JPH07308100A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 速度演算部によって算出された誘導電動機の
回転角周波数信号ω_nを基に各種周波数演算信号又は励
磁分電流演算信号を得、これらの演算信号を用いて有効
な誘導電動機の制御装置を得る。 【構成】 誘導電動機９の励磁分電流指令Ｉ₀と、トル
ク分電流指令Ｉ_tを基に演算処理し、この演算信号を基
にインバータ７を制御して誘導電動機９を制御する誘導
電動機の制御装置において、速度演算部１１によって算
出された誘導電動機の回転角周波数信号ω_nを基に各種
周波数演算信号又は励磁分電流演算信号を得、これらの
演算信号を用いて演算制御するとともに、弱め界磁制御
を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機の制御装置に
係り、特に電池電源等を用いる誘導電動機の制御装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機を高速に制御する方式として
ベクトル制御が実用化されている。これを実現した電力
変換装置はサイクロコンバータか電流形インバータであ
り、電流マイナーループをもち、一次電流をトルク分電
流と磁束分電流に分けて制御する方式である。

【０００３】電力用変換装置はトランジスタの大容量化
・低コスト化によって、ＰＷＭインバータが多く用いら
れるようになった。しかし、ＰＷＭインバータは電圧源
であるため電流マイナーループをつけて見掛け上制御電
流源（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＣｕｒｒｅｎｔ Ｓｏｕｒ
ｃｅ：ＣＣＳ）とし従来からの制御理論が用いられてい
る。

【０００４】一方、この間、誘導機の高速制御に関する
理論は多く研究がなされ、電力変換装置を考慮した種々
の方式が提案されている。制御電圧源（Ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ：ＣＶＳ）は、
ＣＣＳの電源も、もともと電圧形であることから、電圧
を直接制御量としようとする方式であり、既に実用化さ
れている。

【０００５】図７は従来の誘導電動機の制御装置におけ
る定出力制御付のベクトル制御の構成を示すもので、１
はトルク分電流指令部、２はベクトル演算部、３は座標
変換部、４ａ〜４ｃは加減算器、５ａ，５ｂは比例制御
演算器、６は反転増幅器、７はＰＷＭインバータ、８
ａ，８ｂは電流検出器、９は誘導電動機（ＩＭ）、１０
はパルスエンコーダ、１１は速度演算部、１２は励磁電
流演算部である。

【０００６】トルク分電流指令部１はトルク設定値信号
を入力としてトルク分電流指令信号Ｉ_Tを出力する。ベ
クトル演算部２は励磁電流指令信号Ｉ₀、トルク分電流
指令信号Ｉ_Tおよび回転角周波数信号ω_nを入力としてＩ
₁＝（Ｉ₀ ²＋Ｉ_T ²）^1/2，φ＝ｔａｎ^-1（Ｉ_T／Ｉ₀），す
べり角周波数ω_S＝（Ｉ_T／Ｉ₀）・（１／τ₂），一次角
周波数ω₀＝ω_n＋ω_sおよびω_oｔ＝∫ω₀ｄｔの演算を
行う。座標変換部３はＩ₁，φ，ω_oｔを入力として座標
変換してＩ_a＝Ｉ₁ｓｉｎ（ω_oｔ＋φ）およびＩ_b＝Ｉ₁
ｓｉｎ｛ω₀ｔ＋φ−（２／３）π｝を求める。

【０００７】座標変換部３による電流信号Ｉ_a，Ｉ_bは加
減算器４ａ，４ｂによって、電流検出器によって検出さ
れたＰＷＭインバータ７の出力電流検出信号と加減算さ
れ、その偏差信号を電流アンプ５ａ，５ｂで比例積分し
て電圧指令信号Ｖ_a，Ｖ_bを得るとともに、これらの電圧
指信号を加減算器４ｃで加減算し、その加算信号を反転
増幅器６を通して電圧指令信号Ｖ_cを得る。速度演算部
１１はパルスエンコーダ１０による誘導電動機９の速度
検出信号を基に演算して回転角周波数ω_nを出力する。

