JPH10201230A

JPH10201230A - 直流高電圧電源の駆動回路

Info

Publication number: JPH10201230A
Application number: JP36007996A
Authority: JP
Inventors: Tomiichi Kobayashi; 富一小林; Masao Sakai; 雅雄酒井
Original assignee: NAGANO AICHI DENKI KK
Current assignee: NAGANO AICHI DENKI KK
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1996-12-27
Publication date: 1998-07-31

Abstract

(57)【要約】【目的】例えば、複写機に用いる直流高電圧電源の出
力電圧を、ＰＷＭ信号のデューティ比に対してリニアに
可変せしめることを目的とする。【構成】パワートランジスタ１９と昇圧トランスＴと
高電圧整流平滑回路２０を主体として構成された直流高
電圧電源において、パワートランジスタ１９のオン／オ
フ制御を、昇圧トランスＴのベース巻線Ｔ_Ｂに発生する
起電力を前記パワートランジスタ１９のベースに正帰還
する自励発振方式により行うようにしたことを特徴とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流高電圧電源の電圧
制御技術に関し、特に昇圧トランスとパワートランジス
タ及び高電圧整流平滑回路を主体として構成された自励
発振による直流高電圧電源の出力電圧を、ＰＷＭ信号の
デューティ比に応じてリニアに追従可能とした直流高電
圧電源の駆動回路の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、電子写真技術を応用した製品とし
て複写機（コピー），レーザープリンタ（ＬＢＰ），フ
ァックス（ＦＡＸ）等が普及してきた。前記電子写真技
術を応用した製品のうち複写機の像形成部を図２に示
す。図２において、１は感光体ドラムであり、２はコロ
ナ帯電器３により帯電した前記感光体ドラム１の表面に
潜像を形成する露光器であり、また、４は前記潜像を可
視像化する現像器であり、５は前記可視像を記録紙に転
写する転写器である。さらに、６は前記記録紙に転写さ
れた可視像を定着させる定着器であり、７は記録紙と感
光体ドラム１の分離および感光体ドラム１の残留電荷の
除電を行う除電器である。

【０００３】前記複写機において静電化像を形成するた
めには必ず直流高電圧電源が必要とされ、特に、図２に
示した複写機の像形成部において、コロナ帯電器，現像
器，転写器等に使用されている。

【０００４】そして、従来、例えば、複写機等画像形成
装置に使用する直流高電圧電源の駆動回路としては、図
６に示すようなものが使用されていた。図６において、
８は、昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉに直列に接続され
て、この昇圧トランスＴに電力を供給する直流電源を示
し、ｒ_１は後述するパルス幅変調回路９の出力端に接続
され、前記昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉへの印加電圧
をオン／オフするパワートランジスタ１０のベース電流
を設定するために挿入した抵抗である。また、ｒ_２は、
抵抗ｒ_１とパワートランジスタ１０のベースとの接続点
に接続されて、前記パワートランジスタ１０のコレクタ
・ベース間の漏れ電流およびベース・エミッタ間の蓄積
電荷をバイパス放電するために設けた抵抗であり、前記
パワートランジスタ１０の誤動作およびオフ動作の高速
化を図るためのものである。

【０００５】つづいて、１１は整流器Ｄ_１，Ｄ_２および
コンデンサＣ_１，Ｃ_２によって構成され、昇圧トランス
Ｔの出力巻線Ｔ_Ｏより出力される電圧を平滑する所謂倍
電圧方式の高電圧整流平滑回路を示し、Ｒは前記高電圧
整流平滑回路１１からの出力電圧によって制御される制
御対象物、例えば、複写機の像形成部における露光器等
の負荷である。

【０００６】次に、前記パルス幅変調回路９の構成を図
３により説明する。パルス幅変調回路９は、図３に示す
ように、一定の周期で発振される三角波発振回路１２
と、その三角波発振回路１２の出力電圧と比較される比
較電圧を生成する比較電圧生成回路１３と、前記三角波
発振回路１２および比較電圧生成回路１３から出力され
る２つの出力電圧を比較して、その比較結果に対応した
矩形状の電圧波を出力する電圧比較回路１４とを備えて
いる。

【０００７】前記三角波発振回路１２は、例えば、オー
プンコレクタ出力のコンパレータＣＰ１を備えており、
このコンパレータＣＰ１の非反転入力端子には、３つの
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒｘの一端がそれぞれ接続されてい
る。抵抗Ｒ１の他端は三角波発振回路１２の定電圧電源
Ｖｃｃに、抵抗Ｒ２の他端はＧＮＤに、抵抗Ｒｘの他端
はコンパレータＣＰ１の出力端子に、それぞれ接続され
ている。

