇圧トラン
ス７０３の出力は周波数が低いため、直流バイアス生成
回路７０４や現像等の、他の出力用の補助出力の整流平
滑回路７０５では、整流ダイオードの後に平滑用のコン
デンサとして大きな容量のコンデンサＣが必要になり、
高耐圧を必要とすることことから小さな容量のコンデン
サを複数個並列に接続する等、部品点数が増えてしまう
という問題点があった。
【０００９】さらに、コンデンサＣの容量が大きくなる
と、開口部に高圧出力端子が出てしまうような装置で
は、平滑回路の容量が放電時間を左右させてしまい、安
全面における設計も難しくなるという問題点があった。
と、開口部に高圧出力端子が出てしまうような装置で
は、平滑回路の容量が放電時間を左右させてしまい、安
全面における設計も難しくなるという問題点があった。
【００１０】このような点に鑑み本発明は、従来装置と
同様の帯電特性を保持しながら、回路を簡単にした、低
価格の高圧電源装置を提供することを目的とする。
同様の帯電特性を保持しながら、回路を簡単にした、低
価格の高圧電源装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の高圧電源装置
は、スイッチング手段と昇圧トランスと整流手段とを備
える直流高電圧発生手段を有する高圧電源装置であり、
第１の直流高電圧発生手段と、第２の直流高電圧発生手
段と、前記第１の直流高電圧発生手段から第１の直流高
電圧を発生させるための第１のスイッチング手段と、前
記第２の直流高電圧発生手段から第２の直流高電圧を発
生させるための第２のスイッチング手段と、前記第１の
スイッチング手段の動作を制御する第３のスイッチング
手段と、前記第１の直流高電圧と前記第２の直流高電圧
とを加算する加算手段とを有する。
は、スイッチング手段と昇圧トランスと整流手段とを備
える直流高電圧発生手段を有する高圧電源装置であり、
第１の直流高電圧発生手段と、第２の直流高電圧発生手
段と、前記第１の直流高電圧発生手段から第１の直流高
電圧を発生させるための第１のスイッチング手段と、前
記第２の直流高電圧発生手段から第２の直流高電圧を発
生させるための第２のスイッチング手段と、前記第１の
スイッチング手段の動作を制御する第３のスイッチング
手段と、前記第１の直流高電圧と前記第２の直流高電圧
とを加算する加算手段とを有する。
【００１２】上記本発明の高圧電源装置は、前記第１の
スイッチング手段と、前記第２のスイッチング手段と、
前記第３のスイッチング手段とのうちの、少なくとも１
つが、自励発振手段を備えることができる。
スイッチング手段と、前記第２のスイッチング手段と、
前記第３のスイッチング手段とのうちの、少なくとも１
つが、自励発振手段を備えることができる。
【００１３】上記本発明の高圧電源装置は、前記第１の
スイッチング手段と、前記第２のスイッチング手段と、
前記第３のスイッチング手段とのうちの、少なくとも１
つが、マイクロコンピュータからの制御信号を受ける手
段を備えることができる。
スイッチング手段と、前記第２のスイッチング手段と、
前記第３のスイッチング手段とのうちの、少なくとも１
つが、マイクロコンピュータからの制御信号を受ける手
段を備えることができる。
【００１４】
（１）第１の直流高電圧発生手段を第１のスイッチング
手段と第３のスイッチング手段とで制御するので、第１
の直流高電圧出力は、第３のスイッチング手段のスイッ
チング周波数によって変調のかかった矩形波となり、従
来のサイン波と等価な帯電特性が得られる。
手段と第３のスイッチング手段とで制御するので、第１
の直流高電圧出力は、第３のスイッチング手段のスイッ
チング周波数によって変調のかかった矩形波となり、従
来のサイン波と等価な帯電特性が得られる。
【００１５】（２）第２の直流高電圧発生手段を第２の
スイッチング手段で制御するので、第２の直流高電圧発
生手段は常に動作し、第２の直流高電圧出力は直流電圧
であり、補助出力回路を簡単にすることができる。
スイッチング手段で制御するので、第２の直流高電圧発
生手段は常に動作し、第２の直流高電圧出力は直流電圧
であり、補助出力回路を簡単にすることができる。
【００１６】（３）第１ないし第３のスイッチング手段
の少なくとも１つをマイクロコンピュータからの制御信
号を受ける手段で実現するので、第１ないし第３のスイ
