JPH07312899A - 電気誘導モータに電力を供給するインバータの運転方法 - Google Patents

電気誘導モータに電力を供給するインバータの運転方法

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JPH07312899A
JPH07312899A JP6117230A JP11723094A JPH07312899A JP H07312899 A JPH07312899 A JP H07312899A JP 6117230 A JP6117230 A JP 6117230A JP 11723094 A JP11723094 A JP 11723094A JP H07312899 A JPH07312899 A JP H07312899A
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frequency
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inverter
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JP6117230A
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Jose Escudero
ホセ・エスクデロ
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Antonio Merloni SpA
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Antonio Merloni SpA
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    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 インバータで周波数を可変して速度が制御さ
れる電子誘導モータの騒音を抑制し、今まで系の難点を
排除して、電気モータを運転する回路を使用する改良さ
れた方法を提供することにある。 【構成】 モータ１７を運転する時に発生する騒音を排
除するため、印加電圧を選択された周波数に合わせる。
電圧の制御はインバータ１のアーム２５，２６，２７を
形成する各二つの MOSFET ６，５，７，８，９，１０の
ゲートに案内ユニット４によって出力される個別パルス
の間の間隔を制御して行われる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電気誘導モータに電
力を供給するインバータの運転方法、特に電子インバー
タと誘導モータの周波数制御に通常関連する騒音なしに
モータ速度を調整する周波数制御とを利用して誘導モー
タを駆動する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】種々の工程を自動化すると共に、電気誘
導モータの速度制御がますます注目されている。非同期
誘導モータはこのモータに供給する電力の周波数を可変
するだけで速度を可変できる。この電力は固定された商
用電源周波数（通常 50 または60 Hz) の回路網から取
り出され、所謂「インバータ」で可変周波数交流に変換
される。インバータは一般に商用電源の交流を直流に変
換し、次いで、この直流を交流に変換する。そして、イ
ンバータの出力トランジスタの導通タイミングを制御し
て、最終交流の周波数を調節できる。
【０００３】誘導モータを正しく運転するため、どんな
電力供給下でも磁気コアの飽和を避けるべきであるが、
最適な機械効率のため飽和に達していない最大磁束密度
でモータを作動させることは周知である。
【０００４】モータに供給する電圧は、一定に維持でき
ず、周波数を可変するが、むしろ周波数、従って速度の
増加と共にほぼ直線的に増加する。この関係は、印加電
圧に逆作用するモータによって発生する逆起電力（逆 E
MF) がレンツの法則により周波数の増加と共に増加する
と言う事実による。磁気回路の磁束密度を一定に維持す
べきである。磁束密度は印加電圧に比例し、その周波数
に逆比例する。周波数を可変すると、回転磁場の速度が
発生し、モータの機械的速度がそれと共に固定される。
【０００５】誘導モータに可変周波数の交流電圧を供給
できるインバータは、一般に整流回路と出力トランジス
タで構成され、整流回路は商用回路の交流電圧を直流に
変換するためフィルタとし機能するコンデンサを有す
る。そして、前記出力トランジスタは MOSFET ( 酸化金
属半導体の電界効果トランジスタ) あるいは IGBT ( 絶
縁ゲートバイポーラトランジスタ) 型のものであって、
整流回路の直流出力端の両端に接続された各アームに対