【０００８】コンパレータＣＰ１の出力端子には、前記
抵抗Ｒｘおよび２つのプルアップ形の抵抗Ｒ３，Ｒｔの
一端がそれぞれ接続されており、また、抵抗Ｒ３の他端
は三角波発振回路１２の定電圧電源Ｖｃｃに、更に、抵
抗Ｒｔの他端はコンパレータＣＰ１の反転入力端子に、
それぞれ接続されている。コンパレータＣＰ１の反転入
力端子には、前記抵抗Ｒｔの他に、タイミングコンデン
サＣｔの一端も接続されており、このタイミングコンデ
ンサＣｔの他端はＧＮＤと接続されている。

【０００９】そして、次式（１），（２）に示すよう
に、前記三角波発振回路１２のコンパレータＣＰ１の非
反転入力端子には、コンパレータＣＰ１からの出力が
“Ｈ”の時にはＶ’_ＳＨ［Ｖ］の電圧が印加され、コン
パレータＣＰ１からの出力が“Ｌ”の時にはＶ’
_ＳＬ［Ｖ］の電圧が印加される。

【００１０】

【数１】

【００１１】次に、この三角波発振回路１２の発振動作
について説明する。コンパレータＣＰ１からの出力が
“Ｈ”の時には、タイミングコンデンサＣｔはプルアッ
プ形の抵抗Ｒ３と抵抗Ｒｔを介して充電され、徐々に、
その端子間電圧が上昇する。この時、コンパレータＣＰ
１の非反転入力端子にはＶ’_ＳＨ［Ｖ］の電圧が印加さ
れているので、充電によりタイミングコンデンサＣｔの
端子間電圧がＶ’_ＳＨ［Ｖ］を越えるまでは、コンパレ
ータＣＰ１は“Ｈ”出力を維持する。そして、タイミン
グコンデンサＣｔの端子間電圧がＶ’_ＳＨ［Ｖ］を越え
ると、コンパレータＣＰ１の出力は“Ｈ”から“Ｌ”に
反転する。

【００１２】コンパレータＣＰ１の出力が“Ｌ”になる
と、抵抗ＲｔとコンパレータＣＰ１を介して、タイミン
グコンデンサＣｔの放電が開始される。この放電に伴
い、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子にはＶ’_ＳＬ
［Ｖ］の電圧が印加される。このため、タイミングコン
デンサＣｔの端子間電圧が放電によってＶ’_ＳＬ［Ｖ］
より低くなるまでは、コンパレータＣＰ１の“Ｌ”出力
は維持される。タイミングコンデンサＣｔの端子間電圧
がＶ’_ＳＬ［Ｖ］より低くなると、コンパレータＣＰ１
の出力は“Ｌ”から“Ｈ”に反転し、再びタイミングコ
ンデンサＣｔの充電が開始される。

【００１３】前記のように、タイミングコンデンサＣｔ
は、一定の周期で充放電を繰り返し、その端子間電圧は
三角波状の電圧波となる。この電圧波の最大値はＶ’
_ＳＨ［Ｖ］であり、最小値はＶ’_ＳＬ［Ｖ］である。そ
して、この三角波状の電圧波が三角波発振回路１２の出
力電圧として、後述する電圧比較回路１４に入力され
る。

【００１４】図３に示す比較電圧生成回路１３は、定電
圧電源ＶｃｃとＧＮＤ間に接続された可変抵抗ＶＲと、
その可変抵抗ＶＲから出力される出力電圧を安定させる
コンデンサＣＩとを備えている。可変抵抗ＶＲの摺動子
Ｓを移動操作（本図では上下）すると、この比較電圧生
成回路１３から出力される比較電圧の値が可変される。
即ち、可変抵抗ＶＲの摺動子Ｓを上側に移動すると比較
電圧値は上昇し、可変抵抗ＶＲの摺動子Ｓを下側に移動
すると比較電圧値は下降するのである。

【００１５】また、前記電圧比較回路１４は、オープン
コレクタ出力のコンパレータＣＰ２と、そのプルアップ
抵抗Ｒ４とを備えている。コンパレータＣＰ２の反転入
力端子には三角波発振回路１２の出力電圧が印加され、
非反転入力端子には比較電圧生成回路１３の比較電圧が
印加される。よって、比較電圧生成回路１３の比較電圧
が三角波発振回路１２の出力電圧より高い場合には、電
圧比較回路１４のＰＷＭ端子からは“Ｈ”の出力が行わ
れ、逆に、低い場合には“Ｌ”の出力が行われる。