【０００８】速度演算部１１の出力段に励磁分電流指令
演算部１２を設け励磁分電流指令Ｉ₀をベクトル演算部
２に入力するとともに、誘導電動機９の回転角周波数ω
_nをベクトル演算部２に入力する。励磁分電流指令演算
部１２は速度演算部１１の検出信号である回転角周波数
ω_nを基にＩ₀＝Ｉ_ON（ω_nb／ω_n）の演算を実行する。
ここで、Ｉ_ONは励磁分定格電流である。

【０００９】図７の誘導電動機の制御装置において、一
次周波数に同期して回転するｄ−ｑ軸上で、定常状態の
モータ電圧は、 （Ｖ_1d＝ｒ₁ｉ_1d−ω₀Ｌ_σｉ_1q，Ｖ_1q＝ｒ₁ｉ_1q＋ω₀Ｌ₁ｉ_1d）…（１） ここで、Ｖ_id，Ｖ_iqは一次電圧、ｉ_1d，ｉ_1qは一次電
流、ω₀は一次角周波数、Ｌ₁は一次インダクタンス、Ｌ
₂は二次インダクタンス、Ｍは励磁インダクタンス、Ｌ
_σ＝Ｌ₁−Ｍ²／Ｌ₂、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂は二次抵抗で
ある。

【００１０】二次磁束は、 （λ_2d＝Ｍ_i1d，λ_2q＝０）…（２） 一次周波数及びすべりは、 ｛ω₀＝ω_n＋ω_s，ωｓ＝（ｉ_1g／ｉ_1d）・（１／τ₂）｝…（３） 軸トルクは、 Ｔ＝（３／２）・（Ｐ／２）・（Ｍ²／Ｌ₂）・ｉ_1d・ｉ_1q …（４） 三相電圧と電流は、 Ｖ₁＝（Ｖ_1d ²＋Ｖ_1q ²）^1/2 …（５） Ｉ₁＝（ｉ_1d ²＋ｉ_1q ²）^1/2 …（６） ここで、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂は二次抵抗、τ₂＝Ｌ₂／ｒ
₂、ω_nは回転角周波数、ω_Sはすべり角周波数、Ｐは極
数である。また、ｉ_1d＝Ｉ₀（励磁分電流）に対応し、
ｉ_1q＝Ｉ_T（トルク分電流）に対応する。

【００１１】（１）式において、ｉ_1d＝Ｉ₀，ｉ_1q＝Ｉ_T
として、ｒ₁及びＬ_σは小さいので無視すると、 （Ｖ_1d＝０，Ｖ_1q＝ω₀Ｌ₁Ｉ₀）…（７） （５）式よりモータ電圧は Ｖ₁≒ω₀Ｌ₁Ｉ₀ …（８） ここで、比較的高速域で考えるとω_S≪ω_nのためω₀≒
ω_nと考えられ Ｖ₁≒ω_nＬ₁Ｉ₀ …（９） モータ軸トルクは（４）式より Ｔ＝（３／４）・Ｐ・（Ｍ²／Ｌ₂）・Ｉ₀・Ｉ_T …（１０） 出力Ｐは Ｐ＝ω_nＴ …（１１） 定トルクの最大回転を図５のＡ点に示すようにω_nb（基
底回転角周波数）として、Ｉ₀を次式で制御すれば、定
出力制御となる。

【００１２】Ｉ₀＝Ｉ_ON・（ω_nb／ω_n）…（１２） また（９）式より定出力範囲ではモータ電圧がほぼ一定
に保たれることが分る。定トルクの制御範囲ではＩ₀＝
Ｉ_ONとする。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】図７の誘導電動機の制
御装置では、電気自動車等の駆動用電源としては、バッ
テリが用いられるが、バッテリ電圧は、満充電時と放電
末期時では大きく異なる。つまり、インバータ入力直流
電圧は、バッテリの使用程度に応じて大きな範囲で変化
することになる。ここで、満充電時の直流電圧を基準に
して、インバータの最大出力電圧を決定し、モータの定
格電圧を決定すると、放電が進み、バッテリ電圧が低下
してくると、インバータの出力可能な電圧が低下し、モ
ータ回転数を定格回転まで上げるには、インバータ出力
電圧が不足となってしまう。

