JPH07322084A - テレビジョン機器の電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 出力電圧を安定化するための回路が簡略化さ
れ、電力損失の少ないテレビジョン機器の電源回路を提
供する。 【構成】 Ｓ字補正コンデンサ２０の両端に発生したパ
ラボラ波が重畳した電圧をコンデンサ４１に通し、ダイ
オード４２で波形のローレベル側をクランプし、ローレ
ベル側がゼロに固定されたパラボラ波Ｖpbを得る。これ
を参照電圧Ｅrfと比較器３９で比較し、得られた励振波
形Ｖswにより、直流電圧Ｅboを安定化させる。さらに、
パラボラ波Ｖpbを、抵抗４４を通してダイオード４３と
コンデンサ４５により頂部を整流し、Ｖpbのｐ−ｐ値に
相当する直流電圧Ｅb1が得られる。Ｅb1はＥboに比べて
数分の一程度の低い値となり、その一端が疑似接地点Ａ
につながるので、比較器３９や演算増幅器３３の電源と
して好適なものとなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、回路構成が簡略化さ
れ、電力損失の少ないテレビジョン機器の電源回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】チョッパー方式のレギュレータは、比較
的簡単な回路で電力効率良く負荷電圧を制御できるの
で、従来からテレビジョン受像機中において、主電源回
路として良く用いられてきた。

【０００３】図８はこのチョッパー方式のレギュレータ
による従来のテレビジョン機器の電源回路を示す回路図
である。図８において、１は交流電源Ｅacを受けて直流
電源電圧Ｅｂを生成する第１のダイオードブリッジ型整
流回路、２は第１の平滑コンデンサ、３はスイッチ素
子、４はフライホイールダイオード、５はチョークコイ
ル、７は第２の平滑コンデンサ、８は電源励振回路であ
って、以上スイッチ素子３より電源励振回路８間での要
素によって、いわゆるチョッパーレギュレータ９を構成
し、その出力には制御された直流電圧Ｅboが生じる。

【０００４】この直流電圧Ｅboは、テレビジョン機器内
の各部回路１０に動作用電源電圧として供給される。な
お、電源励振回路８は、通常、直流電圧Ｅboより低い値
である第１の低圧直流電圧Ｅb1を電源として動作する
が、この第１の低圧直流電圧Ｅb1は、ここではドロッパ
ー抵抗１１とコンデンサ１２とで、直流電圧Ｅboより降
圧して生成している。

【０００５】このようにすると、電源励振回路８は、同
時に加えられる水平偏向周期のパルスＶｈの周期に合わ
せた励振波形Ｖswを発生する。そして、この励振波形Ｖ
swに応じて、スイッチ素子３がオン・オフし、その出力
に方形波Ｖｏが生じる。この方形波Ｖｏはフライホイー
ルダイオード４の動作と共働してチョークコイル５に三
角波の電流を流し、第２の平滑コンデンサ７の両端には
直流電圧Ｅboが生じる。そして、この直流電圧Ｅboは、
スイッチ素子３のオン側のデューティサイクルに比例す
る。従って、この直流電圧Ｅboを電源励振回路８に加
え、もし、これが上昇した場合には励振波形Ｖswが変化
して、方形波Ｖｏのオン側のデューティサイクルが減少
するような帰還ループを形成すると、直流電圧Ｅboは安
定化される。このようにすれば、たとえ交流電源入力Ｅ
acが変動しても、機器内の各部回路１０に加えられる直
流電圧Ｅboは一定となり、機器の安定な動作を保障する
ことができる。

【０００６】次に、図９は従来のテレビジョン機器の電
源回路の他の例を示す回路図であって、図８に示す回路
と同じ動作をする部分には同一符号を付し、再度の詳し
い説明は省略する。ここで、スイッチ素子３から電源励
振回路８までで構成されるチョッパーレギュレータ９の
構成としては、基本的には図８と同じであるが、その出
力の直流電圧Ｅboは、水平偏向出力回路１３の電源とし
てのみ供給される。