【００１６】このようにパルス幅変調回路９から出力さ
れる電圧波は“Ｈ”または“Ｌ”の矩形波となり、その
周波数は三角波発振回路１２の出力電圧の周波数と一致
する。また、パルス幅変調回路９から出力される電圧波
のデューティ比は、比較電圧生成回路１３によって生成
される比較電圧を上下することにより変更される。即
ち、比較電圧を上げると、パルス幅変調回路９から出力
される矩形波のデューティ比は大きくなり、逆に、比較
電圧を下げると、その矩形波のデューティ比は小さくな
る。

【００１７】このように、所定のデューティ比に調節さ
れた“Ｈ”および“Ｌ”の電圧値を有するＰＷＭ信号
は、パルス幅変調回路９の出力端から図６に示す抵抗ｒ
_１を介してパワートランジスタ１０のベースに入力され
る。そして、前記パワートランジスタ１０は、抵抗ｒ_１
を介してベースに入力した電圧値が“Ｈ”の時はオン
し、“Ｌ”の時はオフする。

【００１８】その結果、昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉ
には、パワートランジスタ１０のオン時、このパワート
ランジスタ１０のベースに流れる電流値によって制御さ
れるコレクタ電流が流れるため、前記昇圧トランスＴの
出力巻線Ｔ_Ｏには、所定の巻数比に従って昇圧され、か
つ、前記パワートランジスタ１０のオン時間に比例し
た、言い換えれば、ＰＷＭ信号のデューティ比に比例し
た電圧値が誘起される。この後、前記出力巻線Ｔ_Ｏの出
力電圧は、高電圧整流平滑回路１１により平滑され、複
写機等の像形成部を構成する露光器等、制御対象物であ
る負荷Ｒを制御する。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の直流高電圧電源の駆動回路においては、外部からの
駆動信号（ＰＷＭ信号）によりパワートランジスタ１０
を直接駆動する、いわゆる他励発振回路方式が採用され
ているため、昇圧トランスＴおよび前記高電圧整流平滑
回路１１と負荷Ｒの条件により定まる共振周波数とＰＷ
Ｍ信号の周波数が一致せず、そのため寄生振動してしま
い、騒音が生じることがあった。

【００２０】また、湿度や温度変化に伴い負荷変動が生
じた場合などには、出力巻線Ｔ_Ｏの出力電圧波形にスパ
イク電圧やリンギング電圧が多量に発生して、その波形
には乱れが生じていた。特に、スパイク電圧は、その大
きさがそのまま出力巻線Ｔ_Ｏの出力電圧に加算されるた
め、出力巻線Ｔ_Ｏの出力電圧は、前記ＰＷＭ信号のデュ
ーティ比に対し、リニア（正比例）の関係にならず、出
力できるデューティ比の可変範囲が限定されるばかり
か、選択されたデューティ比によっては、前記スパイク
電圧やリンギング電圧が昇圧トランスＴへの供給電圧と
干渉して入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電流が過電流になること
もあり、制御対象物である、例えば、複写機の露光器等
の負荷制御は不安定なものとなっていた。このため、前
記スパイク電圧等を除去するために昇圧トランスＴの入
力巻線Ｔ_Ｉと並列にスナバ回路を挿設して対応していた
ので、装置自体が大型化すると共に、部品点数が増加す
るため不経済であった。

【００２１】本発明は、前記の課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的は昇圧トランスと高電圧整流平滑回
路よりなる昇圧回路の共振周波数と、ＰＷＭ信号の周波
数との干渉による不安定動作を排除し、ＰＷＭ信号に対
し直流高電圧の出力電圧をリニアに変化させることによ
り、スナバ回路の使用を省略した小形で安価な直流高電
圧電源の駆動回路を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１に示す本発明の
直流高電圧電源の駆動回路は、直流電源により駆動さ
れ、入力巻線と出力巻線及びベース巻線を有し、その出
力巻線から交流高電圧を出力する昇圧トランスと、前記
出力巻線に接続された整流器及びコンデンサより成る高
電圧整流平滑回路と、前記昇圧トランスの入力巻線への
印加電圧をオン／オフするパワートランジスタと、前記
昇圧トランスのベース巻線とパワートランジスタのベー
ス間に介挿した電流制御手段により前記パワートランジ
スタのベース電流を制限して、前記昇圧トランスおよび
高電圧整流平滑回路よりなる昇圧回路の共振周波数とパ
ワートランジスタのオン／オフタイミングを一致させる
同期駆動回路と、前記電流制御手段を制御する制御回路
とを備えて構成したことを特徴とする。