【００１４】図７に示す様なベクトル制御装置において
は、モータ電流をフィードバック制御して指令値通りの
電流に制御すべくＰＷＭインバータに電圧指令値
（Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_c）を与えている。この方式において、
上述したようにインバータ出力電圧が不足となると、指
令値通りの電流を流し得なくなり、電流制御器が飽和
し、この影響でモータ電流に歪が生じ高周波成分が増加
する問題が発生する。もちろん、回転数も定格値まで増
加できなくなる。

【００１５】モータの定格電圧を放電末期のバッテリ電
圧を基準として決定すれば、上述の問題は発生しない
が、同じモータ出力を得るには、モータ電圧が低いと電
流が大きくなり損失などの面で、不利となるため、この
方法は不適当である。

【００１６】本発明は上述の各問題点を解決することを
目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、本発明の誘導電動機の制御装置は、誘導電
動機の励磁分電流指令とトルク分電流指令を基に、上記
誘導電動機の制御要素を演算処理して、上記誘導電動機
の一次電流指令と該一次電流指令の位相角指令および上
記誘導電動機の回転角周波数を算出し、これらの指令を
座標変換して電流指令を得、この電流指令を基にインバ
ータの入力電圧指令を得て該インバータを制御して上記
誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置において、
上記誘導電動機の回転角周波数（ω_n）と上記インバー
タの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を基に励磁分電流（Ｉ₀）
を算出する励磁分電流演算部を設け、この励磁分電流演
算部により算出された励磁分電流（Ｉ₀）と上記回転角
周波数（ω_n）を基に上記制御要素を演算処理する演算
処理部からなり、上記励磁電流演算部が、ω_n≦ω_nbで
あれば、Ｉ₀＝（Ｉ／ω_nb・Ｌ₁）²・｛（Ｖ_1max）²−
（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演算を実行し、ω_n＞
ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²
−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2およびＶ_1max＝（Ｖ_bc
／２）の演算を実行しここで、Ｖ_1maxはインバータ出力
最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流最大値、Ｌ_σはモータの
漏れイングクタンスあることを特徴とする。

【００１８】また、本発明は、誘導電動機の励磁分電流
指令とトルク分電流指令を基に、上記誘導電動機の制御
要素を演算処理して、上記誘導電動機の一次電流指令と
該一次電流指令の位相角指令および上記誘導電動機の回
転角周波数を算出し、これらの指令を座標変換して電流
指令を得、この電流指令を基にインバータの入力電圧指
令を得て該インバータを制御して上記誘導電動機を制御
する誘導電動機の制御装置において、上記誘導電動機の
回転角周波数（ω_n）と上記インバータの直流電圧検出
値（Ｖ_DC）を基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分
電流演算部と、前記回転角周波数に応じてトルク分電流
指令に可変のリミット値を設定する可変リミッタとを設
け、前記励磁分電流演算部により算出された励磁分電流
（Ｉ₀）と上記回転角周波数（ω_n）、および前記可変リ
ミッタにより設定されたリミッタ値を基に上記制御要素
を演算処理する演算処理部からなり、上記励磁電流演算
部が、ω_n≦ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）・
｛（Ｖ_1max）²−（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演算
を実行し、ω_n＞ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）
・｛（Ｖ_1max）²−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2および
Ｖ_1max＝（Ｖ_de／２）の演算を実行するとともにＩ
_T-LIM＝（ω_nb／ω_n）・Ｉ_Tmaxの演算を実行しここで、
Ｖ_1maxはインバータ出力最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流
最大値、Ｌ_σはモータの漏れイングクタンス、Ｉ_T-LIM
はトルク電流指令Ｉ_Tのリミッタ値であることを特徴と
する。

【００１９】

【作用】誘導電動機の励磁分電流とトルク分電流指令を
基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理して、上記
誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令の位相角指
令および上記誘導電動機の回転角周波数を算出し、これ
らの指令を座標変換して電流指令を得、この電流指令を
基にインバータの入力電圧指令を得て該インバータを制
御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置
において、前記誘導電動機の回転角周波数を基に一次角
周波数，トルク分電流又は励磁分電流を演算して、イン
バータを制御し、これにより誘導電動機を効果的に制御
する。