【０００７】ここで、１４は水平励振回路、１５は水平
励振トランス、１６は水平出力トランジスタ、１７はダ
ンパーダイオード、１８は帰線共振コンデンサ、１９は
水平偏向コイル、２０はＳ字補正コンデンサ、２１はフ
ライバックトランスであって、これらが組み合わさっ
て、水平偏向出力回路１３を形成している。また、フラ
イバックトランス２１の２次巻線２１ｂの一端につなが
る２２は、高圧整流ダイオードであり、図示しない受像
管の陽極に供給するための高圧ＨＶを発生する。３次巻
線２１ｃの一端につながる２３は低圧整流ダイオードで
あり、２４は平滑コンデンサであって、受像機の他の回
路に電源として第２の低圧直流電圧Ｅb2を供給する。

【０００８】更に、２５は電源トランス、２６は第２の
ダイオードブリッジ整流回路、２７は平滑コンデンサ、
５５は平滑チョークコイル、５６は平滑コンデンサであ
って、電源励振回路８を動作させるための第１の低圧直
流電圧Ｅb1を生成する。２８は高周波結合コンデンサで
ある。

【０００９】図９に示すように、図示しない前段より水
平周期の発振波形Ｖosc を水平励振回路１４に加え、更
に水平励振トランス１５の１次巻線１５ａの一端に第３
の低圧直流電圧Ｅb3を加えると、１５ａの他の一端には
水平励振回路１４によって、水平励振波形Ｖcdが発生す
る。この水平励振波形Ｖcdは、２次巻線１５ｂに変圧さ
れて水平出力トランジスタ１６のベース・エミッタ間に
加えられ、その結果、そのコレクタ・エミッタ間は、水
平周期でオンオフを繰り返すスイッチング動作を行う。

【００１０】このようにして、フライバックトランス２
１の１次巻線２１ａの一端と、水平出力トランジスタ１
６のエミッタとの間に、前述したチョッパーレギュレー
タ９によって得られた直流電圧Ｅboを加えると、ダンパ
ーダイオード１７が水平出力トランジスタ１６と共に水
平周期でオンオフし、良く知られた原理により、水平偏
向コイル１９とＳ字補正コンデンサ２０との直列回路に
水平周期のノコギリ波電流Ｉｙを流す。これによって、
図示しない受像管の電子ビームを水平方向に偏向する。

【００１１】また、この回路において、主として水平偏
向コイル１９とフライバックトランス２１の１次巻線２
１ａのインダクタンスと、帰線共振コンデンサ１８との
共振周期で決まる正弦波の半サイクル分のパルスＶｃ
が、水平出力トランジスタ１６のコレクタに生じる。こ
のパルスＶｃは、フライバックトランス２１の２次巻線
２１ｂに昇圧されてＶhvとなって、図示しない受像管の
陽極に加えられる。更に、フライバックトランス２１に
は３次巻線２１ｃも設けられており、ここから得たパル
スＶ３を整流ダイオード２３で整流し、さらに平滑コン
デンサ２４で平滑して第２の低圧直流電圧Ｅb2を得る。
この直流電圧Ｅb2は、回路内の各部の回路に動作用の電
源として供給される。

【００１２】また、２５は電源トランスで、交流電源電
圧Ｅacをその１次巻線２５ａに加えて、２次巻線２５ｂ
に小交流電圧Ｅac1 を得て、更に、この小交流電圧Ｅac
1 を第２のダイオードブリッジ２６で整流し、さらに平
滑コンデンサ２７，平滑チョークコイル５５，平滑コン
デンサ５６で形成されるフィルタを通して、第１の低圧
直流電圧Ｅb1を得て、電源励振回路８の動作用の電源と
している。

【００１３】この図９に示す回路で特徴的なのは、図９
の太線で描かれたラインＡの部分、即ち、図８において
接地として描かれた共通結線部分が、機器の筐体には直
接接続されず、高周波結合コンデンサ２８を通して高周
波的にのみ接地されていることである。なお、このＡ部
分を今後、疑似接地点と呼ぶ。

【００１４】このようにすると、平滑コンデンサ７の両
端に発生する直流電圧Ｅboは、水平出力回路１３に正し
く供給されるので、水平偏向コイル１９にノコギリ波電
流Ｉｙを流すことや、コレクタパルスＶｃをフライバッ
クトランス２１の一次巻線２１ａに加えて、高圧その他
を発生する動作には支障はない。その一方で、交流電源
Ｅacと直接つながるダイオードブリッジ１の出力が、直
接機器の筐体に直接接続されていないために、感電の危
険がない。外部接続との関係で筐体接地を行わなければ
ならない回路部分の電源としては、疑似接地点Ａ部分と
は切り離されていて、負側が筐体接地されている第２の
低圧直流電圧Ｅb2を供給すれば良い。