【００２３】請求項２に示す直流高電圧電源の駆動回路
においてパワートランジスタのベース電流を制限する電
流制御手段は、接合形トランジスタと、前記接合形トラ
ンジスタのコレクタと昇圧トランスのベース巻線との間
に介挿した抵抗とコンデンサよりなることを特徴とす
る。

【００２４】請求項３に示す直流高電圧電源の駆動回路
におけるＰＷＭ信号のデューティ比に対応する電流制御
手段の電流制限値は、抵抗とコンデンサによる１次ロー
パスフィルタによるシリアルＤＡ変換回路によって生成
したＰＷＭ信号のデューティ比に応じたアナログ信号電
圧によって、接合形トランジスタのコレクタ電流の飽和
値を制御することにより設定するようにしたことを特徴
とする。

【００２５】請求項４に示す直流高電圧電源の駆動回路
における同期駆動回路は、前記昇圧トランスのベース巻
線に発生する起電力を、コンデンサ，抵抗および接合形
トランジスタを介して前記パワートランジスタのベース
に正帰還するように構成した自励発振回路からなり、Ｐ
ＷＭ信号の周波数と無関係に設定可能としたことを特徴
とする。

【００２６】

【作用】請求項１記載の直流高電圧電源の駆動回路によ
れば、直流電源により駆動され、入力巻線と出力巻線及
びベース巻線を有し、その出力巻線から交流高電圧を出
力する昇圧トランスと、前記出力巻線に接続された整流
器及びコンデンサより成る高電圧整流平滑回路と、前記
昇圧トランスの入力巻線への印加電圧をオン／オフする
パワートランジスタと、前記昇圧トランスのベース巻線
とパワートランジスタのベース間に介挿した電流制御手
段により前記パワートランジスタのベース電流を制限し
て、前記昇圧トランスおよび高電圧整流平滑回路よりな
る昇圧回路の共振周波数とパワートランジスタのオン／
オフタイミングを一致させる同期駆動回路と、前記電流
制御手段を制御する制御回路とを備えて構成したので、
外部より与えられるＰＷＭ信号のデューティ比に応じ
て、前記電流制御手段の電流制限値をリニアに可変する
ことが可能となり、この結果、前記直流高電圧の出力電
圧をリニアに変化させることができ、前記ＰＷＭ信号の
デューティ比の可変範囲を拡大できると共に、入力巻線
に流れる電流値が過電流になることを良好に阻止するこ
とができる。

【００２７】請求項２記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、パワートランジスタのベース電流を制限する
電流制御手段として、接合形トランジスタと、前記接合
形トランジスタのコレクタと昇圧トランスのベース巻線
との間に介挿した抵抗とコンデンサにより構成したの
で、前記パワートランジスタのベース電流を容易に制限
することが可能となる。

【００２８】請求項３記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、ＰＷＭ信号のデューティ比に対応する電流制
御手段の電流制限値を、抵抗とコンデンサによる１次ロ
ーパスフィルタによるシリアルＤＡ変換回路によって生
成したＰＷＭ信号のデューティ比に応じたアナログ信号
電圧によって、接合形トランジスタのコレクタ電流の飽
和値を制御することにより設定するようにした直流高電
圧電源の出力電圧値の大きさを、ＰＷＭ信号のデューテ
ィ比を可変させることにより容易に設定することができ
る。