ッチング手段の回路を簡単にすることができる。
の少なくとも１つをマイクロコンピュータからの制御信
号を受ける手段で実現するので、第１ないし第３のスイ
ッチング手段の回路を簡単にすることができる。
【００１７】
【実施例】本発明の実施例について、図面を参照して詳
細に説明する。図１は、本発明の第１の実施例の高圧電
源装置の構成および動作を示す図である。図１（ａ）は
回路構成ブロック図であり、図１（ｂ）は制御信号と高
圧出力電圧変化を示す動作電圧波形図である。
細に説明する。図１は、本発明の第１の実施例の高圧電
源装置の構成および動作を示す図である。図１（ａ）は
回路構成ブロック図であり、図１（ｂ）は制御信号と高
圧出力電圧変化を示す動作電圧波形図である。
【００１８】図１（ａ）の構成を説明する。正の高圧ブ
ロック１０１は正の高電圧出力＋Ｖを生成する。負の高
圧ブロック１０２は負の高電圧出力−Ｖを生成する。帯
電出力全体を制御する制御信号ＣＯＮＴ＿ＩＮは、正の
高圧制御ゲート１０３および負の高圧制御ゲート１０４
に入力し、正の高電圧出力＋Ｖおよび負の高電圧出力−
Ｖを一括でオン・オフする。制御信号発生部１０５はＣ
ＯＮＴ＋を出力し、ＣＯＮＴ＋は正の高圧制御ゲート１
０３のみに入力し、正の高電圧出力＋Ｖをオン・オフす
る。正の高圧制御ゲート１０３は、ＣＯＮＴ＿ＩＮおよ
びＣＯＮＴ＋によって制御されたゲート出力１１１を出
力して、正の高圧ブロック１０１の動作を制御する。負
の高圧制御ゲート１０４は、ＣＯＮＴ＿ＩＮによって制
御されたゲート出力１１２を出力して、負の高圧ブロッ
ク１０２の動作を制御する。
ロック１０１は正の高電圧出力＋Ｖを生成する。負の高
圧ブロック１０２は負の高電圧出力−Ｖを生成する。帯
電出力全体を制御する制御信号ＣＯＮＴ＿ＩＮは、正の
高圧制御ゲート１０３および負の高圧制御ゲート１０４
に入力し、正の高電圧出力＋Ｖおよび負の高電圧出力−
Ｖを一括でオン・オフする。制御信号発生部１０５はＣ
ＯＮＴ＋を出力し、ＣＯＮＴ＋は正の高圧制御ゲート１
０３のみに入力し、正の高電圧出力＋Ｖをオン・オフす
る。正の高圧制御ゲート１０３は、ＣＯＮＴ＿ＩＮおよ
びＣＯＮＴ＋によって制御されたゲート出力１１１を出
力して、正の高圧ブロック１０１の動作を制御する。負
の高圧制御ゲート１０４は、ＣＯＮＴ＿ＩＮによって制
御されたゲート出力１１２を出力して、負の高圧ブロッ
ク１０２の動作を制御する。
【００１９】第１の実施例ではＣＯＮＴ＋を正の高圧制
御ゲート１０３に入力して、正の高圧ブロック１０１の
動作を制御しているが、ＣＯＮＴ＋を負の高圧制御ゲー
ト１０４に入力して、負の高圧ブロック１０２の動作を
制御しても良い。
御ゲート１０３に入力して、正の高圧ブロック１０１の
動作を制御しているが、ＣＯＮＴ＋を負の高圧制御ゲー
ト１０４に入力して、負の高圧ブロック１０２の動作を
制御しても良い。
【００２０】正の高圧ブロック１０１の内部は、通常の
ＤＣ／ＤＣコンバータとなっており、一次側電源電圧Ｅ
Ｖからの電流を正の昇圧トランスＴ１の一次側を通して
流すためのドライブトランジスタＴＲ１と発振回路１０
６とを有している。また、正の昇圧トランスＴ１の二次
側には、正の高電圧出力＋Ｖを得る整流平滑回路１０８
を有している。負の高圧ブロック１０２の内部も、正の
高圧ブロック１０１と同様に通常のＤＣ／ＤＣコンバー
タとなっており、一次側電源電圧ＥＶからの電流を負の
昇圧トランスＴ２の一次側を通して流すためのドライブ
トランジスタＴＲ２と発振回路１０７とを有している。
また、昇圧トランスＴ２の二次側には、負の高電圧出力
−Ｖを得る整流平滑回路１０９を有している。これらの
高電圧出力＋Ｖと−Ｖとが直列となるように接続され出
力端子１１０に出力されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータとなっており、一次側電源電圧Ｅ
Ｖからの電流を正の昇圧トランスＴ１の一次側を通して
流すためのドライブトランジスタＴＲ１と発振回路１０
６とを有している。また、正の昇圧トランスＴ１の二次
側には、正の高電圧出力＋Ｖを得る整流平滑回路１０８
を有している。負の高圧ブロック１０２の内部も、正の
高圧ブロック１０１と同様に通常のＤＣ／ＤＣコンバー
タとなっており、一次側電源電圧ＥＶからの電流を負の