【００２０】

【実施例】以下に本発明の実施例を図１〜図６を参照し
ながら説明する。

【００２１】図１は本発明の第１実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、図７のものと同一又は相当
部分には同一符号が付されている。図１において２１は
本発明の特徴とする励磁分電流演算部である。

【００２２】図１の誘導電動機の制御装置において、ベ
クトル演算部２は励磁分電流指令Ｉ₀とトルク分電流指
令Ｉ_Tを基にＩ₁＝（Ｉ₀ ²＋Ｉ_T ²）^1/2，φ＝ｔａｎ
^-1（Ｉ_T／Ｉ₀），すべり角周波数ω_S＝（Ｉ_T／Ｉ₀）・
（１／τ₂），一次角周波数ω₀＝ω_n＋ω_s及びω_ot＝∫
ω_odtをベクトル演算する。座標変換部３はベクトル演
算部２の電流演算信号Ｉ₁，位相角演算信号φ及び後述
する一次周波数演算信号ω₀ｔを入力としてＩ_a＝Ｉ₁ｓ
ｉｎ（ω₀ｔ＋φ）とＩ_b＝Ｉ₁ｓｉｎ｛ω₀ｔ＋φ−（３
／２）π｝に座標変換して電流指令Ｉ_a，Ｉ_bを出力す
る。

【００２３】速度演算部１１の演算値ω_nとインバータ
７の直流電圧検出信号Ｖ_DCを基に励磁分電流指令Ｉ₀を
算出する。ベクトル演算部２はトルク分電流指令Ｉ_T，
励磁分電流指令Ｉ₀および速度演算信号ω_nを基に所定の
ベクトル演算を実行してＩ₁，φ，ω₀ｔを算出する。

【００２４】電気自動車等の駆動用に誘導電動機（Ｉ
Ｍ）をベクトル制御装置で駆動するシステムにおいて
は、図４に示す様に、低中速域では定トルク制御とし、
高速域では定出力制御とすることが多い。これは、大き
なトルクが必要となる低中速域に比較し、トルクが少な
くてすむ高速域では、速度の上昇につれて励磁分電流が
低下し、トルクを下げることで定出力に制御することに
よって、定出力の範囲ではモータ端子電圧をほぼ一定に
保つ方式である。これによると、モータ定格は最大回転
ではなく図４のＡ点（定トルク範囲の最高回転）で設計
できモータを小型化できる。

【００２５】ところで、前述のように、電気自動車等の
駆動系ではバッテリ電圧が大きく変動するため、インバ
ータが出力し得る最大電圧が変化する。ここで、バッテ
リ公称電圧（Ｖ_S）を基準として、インバータの最大出
力電圧を決め、この値で定格点（図４−Ａ’点）のモー
タ端子電圧を設定すると、バッテリ電圧がＶ_Sより大き
い時は問題ないが、Ｖ_Sより電圧が低い時には、インバ
ータの出力し得る電圧が不足となる。この点を解決する
には、直流電圧の低下に応じて、励磁分電流を下げ、モ
ータ端子電圧を抑えれば良い。

【００２６】図４の定出力範囲ではモータ端子電圧がほ
ぼ一定になることはすでに述べているが、直流電圧がＶ
_Sより低下した割合により、定出力制御を開始する回転
数（図４−Ａ点）を低回転側に移動（点線で示す）すれ
ばモータ端子電圧をインバータが出力可能な電圧以下に
抑えることができる。

【００２７】インバータの最大出力電圧（Ｖ_imax）は、
バッテリの公称電圧（Ｖ_S）を基準にすると、 Ｖ_imax＝Ｖ_S／２ …（１３） となり、インバータ最大出力電圧とモータ定格電圧が一
致するように（９）式と（１３）式より励磁分定格電流
Ｉ_ONを決定する。

【００２８】 Ｉ_ON＝（Ｖ_S／２）・ω_nb・Ｌ₁ …（１４） インバータ直流入力電圧Ｖ_DCがバッテリの公称電圧Ｖ_S
よりも低下した場合には定出力制御を開始するときの回
転数を下げるために新たな基底角周波数ω_nb’を次式で
決める。