【００２９】請求項４記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、同期駆動回路を、前記昇圧トランスのベース
巻線に発生する起電力を、コンデンサ，抵抗および接合
形トランジスタを介して前記パワートランジスタのベー
スに正帰還する自励発振回路とすることにより、昇圧回
路の共振周波数とパワートランジスタのオン／オフタイ
ミングが一致して、所謂ゼロボルトスイッチング（ＺＶ
Ｓ）動作が可能となり、その結果、寄生振動および騒音
の発生を防止することができ、また、前記共振周波数と
ＰＷＭ信号周波数の干渉による不安定動作の解消が可能
となり、さらに、出力電圧波形にはスパイク電圧が発生
しないので、該スパイク電圧を除去するためのスナバ回
路が不要となる等、性能の向上，小型化が達成でき非常
に経済的である。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の直流高電圧電源の駆動回路を
複写機に使用した場合の実施例について説明する。な
お、従来の直流高電圧電源の駆動回路と同一構造をなす
部分については、同一記号を付して説明する。図１にお
いて８は、昇圧トランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉに直列に挿入
され、昇圧トランスＴに電力を供給する直流電源を示
し、１５は直流電源８に並列に挿設した抵抗ｒ_３，
ｒ_４，ｒ_５，ｒ_６及びトランジスタ１６と、前記抵抗ｒ
_６とトランジスタ１６の接続点ｘに一方端を接続してな
る抵抗ｒ_７と、前記抵抗ｒ_７の他方端に一方端を接続
し、他方端を直流電源の負極側に接続したコンデンサＣ
_３とによって構成された制御回路であり、９は前記制御
回路１５の抵抗ｒ_３とｒ_４の接続点に出力端を接続した
パルス幅変調回路である。

【００３１】１７は前記昇圧トランスＴのベース巻線Ｔ
_Ｂと、一方端を前記ベース巻線Ｔ_Ｂに接続するコンデン
サＣ_４と、そのコンデンサＣ_４の他方端に一方端を接続
してなる抵抗ｒ_８と、前記抵抗ｒ_８の他方端にコレクタ
を接続する接合形トランジスタ１８より構成される同期
駆動回路であり、１９は前記接合形トランジスタ１８の
エミッタにベースを接続し、コレクタに昇圧トランスＴ
の入力巻線Ｔ_Ｉの他端を接続してなるパワートランジス
タである。

【００３２】２０は入力巻線Ｔ_Ｉ，ベース巻線Ｔ_Ｂ，出
力巻線Ｔ_Ｏよりなる昇圧トランスＴの出力端に接続さ
れ、前記昇圧トランスＴの出力電圧・電流を平滑するコ
ンデンサＣ_５，Ｃ_６と整流器Ｄ_３，Ｄ_４及び抵抗ｒ_９を
具備して構成した倍電圧方式の高電圧整流平滑回路であ
る。また、Ｒは図６に示した従来例同様、前記高電圧整
流平滑回路２０の出力電圧により駆動制御される制御対
象物、即ち、複写機の像形成部を構成する露光器等の負
荷である。

【００３３】つづいて、図１に示す直流高電圧電源の駆
動回路の動作について説明する。まず、図３に示したパ
ルス幅変調回路９から所定のデューティ比に調節された
“Ｈ”および“Ｌ”の電圧値を有するＰＷＭ信号が、図
１に示す制御回路１５のトランジスタ１６のベースに入
力されると、トランジスタ１６は前記ＰＷＭ信号が
“Ｈ”の時オンし、“Ｌ”の時オフする。トランジスタ
１６がオンすると、そのコレクタにはコレクタ電流
Ｉ_Ｃ”が流れ、この時、前記抵抗ｒ_６と抵抗ｒ_７の接続
点ｘの電位は０［Ｖ］に非常に近い値となるため、抵抗
ｒ_７とコンデンサＣ_３の直列回路の両端電圧も非常に小
さくなり、その結果、前記コンデンサＣ_３に蓄えられる
電荷は少なくなる。

【００３４】また、トランジスタ１６のベースに入力さ
れるＰＷＭ信号が“Ｌ”の時には、前記トランジスタ１
６はオフされるため、前記トランジスタ１６のコレクタ
には電流が流れず、前記抵抗ｒ_６と抵抗ｒ_７の接続点ｘ
の電位は０［Ｖ］に比して高い値、具体的には直流電源
８の電圧値と同一の電圧値となり、その結果、前記抵抗
ｒ_７とコンデンサＣ_３の直列回路の両端電圧も上昇する
ため、抵抗ｒ_７を流れる電流が増大し、その結果、コン
デンサＣ_３に蓄わえられる電荷の量も大きくなる。つま
り、パルス幅変調回路９からトランジスタ１６のベース
に入力されるＰＷＭ信号の電圧波形が図４の（ａ）に示
す波形から、同図（ｃ）に示す波形のようにオフ時間
（ｔ_２−ｔ_１）が長くなるにしたがって、制御回路１５
のコンデンサＣ_３に蓄えられた電荷の量も、図４の
（ｂ）に示す少量のものから同図（ｄ）に示すように増
加していく。