昇圧トランスＴ２の一次側を通して流すためのドライブ
トランジスタＴＲ２と発振回路１０７とを有している。
また、昇圧トランスＴ２の二次側には、負の高電圧出力
−Ｖを得る整流平滑回路１０９を有している。これらの
高電圧出力＋Ｖと−Ｖとが直列となるように接続され出
力端子１１０に出力されている。
【００２１】図１（ａ）の動作を説明する。正の高圧ブ
ロック１０１において、発振回路１０６は、制御信号用
のゲート出力１１１がローレベル（以下、Ｌレベルと記
述する）となったときに発振動作を行うようになってお
り、発振動作によって正の昇圧トランスＴ１の一次側に
スイッチング電流が流れ、正の高電圧出力＋Ｖが出力さ
れる。ところが、正の発振回路１０６側には、正の高圧
制御ゲート１０３を介して、ＣＯＮＴ＿ＩＮとＣＯＮＴ
＋とが印加されるため、図１（ｂ）に示すように、正の
高電圧出力＋Ｖは、間欠状態で出力されることになる。
ロック１０１において、発振回路１０６は、制御信号用
のゲート出力１１１がローレベル（以下、Ｌレベルと記
述する）となったときに発振動作を行うようになってお
り、発振動作によって正の昇圧トランスＴ１の一次側に
スイッチング電流が流れ、正の高電圧出力＋Ｖが出力さ
れる。ところが、正の発振回路１０６側には、正の高圧
制御ゲート１０３を介して、ＣＯＮＴ＿ＩＮとＣＯＮＴ
＋とが印加されるため、図１（ｂ）に示すように、正の
高電圧出力＋Ｖは、間欠状態で出力されることになる。
【００２２】図１（ｂ）は、出力端子１１０の電圧の時
間変化を示したもので、正の高電圧出力＋Ｖが負の高電
圧出力−Ｖより小さい電圧である場合を示している。ま
ず、ＣＯＮＴ＿ＩＮがＬレベルの期間ＴＡにおいては、
制御信号用の正の高圧制御ゲート１０３および負の高圧
制御ゲート１０４のゲート出力１１１および１１２がと
もにハイレベル（以下、Ｈレベルと記述する）となるた
め、発振回路１０６および１０７は動作せず、出力端子
１１０の電圧は０Ｖとなっている。
間変化を示したもので、正の高電圧出力＋Ｖが負の高電
圧出力−Ｖより小さい電圧である場合を示している。ま
ず、ＣＯＮＴ＿ＩＮがＬレベルの期間ＴＡにおいては、
制御信号用の正の高圧制御ゲート１０３および負の高圧
制御ゲート１０４のゲート出力１１１および１１２がと
もにハイレベル（以下、Ｈレベルと記述する）となるた
め、発振回路１０６および１０７は動作せず、出力端子
１１０の電圧は０Ｖとなっている。
【００２３】次に、ＣＯＮＴ＿ＩＮがＨレベルの期間Ｔ
Ｂにおいては、発振回路１０７が動作するため、負の高
電圧出力−Ｖが出力される。
Ｂにおいては、発振回路１０７が動作するため、負の高
電圧出力−Ｖが出力される。
【００２４】このとき、ＣＯＮＴ＋がＬレベルの期間Ｔ
Ｃにおいては、発振回路１０６が動作しないので正の高
電圧が発生せず、出力電圧は負の高電圧出力−Ｖのみと
なる。また、ＣＯＮＴ＋がＨレベルの期間ＴＤにおいて
は、発振回路１０６が動作するので正の高電圧出力＋Ｖ
が発生し、出力電圧は負の高電圧出力−Ｖに正の出力電
圧出力＋Ｖが加算され、合成電圧−Ｖ2（−Ｖ2＝（−
Ｖ）＋（＋Ｖ））となる。
Ｃにおいては、発振回路１０６が動作しないので正の高
電圧が発生せず、出力電圧は負の高電圧出力−Ｖのみと
なる。また、ＣＯＮＴ＋がＨレベルの期間ＴＤにおいて
は、発振回路１０６が動作するので正の高電圧出力＋Ｖ
が発生し、出力電圧は負の高電圧出力−Ｖに正の出力電
圧出力＋Ｖが加算され、合成電圧−Ｖ2（−Ｖ2＝（−
Ｖ）＋（＋Ｖ））となる。
【００２５】このように、第１の実施例の高圧電源装置
においては、正の高電圧出力＋Ｖを発生する正の高圧ブ
ロック１０１と負の高電圧出力−Ｖを発生する負の高圧
ブロック１０２を有し、かつ、これら高圧ブロック１０
１および１０２は周波数が２０〜５０ｋＨｚのスイッチ
ング電源として構成できるため、昇圧トランスＴ１およ
びＴ２には、小型のフェライトコアを使用でき、トラン
ス部分が２ブロックとなっていても重量は鉄心コアを用
いた従来構造より格段に軽く、またコイルの巻き数も少
なくてすむため、実装面積も広く必要としない。さら
に、トランスの一次側をドライブさせる回路も単にスイ
ッチング回路となっておれば良く、１つのスイッチング
トランジスタと１つの発振回路とで構成されるＲＣＣ方