【００１５】なお、この直流電圧Ｅb2は水平偏向動作が
正常に行われないと発生しないので、これをそのまま水
平励振回路１４の電源として使うわけにはいかない。水
平励振回路１４の電源としては、ここでは特に説明しな
いが、別の手段で作られた片側筐体接地の第３の低圧直
流電源Ｅb3を使用する。また、疑似接地点Ａ部分を完全
に接地から切り離すと、この部分の電位が不安定で動作
に支障を来すので、高周波結合コンデンサ２８により高
周波的に接地する。勿論、この高周波結合コンデンサ２
８の値は、交流電源Ｅacの５０ないし６０Ｈｚに対して
十分高いインピーダンスを持つような値に設定し、筐体
に触れた場合でも感電の危険がないようにしてある。

【００１６】また、図１０は、図８或いは図９における
電源励振回路８の具体的な構成を示した図である。ここ
で、２９，３０は直流電圧を分圧する抵抗、３１はツェ
ナーダイオード、３２はそのバイアス抵抗、３３は演算
増幅器、３４，３６は抵抗、３５はポテンシオメータ、
３７は発振防止用抵抗、３８は発振防止用コンデンサ、
３９は比較器である。また、５７は波形整形用トランジ
スタ、５８と５９はそのベースバイアス抵抗、６０はコ
レクタ抵抗、６１は充放電コンデンサであって、これら
でノコギリ波電圧発生器４０を形成している。

【００１７】このようにすると、まず直流電圧Ｅboが抵
抗２９，３０で分圧されて、演算増幅器３３の非反転端
子に加えられると同時に、ツェナーダイオード３１と抵
抗３２で作られた一定電圧が、抵抗３４，３６とポテン
シオメータ３５で分圧されて基準電圧Ｅｓとなり、これ
が反転端子の方に加えられる。そして、その出力である
参照電圧Ｅrfが次の比較器３９の非反転端子に加えられ
る。

【００１８】一方、前述の水平偏向周期のパルスＶｈに
相当するものを次のようにして得る。フライバックトラ
ンス２１上に新たに設けられた巻線２１ｄから、パルス
Ｖ４がトランジスタ５７のベースに加えられ、このパル
ス期間中そのコレクタ・エミッタ間をオンさせる。する
と、このときコンデンサ６１のチャージはいったん放電
し、その端子電圧はゼロになるが、次にパルス期間が終
わってコレクタ・エミッタ間がオフすると、抵抗６０を
通してコンデンサ６１の電位が上昇し、結局コンデンサ
６１の両端電圧には、水平走査期間中に上昇し、帰線期
間中にボトミングするノコギリ波電圧Ｖstが得られる。

【００１９】このノコギリ波電圧Ｖstは比較器３９の反
転端子に加えられ、非反転端子のほうに加わる前述の参
照電圧Ｅrfと比較される。すると、比較器３９の出力に
は、ノコギリ波電圧Ｖstが参照電圧Ｅrfを割った期間の
みハイレベルで、後の期間はボトミングする励振波形Ｖ
swが得られる。もし、ここでスイッチ素子３に、この励
振波形Ｖswのローレベル期間でオン、ハイレベル期間で
オフとなるような素子、例えば、ｐ型ＭＯＳＦＥＴを使
用した場合、何らかの原因で直流電圧Ｅboが上昇しよう
とすると、自動的に励振波形Ｖswのローレベル期間、即
ちスイッチ素子３のオンのデューティサイクルが小さく
なって直流電圧Ｅboを低めるように働く。したがって、
交流電圧Ｅacの変動やその他回路素子のドリフトがあっ
ても、出力の直流電圧Ｅboは一定値に保たれることにな
る。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図８に示す従
来回路は、先の説明のからも分かる通り、交流電源Ｅac
を整流するダイオードブリッジ１の出力の一端が筐体に
接地されるので、感電の危険は免れない。また、電源励
振回路８の動作用電源としての第１の低圧直流電圧Ｅb1
は、高い方の直流電源電圧Ｅboから抵抗１１による電圧
降下で作られているので、この抵抗における電力損失が
大きく問題であった。