にして使用され、電気モータに電力を供給するため各ア
ームの出力トランジスタの間から取り出される出力端を
有する。
【０００６】電力を回復させるため、および逆流と過渡
現象、つまり過渡電圧サージに対して電界効果トランジ
スタを保護するために、ダイオードが使用されている。
制御回路を MOSFET あるいは IGBT のゲートに接続し、
交流でモータを励起させるシーケンスで MOSFET あるい
は IGBT をトリガし、このような励起がモータ速度を決
める。制御ユニットに応答して、出力トランジスタのゲ
ートトリガ信号を発生する案内ユニットが設けてあり、
電源がこれ等のユニットに装備され整流器の出力端の両
端に接続されている。制御ユニットにより発生し、案内
ユニットにより条件付けされた適当なシーケンス信号と
共に、 MOSFET あるいは IGBT が適当なシーケンスで導
通状態になり、モータの多相あるいは単相励起が行われ
る。
【０００７】例えば巻線がデルタ（Δ）結線されている
三相誘導モータを使用する三相系の場合、矩形波出力を
有する信号が 120°の位相差で＋Vat と−Vat の間を通
過する電圧である。三相シンバータは説明したタイプの
三つのアームを有し、 120°の位相差関係でトリガされ
るが、モータ速度を決める同じリズムあるいは周波数で
動作する。
【０００８】これに関して、案内信号を切り出し、電圧
を周波数の関数として可変し、これにより、出力トラン
ジスタのトリガ品号のパルス幅変調を行うことが提案さ
れている。パルス幅変調 (PWM)では、ゲートに印加され
るパルス幅を可変できる。
【０００９】従って、一般に案内パルスの数、幅および
間隔を可変してモータに接続する可変インバータの出力
に出力端に種々の出力を得ることができると言える。モ
ータを制御するため、出力トランジスタをトリガする周
期は通常 1〜 16 Hzの間にある。モータ巻線の時定数お
よび周波数範囲が 1〜 16 Hzの間の範囲で運転するた
め、モータの駆動は人間の耳に受入可能な範囲内にあ
る。この事実およびモータの磁場の磁歪現象が典型的な
騒音を与える。この騒音は速度を周波数変化で制御され
る誘導モータの特徴である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】この発明の主要な課題
は、インバータで周波数を可変して速度が制御される電
子誘導モータの騒音を抑制することにある。
【００１１】この発明の他の課題は、今まで系の難点を
排除して、電気モータを運転する回路を使用する改良さ
れた方法を提供することにある。この発明の課題は、電
気モータに接続するインバータの出力電圧の周波数を可
変して、誘導モータの速度を制御する時、今まで遭遇し
ていた騒音現象を抑制ないしは除去できる、インバータ
を介しで電気モータを運転する方法を提供することでも
ある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、下記の過程、(a) 整流回路で商用周波数の交流
を整流して、前記整流回路の直流端子に直流を形成し、
(b) 前記直流端子の両端に複数のブリッジアームを接続
し、各アームがそれぞれ二つの出力トランジスタを有
し、前記整流回路と共にインバータを形成し、インバー
タの出力を前記アームの両出力トランジスタの間から取
り出し、誘導モータの速度を可変するため制御できる、
与えられた電源周波数に対して可変振幅と可変期間の矩
形波パルスを前記モータの各電源位相の半サイクルの間
発生させるタイミング関係で前記出力トランジスタをト
リガして導通状態にし、(c) 前記周波数に関連して、前
記モータに前記出力端のところで加える電圧の振幅を前
記直流端子での電圧より小さくし、周波数を可変して制
御される速度で電気誘導モータにより生じる騒音を防止
するように制御する、から成る電気誘導モータを駆動す
る方法によって解決されている。
【００１３】この発明による他の有利な構成は、特許請
求の範囲の従属請求項に記載されている。
【００１４】
【作用】この発明によれば、騒音の発生を防止するた
め、出力電圧の振幅とインバータにより生じる周波数の
間の関係を確立して、上記の課題を達成している。これ
は、この発明によれば、各相の半サイクル毎に可変振幅
と期間の単位矩形パルスを印加して達成されている。パ
ルスのピーク値と期間は、磁場がモータに最適で、モー
タで形成されるインダクタンスを飽和させることなく、
最大のモータ効率を与えるように選択される。
【００１５】この発明によれば、三相モータの両端に接
続された三相インバータ回路網にアームのうちの３つが
設けてあり、モータの時定数が一周期の 66 ％以上でな
い時間最大値の三倍に相当し、各巻線に加わる３つの電
流の最大値の瞬時和が正弦波電流で駆動される場合、モ
ータによって吸収される最大強度に等しいように、モー