式のような、一般的なスイッチング電源の回路で実現で
き、従来のようにパワーオペアンプを用いる必要がなく
なる。
においては、正の高電圧出力＋Ｖを発生する正の高圧ブ
ロック１０１と負の高電圧出力−Ｖを発生する負の高圧
ブロック１０２を有し、かつ、これら高圧ブロック１０
１および１０２は周波数が２０〜５０ｋＨｚのスイッチ
ング電源として構成できるため、昇圧トランスＴ１およ
びＴ２には、小型のフェライトコアを使用でき、トラン
ス部分が２ブロックとなっていても重量は鉄心コアを用
いた従来構造より格段に軽く、またコイルの巻き数も少
なくてすむため、実装面積も広く必要としない。さら
に、トランスの一次側をドライブさせる回路も単にスイ
ッチング回路となっておれば良く、１つのスイッチング
トランジスタと１つの発振回路とで構成されるＲＣＣ方
式のような、一般的なスイッチング電源の回路で実現で
き、従来のようにパワーオペアンプを用いる必要がなく
なる。
【００２６】上記の構成によって、出力端子１１０から
出力される電圧は、制御信号発生部１０５で発生される
周波数によって変調のかかった高電圧出力波形となり、
従来のＡＣトランスによる出力電圧と等価な出力とな
る。出力波形はサイン波ではなく矩形波となるが、均一
な帯電は帯電電位の変化によってなされるので、帯電特
性としては従来のサイン波と等価になる。
出力される電圧は、制御信号発生部１０５で発生される
周波数によって変調のかかった高電圧出力波形となり、
従来のＡＣトランスによる出力電圧と等価な出力とな
る。出力波形はサイン波ではなく矩形波となるが、均一
な帯電は帯電電位の変化によってなされるので、帯電特
性としては従来のサイン波と等価になる。
【００２７】なお、第１の実施例では、トランスの一次
側のスイッチング回路をドライブトランジスタと発振回
路で構成しているが、トランスの巻き線に帰還用の補助
巻き線を加えることによって、ドライブトランジスタ自
体が発振回路となる一般的なＲＣＣ回路を容易に実現で
きる。
側のスイッチング回路をドライブトランジスタと発振回
路で構成しているが、トランスの巻き線に帰還用の補助
巻き線を加えることによって、ドライブトランジスタ自
体が発振回路となる一般的なＲＣＣ回路を容易に実現で
きる。
【００２８】図２は、本発明の第２の実施例の高圧電源
装置の回路構成ブロック図であり、正の高電圧出力＋Ｖ
をオン・オフする制御信号をマイクロコンピュータで発
生するようにした場合を示す。正の高電圧出力＋Ｖを発
生する正の高圧ブロック１０１と負の高電圧出力−Ｖを
発生する負の高圧ブロック１０２は、図１（ａ）と同様
の構成であり、正の高圧ブロックをオン・オフする制御
信号ＣＯＮＴ＋をマイクロコンピュータ２０１によって
与えている。これは、正の高電圧をオン・オフする周期
が２〜５ｍｓｅｃ（５００〜２００Ｈｚ）となるため、
マイクロコンピュータでも十分に発生可能な周期となる
からである。
装置の回路構成ブロック図であり、正の高電圧出力＋Ｖ
をオン・オフする制御信号をマイクロコンピュータで発
生するようにした場合を示す。正の高電圧出力＋Ｖを発
生する正の高圧ブロック１０１と負の高電圧出力−Ｖを
発生する負の高圧ブロック１０２は、図１（ａ）と同様
の構成であり、正の高圧ブロックをオン・オフする制御
信号ＣＯＮＴ＋をマイクロコンピュータ２０１によって
与えている。これは、正の高電圧をオン・オフする周期
が２〜５ｍｓｅｃ（５００〜２００Ｈｚ）となるため、
マイクロコンピュータでも十分に発生可能な周期となる
からである。
【００２９】第２の実施例においては、正の高電圧出力
＋Ｖをオン・オフさせる制御信号発生部１０５が不要と
なり、マイクロコンピュータ２０１が追加された構成と
なるが、マイクロコンピュータは、プリンタのエンジン
部を制御するマイクロコンピュータの一部に取り込める
ので、実際には制御信号発生部１０５がない分だけ回路
は簡単になる。
＋Ｖをオン・オフさせる制御信号発生部１０５が不要と
なり、マイクロコンピュータ２０１が追加された構成と
なるが、マイクロコンピュータは、プリンタのエンジン
部を制御するマイクロコンピュータの一部に取り込める
ので、実際には制御信号発生部１０５がない分だけ回路
は簡単になる。
【００３０】図３は、本発明の第３の実施例の高圧電源
装置の回路構成ブロック図であり、スイッチング信号を