【００３５】そして、コンデンサＣ_３に蓄えられた電荷
量はそのまま接合形トランジスタ１８のベース電流
Ｉ_Ｂ’となり、この接合形トランジスタ１８のコレクタ
電流Ｉ_Ｃ’の最大値（飽和値）を制御する。つまり、制
御回路１５はＰＷＭ信号のデューティー比に応じて、リ
ニアに接合形トランジスタ１８のコレクタ電流の飽和値
の制御動作を行うものである。

【００３６】次に、パワートランジスタ１９の初期動作
について説明する。初期時においては、昇圧トランスＴ
に電流は流れていないので、昇圧トランスＴのベース巻
線Ｔ_Ｂには起電力が発生しておらず、従って、パワート
ランジスタ１９は接合形トランジスタ１８のベース電流
Ｉ_Ｂ’によってオンを開始する。具体的には、前記ＰＷ
Ｍ信号に応じて流れ込む接合形トランジスタ１８のベー
ス電流Ｉ_Ｂ’は、エミッタを介してパワートランジスタ
１９のベース電流Ｉ_Ｂ＝Ｉ_Ｂ’となり、これによりパワ
ートランジスタ１９が僅かにオン状態となる。

【００３７】この僅かなオン状態により、昇圧トランス
Ｔの入力巻線Ｔ_Ｉには直流電源８より電流Ｉ_Ｃが流れ、
それにより昇圧トランスＴのベース巻線Ｔ_Ｂに起電力が
発生する。そして、前記のようにベース電流Ｉ_Ｂ’を受
けてオン状態となっている接合形トランジスタ１８を介
して、ベース巻線Ｔ_Ｂに発生する起電力と抵抗ｒ_８およ
び接合形トランジスタ１８のコレクタ電流飽和値により
定まる電流が、パワートランジスタ１９のベースに入力
される。

【００３８】そして、前記パワートランジスタ１９はベ
ース電流Ｉ_Ｂ（＝Ｉ_Ｅ’）が供給されると一層のオン状
態となり、この状態が加速されてパワートランジスタ１
９は急速にオン状態に達する。この結果、パワートラン
ジスタ１９のコレクタには電流Ｉ_Ｃが昇圧トランスＴの
入力巻線Ｔ_Ｉのインダクタンスおよび負荷Ｒにより定ま
る傾きで、図５の（ａ）に記載した（イ）で示すように
増加していく。この時、パワートランジスタ１９のコレ
クタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥは、図５の（ｂ）で示す
（ロ）のように０［Ｖ］付近まで下降し、また、入力巻
線Ｔ_Ｉの両端電圧は図５の（ｃ）で示す（ハ）のように
一定値となっている。ここで、前記パワートランジスタ
１９のベース電流Ｉ_Ｂは、前記ＰＷＭ信号のデューティ
比に対してリニアに制御される接合形トランジスタ１８
のコレクタ電流Ｉ_Ｃの飽和値により定まるので、やがて
パワートランジスタ１９は飽和動作領域に入り、コレク
タ電流Ｉ_Ｃは増加しなくなる。つまりＩ_Ｃ＝Ｉ_Ｂ×ｈｆ
ｅ（ｈｆｅ：パワートランジスタの電流増幅率）になる
とコレクタ電流Ｉ_Ｃは変化しなくなる。

【００３９】すると、入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電流Ｉ_Ｃに
より励磁されるベース巻線Ｔ_Ｂの電圧値は、図５の
（ｄ）で示す（ニ）のように急下降するため、それに伴
って、接合形トランジスタ１８のコレクタ電流Ｉ_Ｃ’も
減少し、これによってパワートランジスタ１９のベース
電流Ｉ_Ｂも減少していく。パワートランジスタ１９のベ
ース電流Ｉ_Ｂが減少すると、当然パワートランジスタ１
９のコレクタ電流Ｉ_Ｃの飽和値も減少するため、前記パ
ワートランジスタ１９のコレクタ電流Ｉ_Ｃは図５の
（ａ）で示す（ホ）のように０に近づいていき、その結
果、入力巻線Ｔ_Ｉの両端電圧も図５の（ｃ）で示す
（ヘ）のように下降する。