タに加わる出力の電圧が周波数の関数として可変され
る。各巻線に導入される電流の和は一般に正弦波形を有
する。
【００１６】一般的な正弦形を発生する電圧の最大振幅
はインバータの電源の 66 ％に等しい。この発明によれ
ば、モータの巻線を流れる電流は、 120°の位相差を有
する通常の三相交流電圧が印加された場合の巻線を流れ
る正弦状の波に似た波形で実質上同じ効率を有する。波
形はこの波形が方向を変える少なくとも一つの屈折点を
有する。
【００１７】この屈折点は高周波成分の無いモータの静
かな運転を与える磁歪と同じ周波数でモータの磁界に変
化を発生させる。パスル幅が等しいがパルス間隔が可変
できるパルスの束で出力トランジスタをパルス駆動し
て、可変振幅と周期の矩形パルスをモータの各給電期間
の半サイクルの間に形成するタイミング関係で出力トラ
ンジスタをトリガして導通状態にする。
【００１８】もちろん、好ましくは電界効果トランジス
タ、特に MOSFET あるいは IGBT であるトランジスタは
説明したようにダイオードで保護されている。
【００１９】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明を好適実施例
に基づきより詳しく説明する。図１は、横軸に沿って値
Fmin と Fmax の間に記入されているインバータＦの発
生周波数に対して縦軸に沿って Vmin の値から Vmax に
かけて記入された出力電圧 Vとの間の関係を示す。この
グラフは騒音なしにモータを運転できる出力電圧と付属
する周波数を表す。以後に説明する制御器３は、モータ
の運転速度を選択するために使用される選択された周波
数に対してインバータの出力電圧を調整するようにプロ
グラムされているコンピュータである。一般に、この発
明の方法は各相の半サイクルに対して可変できる振幅と
期間の単一矩形パルスを印加する。このパルスは振幅 V
i と期間 Ti で特徴付けられていて、全サイクルが一周
期である。
【００２０】図２を参照すると、この発明のインバータ
が 50 あるいは 60 Hzの交流回路に接続されている端子
２１を有する整流ブリッジ２０と、整流器２０の出力端
の両端に接続されたフィルタコンデンサ２２とを有する
ことが分かる。各端子＋Vatと−Vat の出力端２３と２
４で濾波された直流を発生する整流器とコンデンサユニ
ットに記号１が付けてある。
【００２１】整流器フィルタ・ユニット１の出力端２３
と２４の両端には、複数のアーム２５，２６，２７が接
続されている。これ等の三つのアームは三相モータ１７
の場合に使用され、このモータは図示のようにデルタ結
線あるいは星形結線の界磁巻線を有する。単相モータの
場合には、このようなアームの二つが使用される。
【００２２】図２のインバータは、更に制御ユニット３
と、出力トランジスタのゲートをトリガするパルスを形
成する案内ユニット４とに対する電源を有する。図２か
ら更に明らかなように、各アーム２５，２６，２７はそ
れぞれ二つのトランジスタ、特に MOSFET あるいは IGB
T で構成されている。例えば、アーム２５は直流出力端
２３，２４の両端に直列にソースとドレイン回路を有す
る MOSFET ５と８を有する。これに対して、アーム２６
はソースとドレイン端子を直列にした MOSFET ６と９を
有し、アーム２７はソースとドレイン端子を直列にした
MOSFET ７と１０を有する。
【００２３】MOSFET ５〜１０のゲートは案内ユニット
４の各出力端に接続されている。各MOSFET のドレイン
・ソース回路の両端には、それぞれ逆流防止ダイオード
１１，１２，１３，１４，１５と１６が橋絡されてい
る。各アームの MOSFET 間から取り出される端子２８，
２９と３０はインバータの出力端を形成し、各導線Ａ，
Ｂ，Ｃを介して三相モータ１７の入力端に接続されてい
る。
【００２４】図２のインバータは図３の波形を出力する
三相モータとして動作する。図３の上の波形図は導線Ａ
とＢの両端の出力を電圧 VA − VB として示している。
他方中間の波形図は導線ＢとＣの両端の出力を電圧 VB
− VC として示し、下の波形図は導線ＡとＣの間の電圧
を VC − VA として示す。何れの場合でも、各半周期の
間、電圧＋Vat あるいは−Vat が矩形波期間の一つのサ
イクル毎に印加される。これ等の波形は互いに 120°ず
れている。これ等の電圧の周期 Tと周波数を可変して、
モータの回転速度を可変できる。従来の装置では、供給
電圧は周波数と速度変化の全範囲で同じに維持されてい
るが、この発明では、図１の曲線を利用して、電圧レベ
ルを周波数に対して制御している。
【００２５】それ故、この発明によれば、矩形波パルス
の電圧が制御され、図５と図８に示すように、必ず最大
値以下である。特に、図１に示す出力電圧と発生する周