マイクロコンピュータで生成する場合を示す。図３に示
すように正の高電圧を発生するドライブトランジスタ３
０１と負の高電圧を発生するドライブトランジスタ３０
２に接続するスイッチング信号３０３および３０４をマ
イクロコンピュータ３０５内にあるＰＷＭ発生部３０６
および３０７からの信号で与え、正の高電圧を発生させ
る側のＰＷＭ１の動作をプログラムによって２〜５ｍｓ
ｅｃの周期でコントロールしても、高圧電源装置として
の回路はより簡単になる。
装置の回路構成ブロック図であり、スイッチング信号を
マイクロコンピュータで生成する場合を示す。図３に示
すように正の高電圧を発生するドライブトランジスタ３
０１と負の高電圧を発生するドライブトランジスタ３０
２に接続するスイッチング信号３０３および３０４をマ
イクロコンピュータ３０５内にあるＰＷＭ発生部３０６
および３０７からの信号で与え、正の高電圧を発生させ
る側のＰＷＭ１の動作をプログラムによって２〜５ｍｓ
ｅｃの周期でコントロールしても、高圧電源装置として
の回路はより簡単になる。
【００３１】図４は、本発明の第４の実施例の高圧電源
装置の回路構成ブロック図であり、帯電出力を分岐して
現像バイアス等の補助電位を生成する場合の出力電圧取
り出し状態を示す。図４に示すように、平滑用コンデン
サは、スイッチング周波数が高いので、容量を小さくす
ることができる。また、帯電出力の他に補助出力端子４
０１から現像バイアス等の補助電位出力を得る場合に
も、負の高圧ブロック１０２は常に動作しており、負の
高電圧出力−Ｖは直流であるため、補助出力端子４０１
の部分にはコンデンサＣは不要となり、部品点数が増え
るようなこともなく、開口部による出力端子の電圧も急
速に放電してしまい、安全上の問題がない。
装置の回路構成ブロック図であり、帯電出力を分岐して
現像バイアス等の補助電位を生成する場合の出力電圧取
り出し状態を示す。図４に示すように、平滑用コンデン
サは、スイッチング周波数が高いので、容量を小さくす
ることができる。また、帯電出力の他に補助出力端子４
０１から現像バイアス等の補助電位出力を得る場合に
も、負の高圧ブロック１０２は常に動作しており、負の
高電圧出力−Ｖは直流であるため、補助出力端子４０１
の部分にはコンデンサＣは不要となり、部品点数が増え
るようなこともなく、開口部による出力端子の電圧も急
速に放電してしまい、安全上の問題がない。
【００３２】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明の
高圧電源装置は以下に示す効果を有する。
高圧電源装置は以下に示す効果を有する。
【００３３】（１）第１の直流高電圧発生手段を第１の
スイッチング手段と第３のスイッチング手段とで制御す
ることによって、第１の直流高電圧出力は、第３のスイ
ッチング手段で発生されるスイッチング周波数によって
変調のかかった高電圧出力波形となり、従来のＡＣトラ
ンスによる出力電圧と等価な出力となる。このときの出
力波形はサイン波ではなく矩形波となるが、均一な帯電
は帯電電位の変化によってなされるので、帯電特性は従
来のサイン波と等価になり、従来の高圧電源装置と同様
の帯電特性が得られるという効果を有する。
スイッチング手段と第３のスイッチング手段とで制御す
ることによって、第１の直流高電圧出力は、第３のスイ
ッチング手段で発生されるスイッチング周波数によって
変調のかかった高電圧出力波形となり、従来のＡＣトラ
ンスによる出力電圧と等価な出力となる。このときの出
力波形はサイン波ではなく矩形波となるが、均一な帯電
は帯電電位の変化によってなされるので、帯電特性は従
来のサイン波と等価になり、従来の高圧電源装置と同様
の帯電特性が得られるという効果を有する。
【００３４】第１の実施例に示すように、正の高電圧出
力を発生する正の高圧ブロックと負の高電圧出力を発生
する負の高圧ブロックとを有し、かつ、これら高圧ブロ
ックは、周波数が２０〜５０ｋＨｚのスイッチング電源
として構成することによって、２つの昇圧トランスには
小型のフェライトコアを使用でき、トランス部分が２ブ
ロックとなっていても重量は鉄心コアを用いた従来構造
より格段に軽く、コイルの巻き数も少なくてすむため、
実装面積も広く必要としない。また、トランスの一次側