【００４０】この結果、さらにベース巻線Ｔ_Ｂの両端電
圧が急速に下降していき、パワートランジスタ１９のコ
レクタ電流Ｉ_Ｃが減少して、以後前記動作を繰り返すこ
とにより、ついには、前記ベース巻線Ｔ_Ｂの両端電圧は
負の値をとるようになる。その時、制御回路１５から接
合形トランジスタ１８のベースに供給されていたベース
電流Ｉ_Ｂ’は、前記ベース巻線Ｔ_Ｂに発生した負の電圧
により接合形トランジスタ１８のベースからコレクタを
介して吸い込まれるため、前記接合形トランジスタ１８
のエミッタには電流が流れることがなくなり、パワート
ランジスタ１９のベース電流Ｉ_Ｂはゼロとなって、パワ
ートランジスタ１９は急速にオフ状態となる。つまり、
前記パワートランジスタ１９のオフタイミングは昇圧ト
ランスＴの入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電流Ｉ_Ｃの値がパワー
トランジスタ１９のコレクタ電流飽和値に達した時点で
開始され、急速にオフ状態に至る。

【００４１】このオフ状態は、オフ直前に昇圧トランス
Ｔの自己インダクタンスＬに蓄積された電磁エネルギー
（ＬＩ^２／２）（Ｉ：入力巻線Ｔ_Ｉに流れる電流Ｉ_Ｃの
実効電流）の放電に伴い、昇圧トランスＴのベース巻線
Ｔ_Ｂに発生している負の起電力が減少した結果、抵抗ｒ
_８を介して前記接合形トランジスタ１８のコレクタから
ベースに流れ込む負の電流に対して、前記ＰＷＭ信号に
応動して抵抗ｒ_７から接合形トランジスタ１８のベース
に流れ込む電流Ｉ_Ｂ’が大きくなって、パワートランジ
スタ１９のベースに正極性のベース電流Ｉ_Ｂが流れ始め
るまで持続される。

【００４２】パワートランジスタ１９のベースに正極性
のベース電流Ｉ_Ｂが流れ始めると、上述の初期時におけ
るパワートランジスタ１９のオン状態と同一の状態とな
り、以下パワートランジスタはオン／オフ動作を繰り返
し、自励発振動作を行う。

【００４３】前記一連の動作は次式に示すトランスのア
ンペアターンの法則により、パワートランジスタ１９の
ベース電流Ｉ_ＢをＰＷＭ信号のデューティ比に対しリニ
アに制御される接合形トランジスタ１８のコレクタ電流
Ｉ_Ｃ’の飽和値によってコントロールすることにより、
出力巻線Ｔ_Ｏに流れる電流Ｉ_Ｏの最大値をコントロール
するというものである。

【００４４】

【数２】

【００４５】ここで、Ｎ_Ｏ：出力巻線Ｔ_Ｏの巻数Ｉ_Ｏ：出力巻線Ｔ_Ｏに流れる電流Ｎ_Ｉ：入力巻線Ｔ_Ｉの巻数をそれぞれ示す。

【００４６】したがって、図１に示した本発明の直流高
電圧電源の駆動回路は、外部からのＰＷＭ信号のデュー
ティ比によって直流高電圧電源の出力電圧値を制御し、
また、パワートランジスタのオン／オフタイミングは、
ベース巻線に発生する起電力を、前記パワートランジス
タのベースに正帰還して決定する自励発振回路として構
成することにより、出力電圧値は前記ＰＷＭ信号のデュ
ーティ比に対してリニアに追従するとともに、昇圧回路
の共振周波数とＰＷＭ信号周波数の干渉による不安定動
作を解消できる。

【００４７】

【発明の効果】本発明は、以上説明した通りであるの
で、次に示すような効果を奏する。請求項１記載の直流
高電圧電源の駆動回路によれば、昇圧トランスと整流器
及びコンデンサよりなる高電圧整流平滑回路よりなる昇
圧回路の共振周波数と、前記入力巻線に印加される電圧
をオン／オフするパワートランジスタのオン／オフタイ
ミングとを一致させると共に、前記パワートランジスタ
のベース電流を制御する電流制御手段を、外部からのＰ
ＷＭ信号により駆動される制御回路により制御すること
により、前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて、前記
電流制御素子の電流制限値をリニアに可変して、前記直
流高電圧の出力電圧をリニアに変化させることができ、
それにより前記ＰＷＭ信号のデューティ比の可変範囲を
拡大できると共に、入力巻線に流れる電流値が過電流に
なることもない。

【００４８】請求項２記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、前記電流制御手段を、接合形トランジスタ
と、前記接合形トランジスタのコレクタと昇圧トランス
のベース巻線との間に介挿した抵抗とコンデンサにより
構成したので、前記パワートランジスタのベース電流を
容易に制限することが可能となる。