【００２９】ω_nb’＝（Ｖ_DC／Ｖ_S）・ω_nb …（１５） 定出力制御はω_nがω_nb’よりも大きくなった時点から
開始し、励磁分電流指令Ｉ₀は Ｉ₀＝Ｉ_ON・（ω_nb’／ω_n）…（１６） で制御する。

【００３０】インバータ直流電圧Ｖ_DCがバッテリ公称電
圧Ｖ_Sよりも高い場合は、ω_nb’＝ω_nbとし、またω_n≦
ω_nb’の区間は定トルクの制御となりＩ₀＝Ｉ_ONとす
る。従って、インバータ直流電圧Ｖ_DC，回転角周波数ω
_nの条件により定出力制御を行うことによって、モータ
端子電圧の上昇を抑え、常にインバータが出力可能な電
圧以下で運転できる。

【００３１】励磁分電流演算部２１は図２に示すような
フローで演算を実行する。すなわち、ステップＳＴ１で
インバータの直流電圧Ｖ_DCとバッテリ公称電圧Ｖ_Sとの
間でＶ_DC≧Ｖ_SであればステップＳＴ２に進みω_nb’＝
ω_nbとする。ステップＳＴ３でω_n＞ω_nb’か否かを判
断し、ω_n＞ω_nb’であればステップＳＴ４に進みＩ₀＝
Ｉ_ON・（ω_nb’／ω_n）とする。ステップＳＴ１でＶ_DC
≧Ｖ_Sでなければω_nb’＝（Ｖ_DC／Ｖ_S）・ω_nbとしてス
テップＳＴ３に移行して再びω_n＞ω_nb’か否かを判断
し、ω_n＞ω_nb’でなければＩ₀＝Ｉ_ONとする。

【００３２】従って、電気自動車等の駆動源であるバッ
テリ電圧が大きく変動する条件下において、定出力制御
を開始する点（基底回転数）を直流電圧の変動に対応し
て（１５）式により変化させ、（１６）式で励磁分電流
指令値Ｉ₀を演算することにより、定出力制御を行な
い、常にインバータが出力し得る電圧以内のモータ電圧
に抑えて運転ができる。これより、電流制御器の飽和を
防ぎ回転数も定格点（基底回転）を越えた回転数まで制
御可能となる。

【００３３】しかしながら、上述の制御方式では、定出
力範囲においてモータの漏れインダクタンスＬ_σによる
電圧降下分を無視しているため、モータ電圧がインバー
タの出力し得る電圧を越え、電流制御系が飽和し、直流
電圧の低下時およびモータの高速回転領域では制御不能
となる可能性がある。

【００３４】そこで、本発明においては励磁分電流演算
部２１で以下に述べる式（２０）〜（２２）を演算して
励磁電流Ｉ₀を制御して弱め界磁制御することにより、
直流電圧低下時および高速回転領域においてもモータ１
次電圧をインバータの制御可能な電圧範囲に抑えるもの
である。

【００３５】従って、（７）式において無視しているω
₀Ｌ_σＩ₁の項は、定出力範囲が広い場合は無視できな
い。このため、 （Ｖ_1d＝−ω₀Ｌ_σＩ_T，Ｖ_1q＝ω₀Ｌ₁Ｉ₀）…（１７） 高速域で考えるため、ω_s≪ω_n，ω₀≒ω_nより （Ｖ_1d＝−ω_nＬ_σＩ_T，Ｖ_1q＝ω_nＬ₁Ｉ₀）…（１８） Ｖ₁＝｛（Ｖ_1d）²＋（Ｖ_1q）²｝^1/2…（１９） となる。ここで、インバータが出力し得る最大電圧をＶ
_1max、トルク電流指令の最大値をＩ_Tmax、定出力制御を
開始する基底回転角周波数をω_nbとする。

【００３６】モータ１次電圧Ｖ₁がインバータ出力最大
電圧Ｖ_1maxを越えないためには、（１８），（１９）式
より励磁電流指令値Ｉ₀を下式によって制御すれば良
い。