をドライブさせる回路も単にスイッチング回路となって
おれば良く、１つのスイッチングトランジスタと１つの
発振回路とで構成されるＲＣＣ方式のような、一般的な
スイッチング電源の回路で実現でき、従来のようにパワ
ーオペアンプを用いる必要がなくなる。このため回路が
簡単になり、低価格の高圧電源装置を実現することがで
きるという効果を有する。
力を発生する正の高圧ブロックと負の高電圧出力を発生
する負の高圧ブロックとを有し、かつ、これら高圧ブロ
ックは、周波数が２０〜５０ｋＨｚのスイッチング電源
として構成することによって、２つの昇圧トランスには
小型のフェライトコアを使用でき、トランス部分が２ブ
ロックとなっていても重量は鉄心コアを用いた従来構造
より格段に軽く、コイルの巻き数も少なくてすむため、
実装面積も広く必要としない。また、トランスの一次側
をドライブさせる回路も単にスイッチング回路となって
おれば良く、１つのスイッチングトランジスタと１つの
発振回路とで構成されるＲＣＣ方式のような、一般的な
スイッチング電源の回路で実現でき、従来のようにパワ
ーオペアンプを用いる必要がなくなる。このため回路が
簡単になり、低価格の高圧電源装置を実現することがで
きるという効果を有する。
【００３５】（２）第１ないし第３のスイッチング手段
の少なくとも１つをマイクロコンピュータからの制御信
号を受ける手段で実現することによって、第１ないし第
３のスイッチング手段の回路を簡単にすることができる
という効果を有する。
の少なくとも１つをマイクロコンピュータからの制御信
号を受ける手段で実現することによって、第１ないし第
３のスイッチング手段の回路を簡単にすることができる
という効果を有する。
【００３６】第２の実施例に示すように、正の高電圧出
力をオン・オフさせる制御信号発生部が不要となり、マ
イクロコンピュータが追加された構成となるが、マイク
ロコンピュータは、プリンタのエンジン部を制御するマ
イクロコンピュータの一部に取り込めることによって、
実際には制御信号発生部がない分だけ回路は簡単にな
り、低価格の高圧電源装置を実現することができるとい
う効果を有する。
力をオン・オフさせる制御信号発生部が不要となり、マ
イクロコンピュータが追加された構成となるが、マイク
ロコンピュータは、プリンタのエンジン部を制御するマ
イクロコンピュータの一部に取り込めることによって、
実際には制御信号発生部がない分だけ回路は簡単にな
り、低価格の高圧電源装置を実現することができるとい
う効果を有する。
【００３７】また、第３の実施例に示すように、第１の
実施例の制御信号発生部から発振回路までに相当する部
分をマイクロコンピュータ内のＰＷＭ発生部で実現して
スイッチング信号を生成し、第１の実施例のＣＯＮＴ＋
に相当する信号をマイクロコンピュータのプログラムで
実現することによっても、回路が簡単になり、第２の実
施例と同様、低価格の高圧電源装置を実現することがで
きるという効果を有する。
実施例の制御信号発生部から発振回路までに相当する部
分をマイクロコンピュータ内のＰＷＭ発生部で実現して
スイッチング信号を生成し、第１の実施例のＣＯＮＴ＋
に相当する信号をマイクロコンピュータのプログラムで
実現することによっても、回路が簡単になり、第２の実
施例と同様、低価格の高圧電源装置を実現することがで
きるという効果を有する。
【００３８】（３）第２の直流高電圧発生手段を第２の
スイッチング手段で制御することによって、第２の直流
高電圧発生手段は常に動作し、第２の直流高電圧出力は
直流電圧であり、補助出力回路を簡単にすることができ
るという効果を有する。
スイッチング手段で制御することによって、第２の直流
高電圧発生手段は常に動作し、第２の直流高電圧出力は
直流電圧であり、補助出力回路を簡単にすることができ
るという効果を有する。
【００３９】第４の実施例に示すように、正の高電圧出
力回路と負の高電圧出力回路の平滑用コンデンサは、ス
イッチング周波数が高いので、大きな容量は不要であ
る。また、帯電出力を分岐して補助出力端子から現像バ
イアス等の補助出力を得る場合でも、負の高圧ブロック
は常に動作しており、負の高電圧出力は直流であるた
め、補助出力回路にはコンデンサは不要となる。したが
って、補助出力回路のための実装スペースも小さくな