【００４９】請求項３記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、ＰＷＭ信号のデューティ比に対応する電流制
御手段の電流制限値を、抵抗とコンデンサによる１次ロ
ーパスフィルタによるシリアルＤＡ変換回路によって生
成したＰＷＭ信号のデューティ比に応じたアナログ信号
電圧によって、接合形トランジスタのコレクタ電流の飽
和値を制御することにより設定するようにした直流高電
圧電源の出力電圧値の大きさを、ＰＷＭ信号のデューテ
ィ比を可変させることにより容易に設定することができ
る。

【００５０】請求項４記載の直流高電圧電源の駆動回路
によれば、同期駆動回路を、前記昇圧トランスのベース
巻線に発生する起電力を、コンデンサ，抵抗および接合
形トランジスタを介して前記パワートランジスタのベー
スに正帰還する自励発振回路とすることにより、昇圧回
路の共振周波数とパワートランジスタのオン／オフタイ
ミングが一致して、所謂ゼロボルトスイッチング（ＺＶ
Ｓ）動作が可能となり、その結果、寄生振動および騒音
の発生を防止することができ、また、前記共振周波数と
ＰＷＭ信号周波数の干渉による不安定動作の解消が可能
となり、さらに、出力電圧波形にはスパイク電圧が発生
しないので、該スパイク電圧を除去するためのスナバ回
路が不要となる等、性能の向上，小型化が達成でき非常
に経済的である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直流高電圧電源の駆動回路の実施例を
示す回路構成図である。

【図２】複写機等の像形成部を概略的に示す構成図であ
る。

【図３】パルス幅変調回路を示す図である。

【図４】ＰＷＭ信号のオン／オフタイミングとコンデン
サに蓄えられる電荷量との関係を示す波形図である。

【図５】パワートランジスタのコレクタ電流とコレクタ
・エミッタ間電圧と入力巻線Ｔ_Ｉの両端電圧およびベー
ス巻線Ｔ_Ｂの両端電圧の波形対照図である。

【図６】従来の直流高電圧電源の駆動回路の実施例を示
す回路構成図である。

【符号の説明】

８直流電源９パルス幅変調回路１０，１９パワートランジスタ１５制御回路１７同期駆動回路１８接合形トランジスタ１１，２０高電圧整流平滑回路Ｔ昇圧トランスＲ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源により駆動され、その出力から
直流高電圧を出力する昇圧方式のスイッチング直流高電
圧電源の駆動回路において、入力巻線と出力巻線及びベ
ース巻線を有し、その出力巻線から交流高電圧を出力す
る昇圧トランスと、前記出力巻線に接続された整流器及
びコンデンサより成る高電圧整流平滑回路と、前記昇圧
トランスの入力巻線への印加電圧をオン／オフするパワ
ートランジスタと、前記昇圧トランスのベース巻線とパ
ワートランジスタのベース間に挿設した電流制御手段を
具備して前記パワートランジスタのベース電流を制限
し、前記昇圧トランスおよび高電圧整流平滑回路よりな
る昇圧回路の共振周波数と前記パワートランジスタのオ
ン／オフタイミングを一致させるように構成した同期駆
動回路と、前記電流制御手段を制御する制御回路とを備
え、前記制御回路は外部より与えられるＰＷＭ信号のデ
ューティ比に応じて、前記電流制御手段の電流制限値を
リニアに可変して、直流高電圧の出力電圧をリニアに変
化させるように構成したことを特徴とする直流高電圧電
源の駆動回路。
【請求項２】前記パワートランジスタのベース電流を
制限する電流制御手段は、接合形トランジスタと、前記
接合形トランジスタのコレクタと昇圧トランスのベース
巻線との間に挿設した抵抗及びコンデンサとにより構成
したことを特徴とする請求項１記載の直流高電圧電源の
駆動回路。
【請求項３】前記ＰＷＭ信号のデューティ比に対応す
る電流制御手段の電流制限値は、抵抗とコンデンサによ
る１次ローパスフィルタによるシリアルＤＡ変換回路に
よって生成したＰＷＭ信号のデューティ比に応じたアナ
ログ信号電圧によって、接合形トランジスタのコレクタ
電流の飽和値を制御することにより設定するようにした
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の直流高
電圧電源の駆動回路。
【請求項４】前記同期駆動回路は、前記昇圧トランス
のベース巻線に発生する起電力を、コンデンサ，抵抗お
よび接合形トランジスタを介して前記パワートランジス
タのベースに正帰還するように構成した自励発振回路か
らなり、ＰＷＭ信号の周波数と無関係に設定可能とした
ことを特徴とする請求項１ないし３記載の直流高電圧電
源の駆動回路。