【００３７】ω_n≦ω_nb（定トルク範囲の場合）、 Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²−（ω_nbＬ_σ
Ｉ_Tmax）²｝^1/2…（２０） この値は回転数によらず一定である。

【００３８】ω_n＞ω_nb（弱め界磁制御範囲）の場合、 Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²−（ω_nＬ_σＩ
_Tmax）²｝^1/2…（２１）（２０），（２１）式で励磁電
流指令値Ｉ₀を制御することにより、モータ一次電圧Ｖ₁
を常にインバータ最大電圧Ｖ_1max内に制御できるため、
電流制御系の飽和現象を防止できる。

【００３９】さて、直流電源に電池を用いる場合には、
直流電圧が大きく変動する。インバータが出力し得る最
大電圧は直流電圧に応じて（２２）式で変化する。

【００４０】Ｖ_1max＝（Ｖ_DC／２）…（２２） ここで、Ｖ_DCは直流電圧である。

【００４１】このため、直流電圧を検出し、（２０），
（２１）式のＶ_1maxに（２２）式で求めた値を用いるこ
とによって、直流電圧が変動しても常にモータ１次電圧
をＶ_1max内に抑えることができ、電流制御系の飽和を防
止できる。この時、励磁分電流演算部２１は図３に示す
ようなフローで演算を実行する。

【００４２】図５は本発明の第２実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、図１のものと同一又は相当
部分には同一符号が付されている。

【００４３】本実施例では、図５に示すように、トルク
分電流指令部１の出力段とベクトル演算部２の入力段と
の間に可変リミッタ部２２を介設し、この可変リミッタ
部２２にトルク分電流指令部１の出力信号と回転角周波
数ω_nを入力し、トルク分電流指令Ｉ_Tを得ることを特徴
とする。

【００４４】前述したように、（７）式において無視し
ているω₀Ｌ_σＩ_Tの項は定出力範囲が大きい場合には無
視できない電圧となる。定出力範囲では、Ｉ₀を制御し
てＶ_1qは一定に保つことが出来るが、Ｖ_1dのω₀Ｌ_σＩ_T
の項は回転数の上昇に比例して大きくなるためである。
このため、（７）式の代わりに Ｖ_1d＝−ω₀Ｌ_σＩ_T，Ｖ_1q＝−ω₀Ｌ₁Ｉ₀ …（１３） を用い、高速域を考えるため、ω_s＝≪ω_n，ω₀≒ω_nよ
り Ｖ_1d＝−ω_nＬ_σＩ_T，Ｖ_1q＝ω_nＬ₁Ｉ₀ …（１４） を得、端子電圧（一次電圧）として Ｖ₁＝｛（Ｖ_1d）²＋（Ｖ_1q）²｝^1/2…（１５） を得る。

【００４５】ここで、基底回転角周波数（ω_nb）を越え
た回転数から励磁電流指令値Ｉ₀を（１２）式のＩ₀＝Ｉ
_oN・（ω_nb／ω_n）で制御するだけでは、（１４）式の
Ｖ_1dが回転数に比例して増加し、一次電圧Ｖ₁が上昇し
てインバータが出力し得る電圧を越え、電流制御が不能
となる。これを防止するために、 Ｉ_T-LIM＝（ω_nb／ω_n）・Ｉ_Tmax…（２３） を可変リミッタ部２２で演算処理して、ω_n＞ω_nbの領
域ではトルク電流指令値Ｉ_Tのリミット値Ｉ_T-LIMを回転
数に応じて変化させる。

【００４６】これにより、トルク指令のリミット値Ｉ
_T-LIMが図６に示すように回転数の上昇に反比例して低
下するため（１４）式のＶ_1dは回転数が上昇しても一定
値以下に保たれる。従って、モータ１次電圧が、基底回
転時の電圧を越えないことが保証され、インバータ最大
出力電圧以内に抑えれるため、電流制御系の飽和現象を
防止できる。

【００４７】なお、本発明において、ベクトル制御の構
成方法は上記各実施例のものに限定されるものではな
く、トルク分電流と励磁分電流に分けて制御する全ての
方式について適用できるものである。