り、また開口部に高圧出力端子が出るような場合にも、
平滑回路のコンデンサの容量が小さいため、電圧は急速
に放電されてしまい、安全面の設計が容易になるという
効果を有する。
力回路と負の高電圧出力回路の平滑用コンデンサは、ス
イッチング周波数が高いので、大きな容量は不要であ
る。また、帯電出力を分岐して補助出力端子から現像バ
イアス等の補助出力を得る場合でも、負の高圧ブロック
は常に動作しており、負の高電圧出力は直流であるた
め、補助出力回路にはコンデンサは不要となる。したが
って、補助出力回路のための実装スペースも小さくな
り、また開口部に高圧出力端子が出るような場合にも、
平滑回路のコンデンサの容量が小さいため、電圧は急速
に放電されてしまい、安全面の設計が容易になるという
効果を有する。
【図１】本発明の第１の実施例の高圧電源装置の構成お
よび動作を示す図
よび動作を示す図
【図２】本発明の第２の実施例の高圧電源装置の回路構
成ブロック図
成ブロック図
【図３】本発明の第３の実施例の高圧電源装置の回路構
成ブロック図
成ブロック図
【図４】本発明の第４の実施例の高圧電源装置の回路構
成ブロック図
成ブロック図
【図５】従来例の接触帯電の帯電ローラと帯電ブラシの
構造を示す断面図
構造を示す断面図
【図６】従来例の接触帯電における帯電均一化のための
高圧出力波形図
高圧出力波形図
【図７】従来例の帯電均一化の回路構成ブロック図
１０１ 正の高圧ブロック １０２ 負の高圧ブロック １０３ 正の高圧制御ゲート １０４ 負の高圧制御ゲート １０５ 制御信号発生部 １０６、１０７ 発振回路 １０８、１０９ 整流平滑回路 １１０ 出力端子 １１１、１１２ ゲート出力 ２０１ マイクロコンピュータ ３０１、３０２ ドライブトランジスタ ３０３、３０４ スイッチング信号 ３０５ マイクロコンンピュータ ３０６、３０７ ＰＷＭ発生部 ４０１ 補助出力端子 ５０１ 金属シャフト ５０２ 導電性スポンジ ５０３ 金属支持体 ５０４ 導電性ブラシ ７０１ 発振回路 ７０２ パワーオペアンプ ７０３ 昇圧トランス ７０４ 直流バイアス生成回路 ７０５ 補助出力の整流平滑回路 ＣＯＮＴ＋ 制御信号発生部１０５の出力信号 ＣＯＮＴ＿ＩＮ 帯電出力全体を制御する制御信号 ＥＶ 一次側電源電圧 Ｔ１ 正の昇圧トランス Ｔ２ 負の昇圧トランス ＴＡ ＣＯＮＴ＿ＩＮがＬレベルの期間 ＴＢ ＣＯＮＴ＿ＩＮがＨレベルの期間 ＴＣ ＣＯＮＴ＋がＬレベルの期間 ＴＤ ＣＯＮＴ＋がＨレベルの期間 ＴＲ１、ＴＲ２ ドライブトランジスタ ＋Ｖ 正の高電圧出力 −Ｖ 負の高電圧出力 −Ｖ2 −Ｖに＋Ｖが加算されたときの出力
電圧
電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 スイッチング手段と昇圧トランスと整流
手段とを備える直流高電圧発生手段を有する高圧電源装
置において、 第１の直流高電圧発生手段と、第２の直流高電圧発生手
段と、前記第１の直流高電圧発生手段から第１の直流高
電圧を発生させるための第１のスイッチング手段と、前
記第２の直流高電圧発生手段から第２の直流高電圧を発
生させるための第２のスイッチング手段と、前記第１の
スイッチング手段の動作を制御する第３のスイッチング
手段と、前記第１の直流高電圧と前記第２の直流高電圧
とを加算する加算手段とを有することを特徴とする、高
圧電源装置。 - 【請求項２】 前記第１のスイッチング手段と、前記第
２のスイッチング手段と、前記第３のスイッチング手段
とのうちの、少なくとも１つが、自励発振手段を備える
ことを特徴とする、請求項１に記載の高圧電源装置。 - 【請求項３】 前記第１のスイッチング手段と、前記第
２のスイッチング手段と、前記第３のスイッチング手段
とのうちの、少なくとも１つが、マイクロコンピュータ
からの制御信号を受ける手段を備えることを特徴とす
る、請求項１に記載の高圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6099795A JP2689902B2 (ja) | 1994-05-13 | 1994-05-13 | 高圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6099795A JP2689902B2 (ja) | 1994-05-13 | 1994-05-13 | 高圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07308064A true JPH07308064A (ja) | 1995-11-21 |