波数の間の関係を前記の騒音を発生しない状態で得るた
め、この発明の方法は各相の半サイクル毎に、図５に示
すような可変振幅と可変期間の矩形パルスを印加する。
【００２６】図５には、細線は周期 Tの周波数で動作す
る通常の三相インバータの電圧パルスを示す（図３も参
照）。これに対して、太線はこの発明を利用する場合の
インバータの出力電圧を示す。パルスを特徴付けるパラ
メータは振幅 Vi と期間 Tiである。
【００２７】ピーク値 Pi をパルス期間 Ti と組み合わ
せて、モータの磁界が周期 Tに相当する周波数でのモー
タの効率の観点から、最適なレベルの磁化で働く。パル
ス期間 Ti と振幅 Vi は図９に関連して説明する正弦波
にできる限り近い波形の実効電流を発生する。正弦波に
近いとモータにとって最適である図６は、界磁巻線がデ
ルタ結線あるいは星型結線されている共通の三相モータ
の巻線の電気結線図を示す。慣性で生じる電圧はモーア
の端子Ａ，Ｂ，Ｃに印加する。各相はインピーダンス Z
mgを有し、電流 Img(tot) が流れる。この電流は端子
Ａ，Ｂ，Ｃに加えて発生した Img (VA-VB), Img (VB-V
C) と Img (VC-VA)から生じ、それ等の端子間の電圧は
それぞれ VA-VB, VB-VC と VC-VAである。電流は位相Ａ
−Ｂに平行に図６にベクトルで表示されている。
【００２８】インピーダンス Zmg＝ Rmg＋ i Lmgは磁気
回路の損失と巻線の抵抗損およびモータのシャフトの機
械的抵抗に比例する抵抗成分 Rmgを有する。また、この
インピーダンスは磁束に比例し、それ故に固定子と回転
子の磁界と分散磁束に比例するインダクタンス Lmgによ
って決まる複素成分あるいは誘導成分も有する。巻線を
流れる電流は図８に示してあり、図示のように、モータ
のそれぞれの端子の間に図８の上の三つの波形に太線で
示す電圧を印加した結果である。電圧を印加している各
部の間の電流は指数関数型で、図７で単相に対して示し
てある。これは時定数＝ Lmg/Rmgを有する。パスル期間
Ti が時定数＝ Lmg/Rmg以下あるいは等しいなら、そし
てパルスの振幅 Vi が各巻線にある三つの電流の最大
値、 Img (VA-VB)＝ Vi/Rmg 最大 Img (VB-VC)＝ 0.5 * Vi/Rmg 最大 Img (VC-VA)＝ 0.5 * Vi/Rmg 最大 の瞬時和となり、これ等の三つの電流が正弦状電流を加
えた公称電位でモータにより吸収される最大強度に相当
するようであるなら、各巻線の合成電流 Img(tot) が図
８の下の三つの波形に示すものに相当する。
【００２９】図８に示す波形は以下の三つのパラメータ
に基づく。即ち、 −３を掛け、最大値が発生する周波数の周期 Tの 66 ％
である時間 Ti に相当する時定数＝ Lmg/Rmg, −インバータの電源 Vatの 66 ％に等しい値 Vi に対し
て得られる正弦波に等しい最大強度、 −値， (VA-VB), (VB-VC), (VC-VA), Img (VA-VB), Img
(VB-VC)と Img (VC-VA)およびコンピュータで計算され
る値に相当する値 Img (tot),である。
【００３０】図９の波形図はこの発明の方法によるモー
タの巻線を流れる電流 Img (tot)を拡大して示してい
る。この図面では、細線が位相差が 120°の通常の三相
電圧が印加する場合、これ等の巻線に生じる正弦状電流
波形の形状を示す。より太い線は図8 の電流の各相での
重なりを示す。
【００３１】図９に示す二つの波形は非常に似ていて、
両者の効率値は実際上同一である。この発明の方法で得
られる電流の重要性の相違はただ単に電流が符号あるい
は方向を変える、矢印で示す屈折点あるいは領域４０の
存在である。
【００３２】この方向変化による磁界の変化および磁歪
による対応する騒音はモータと同じ周波数で生じ、通常
の電気回路網信号が供給されるモータで生じるものと同
じ騒音を与える。それ故、この発明は静かな運転を保証
するためより高い周波数成分を除去する。従って、この
発明は電子インバータで周波数可変で制御される誘導モ
ータの騒音を低減ないしは除去できる。
【００３３】図４から明らかなように、案内ユニットで
は、必要な期間にわたって MOSFETのゲートをトリガす
るパルスが発生する。この変調は幅が一定で振幅の同じ
パルス間の間隔を制御して行われる。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によるイ
ンバータの駆動方法により、電子誘導モータの騒音を抑
制できる。また、今まで系の難点を排除でき、効率の良
いモーアの運転ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】騒音を発生しない状態で出力電圧 Vと発生する
周波数 Fの間の関係を示すグラフである。