【００４８】

【発明の効果】本発明は上述の如くであって、請求項１
と２の発明によれば、励磁電流を制御し、弱め界磁制御
することにより、直流電圧低下時および高速回転域にお
いてもモータ１次電圧をインバータの制御可能な電圧範
囲に抑えることができ、電流制御系の飽和を防ぎ安定し
た制御が可能となる。定出力制御を行ない、常にインバ
ータが出力し得る電圧以内のモータ電圧に抑えて運転が
できる。これより、電流制御器の飽和を防ぎ回転数も定
格点（基底回転）を越えた回転数まで制御可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。

【図２】図１の制御装置の演算フロー図。

【図３】励磁分電流演算部の処理フロー図。

【図４】図１の制御装置の回転角周波数に対するトルク
特性図。

【図５】本発明の第２実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。

【図６】図６の制御装置の回転周波数に対する特性図。

【図７】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図。

【符号の説明】

１…トルク分電流指令部 ２…ベクトル演算部 ３…座標変換部 ７…ＰＷＭインバータ ９…誘導電動機 １１…速度演算部 ２１…励磁分電流演算部 ２２…可変リミッタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 永山 和俊 東京都品川区大崎２丁目１番17号 株式会 社明電舎内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
   電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
   して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
   の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
   出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
   電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
   バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
   の制御装置において、上記誘導電動機の回転角周波数
   （ω_n）と上記インバータの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を
   基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分電流演算部を
   設け、この励磁分電流演算部により算出された励磁分電
   流（Ｉ₀）と上記回転角周波数（ω_n）を基に上記制御要
   素を演算処理する演算処理部からなり、上記励磁電流演
   算部が、ω_n≦ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）
   ・｛（Ｖ_1max）²−（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演
   算を実行し、ω_n＞ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・
   Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2
   およびＶ_1max＝（Ｖ_de／２）の演算を実行しここで、Ｖ
   _1maxはインバータ出力最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流最
   大値、Ｌ_σはモータの漏れイングクタンスあることを特
   徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１の誘導電動機の制御装置におい
   て、上記励磁分電流演算部が、インバータ直流電圧（Ｖ
   _DC）≧バッテリ公称電圧（Ｖ_S）であればモータ定格の
   基底回転角周波数（ω_nb）＝定出力回転角周波数
   （ω_nb'）とし、Ｖ_DC≧Ｖ_Sでなければω_nb'＝（Ｖ_DC／
   Ｖ_S）・ω_nbとし、前記誘導電動機の回転角周波数
   （ω_n）＞ω_nb’であれば励磁分電流（Ｉ₀）＝Ｉ_ON・
   （ω_nb'／ω_n）とし（Ｉ_ONは励磁分定格電流）とすると
   ともに、ω_n＞ω_nb’でなければＩ₀＝Ｉ_ONとする演算を
   実行することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
3. 【請求項３】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
   電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
   して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
   の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
   出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
   電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
   バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
   の制御装置において、上記誘導電動機の回転角周波数
   （ω_n）と上記インバータの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を
   基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分電流演算部
   と、前記回転角周波数に応じてトルク分電流指令に可変
   のリミット値を設定する可変リミッタとを設け、前記励
   磁分電流演算部により算出された励磁分電流（Ｉ₀）と
   上記回転角周波数（ω_n）、および前記可変リミッタに
   より設定されたリミッタ値を基に上記制御要素を演算処
   理する演算処理部からなり、上記励磁電流演算部が、ω
   _n≦ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）・｛（Ｖ
   _1max）²−（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演算を実行
   し、ω_n＞ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）・
   ｛（Ｖ_1max）²−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2およびＶ
   _1max＝（Ｖ_de／２）の演算を実行するとともにＩ_T-LIM
   ＝（ω_nb／ω_n）・Ｉ_Tmaxの演算を実行しここで、Ｖ
   _1maxはインバータ出力最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流最
   大値、Ｌ_σはモータの漏れイングクタンスで、Ｉ_T-LIM
   はトルク電流指令Ｉ_Tのリミッタ値であることを特徴と
   する誘導電動機の制御装置。