| JP2689902B2 JP2689902B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=14256856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6099795A Expired - Lifetime JP2689902B2 (ja) | 1994-05-13 | 1994-05-13 | 高圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2689902B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7054574B2 (en) * | 2003-11-25 | 2006-05-30 | Xerox Corporation | Method for charging a photoreceptor to extend the life of a charge receptor in a xerographic printer |
| JP2017218076A (ja) * | 2016-06-09 | 2017-12-14 | 株式会社ミツバ | 車両用ランプ駆動装置及び車両用ランプ点灯システム |
| JP2018113766A (ja) * | 2017-01-11 | 2018-07-19 | キヤノン株式会社 | 高圧電源装置、画像形成装置 |
| JP2023095483A (ja) * | 2021-12-24 | 2023-07-06 | 株式会社ダイヘン | パルス電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04125064A (ja) * | 1990-09-17 | 1992-04-24 | Canon Inc | 電源装置 |
-
1994
- 1994-05-13 JP JP6099795A patent/JP2689902B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04125064A (ja) * | 1990-09-17 | 1992-04-24 | Canon Inc | 電源装置 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7054574B2 (en) * | 2003-11-25 | 2006-05-30 | Xerox Corporation | Method for charging a photoreceptor to extend the life of a charge receptor in a xerographic printer |
| JP2017218076A (ja) * | 2016-06-09 | 2017-12-14 | 株式会社ミツバ | 車両用ランプ駆動装置及び車両用ランプ点灯システム |
| WO2017212837A1 (ja) * | 2016-06-09 | 2017-12-14 | 株式会社ミツバ | 車両用ランプ駆動装置及び車両用ランプ点灯システム |
| JP2018113766A (ja) * | 2017-01-11 | 2018-07-19 | キヤノン株式会社 | 高圧電源装置、画像形成装置 |
| JP2023095483A (ja) * | 2021-12-24 | 2023-07-06 | 株式会社ダイヘン | パルス電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2689902B2 (ja) | 1997-12-10 |
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Legal Events
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