【図２】三相モータに接続するインバータを示す回路図
である。
【図３】図２の回路の動作を示す波形の組である。
【図４】図２の回路を制御するため、パルスの使用を示
す一組のパルス・タイミング図である。
【図５】モータに印加する電圧を示す種々の相の一組の
図である。
【図６】デルタ（Δ）結線での三相モータの巻線接続図
である。
【図７】印加電圧から生じる一つの相の電流を示す図で
ある。
【図８】その中に記入されている電圧波形をインバータ
で印加してモータ巻線内に発生する電流波形を示す一組
の図である。
【図９】この発明により生じる屈折領域を示すモータの
巻線を流れる電流の拡大図である。
【符号の説明】
１ 整流器・濾波器・ユニット ３ 制御ユニット ４ 案内ユニット ５，６，７，８，９，１０ MOSFET １１，１２，１３，１４，１５，１６ 逆流ダイオ
ード １７ 三相モータ ２０ 整流ブリッジ ２１ 整流ブリッジの端子 ２２ 濾波コンデンサ ２３，２４ 出力端子 ２５，２６，２７ アーム Ａ，Ｂ，Ｃ 導線 Vi パルスの振幅 Ti パルスの期間

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 下記の過程、 (a) 整流回路で商用周波数の交流を整流して、前記整流
    回路の直流端子に直流を形成し、 (b) 前記直流端子の両端に複数のブリッジアームを接続
    し、各アームがそれぞれ二つの出力トランジスタを有
    し、前記整流回路と共にインバータを形成し、インバー
    タの出力を前記アームの両出力トランジスタの間から取
    り出し、誘導モータの速度を可変するため制御できる、
    与えられた電源周波数に対して可変振幅と可変期間の矩
    形波パルスを前記モータの各電源位相の半サイクルの間
    発生させるタイミング関係で前記出力トランジスタをト
    リガして導通状態にし、 (c) 前記周波数に関連して、前記モータに前記出力端の
    ところで加える電圧の振幅を前記直流端子での電圧より
    小さくし、周波数を可変して制御される速度で電気誘導
    モータにより生じる騒音を防止するように制御する、か
    ら成る電気誘導モータを駆動する方法。
  2. 【請求項２】 前記モータに接続された三相シンバータ
    回路には３つの前記アームを備え、前記モータは三相モ
    ータであり、前記モータに印加する出力端からの前記電
    圧は、前記モータの時定数の三倍が前記周波数の１サイ
    クルの期間の66 ％以下の時間最大値に相当するよう
    に、前記周波数の関数として可変されて、各巻線に加わ
    る３つの電流の最大値の瞬時和は、正弦波電流で励起さ
    れた場合、前記モータで吸収される最大強度に等しく、
    各巻線に印加される電流の和が大体正弦波形を有するこ
    とを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 大体正弦波形を与える電圧の最大振幅は
    インバータの出力電圧の 66 ％に等しいことを特徴とす
    る請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 モータの巻線を流れる電流は、位相差が
    120°の通常の三相の交流電圧が印加される場合、巻線
    を流れる正弦波状の波と同じ波形と実質上等しい効率を
    有し、前記波形が方向を変える少なくとも一つの屈折点
    を有することを特徴とする請求項３に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記屈折点は高周波成分の無いモータの
    無騒音運転を与える磁歪と同じ周波数でモータの磁界を
    可変させることを特徴とする請求項４に記載の方法。
  6. 【請求項６】 パルス幅が等しいが、パルス間隔が可変
    できるパルスの各束で前記出力トランジスタをパスル駆
    動して、前記モータの各供給期間の半サイクルの間毎に
    可変振幅と可変間隔の矩形波パルスを形成するタイミン
    グ操作された関係で、前記出力トランジスタがトリガさ
    れて導通状態になることを特徴とする請求項１に記載の
    方法。
  7. 【請求項７】 更に、前記出力トランジスタのソース・
    ドレイン端子の各々を各ダイオードで橋絡して、前記ト
    ランジスタを保護する過程から成ることを特徴とする請
    求項６に記載の方法。
JP6117230A 1993-05-31 1994-05-30 電気誘導モータに電力を供給するインバータの運転方法 Withdrawn JPH07312899A (ja)

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