【００２１】また、図９に示す従来回路は、交流電源が
接地と切り離されているので、感電の問題は解決されて
おり、直流電圧Ｅb1を作るための電力損失も図８に比べ
て遥かに少なくて済む。しかしながら、図９に示す従来
回路では、新たに電源トランス２５と第２のダイオード
ブリッジ２６、平滑コンデンサ２７，５６、チョークコ
イル５５を必要とするので、この部分のコスト及び容積
が大きくなり、せっかくのチョッパーレギュレータによ
る簡便性の特徴が活かされない。したがって、疑似接地
点Ａを基準とした、電源励振回路８を動作させるための
低圧直流電源が、低損失で容易に得られる方法が必要と
されていた。

【００２２】また、図１０に示す図８或いは図９におけ
る電源励振回路８の具体例においては、新たにフライバ
ックトランス２１に専用の巻線２１ｄを必要とすること
や、ここから得られたパルスＶ４からノコギリ波電圧Ｖ
stを生成するノコギリ波発生回路４０を要することと
で、やはり回路が複雑化してしまうという欠点があっ
た。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、(1) 直流電源電圧を入力
し、スイッチ素子を通して制御した直流電圧を出力する
際、この出力電圧を電源励振回路に帰還して基準電圧と
比較し、水平偏向周期の励振波形を出力し、この励振波
形により前記スイッチ素子のオン・オフ動作を制御し
て、出力電圧を一定にするチョッパーレギュレータから
なるテレビジョン機器の電源回路において、水平偏向出
力回路のＳ字補正コンデンサの両端に発生するパラボラ
波電圧を整流した低圧直流電圧を生成し、前記電源励振
回路に電源電圧として供給する整流回路を備え、前記電
源励振回路は、前記出力電圧を前記基準電圧と比較し、
参照電圧を出力する演算増幅器と、前記水平出力回路の
Ｓ字補正コンデンサの両端に発生するパラボラ波電圧を
入力して、前記参照電圧と比較し、前記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御する励振波形を出力する比較器を
有することを特徴とするテレビジョン機器の電源回路
と、(2) 前記整流回路は両波整流回路であり、波形の正
側を整流する整流ダイオード回路と、負側を整流する整
流ダイオード回路との回路インピーダンスに差を設ける
ことを特徴とする(1) 記載のテレビジョン機器の電源回
路と、(3) 前記電源励振回路に供給される前記パラボラ
波電圧を微分する微分回路を備えたことを特徴とする
(1) 記載のテレビジョン機器の電源回路を提供するもの
である。

【００２４】

【実施例】以下、本発明のテレビジョン機器の電源回路
について、添付図面を参照して説明する。図１は本発明
のテレビジョン機器の電源回路の第１の実施例を示す回
路図、図２は図１に示す回路の動作を説明するための波
形図、図３は格子縞信号を受像したときの画面を示す
図、図４は本発明のテレビジョン機器の電源回路の第２
の実施例を示す回路図、図５は図４に示す回路の動作を
説明するための波形図、図６はパラボラ波電圧Ｖpbを微
分するための回路を示す図、図７は本発明のテレビジョ
ン機器の電源回路の第３の実施例を示す回路図である。
なお、図１，図４，図７において、先に説明した図８，
図９，図１０と同一部分には同一符号を付し、その詳細
な説明は省略する。

【００２５】図１において、水平励振回路１４から平滑
コンデンサ２４までの部分は、先の図９と同様に水平偏
向出力及び高圧出力回路として働き、水平偏向コイル１
９に水平周期のノコギリ波電流Ｉｙを流し、同時にフラ
イバックトランスの２次側に高圧ＨＶを発生する動作に
変わりはない。また、第１のダイオードブリッジ１から
第２の平滑コンデンサ７、及び高周波結合コンデンサ２
８から比較器３９までに部分が、交流入力電圧Ｅacを整
流し、電圧制御して直流電圧Ｅboに変換し、これをフラ
イバックトランス２１の一次巻線２１ａの一端に加え
て、水平出力回路１３の動作電源とする点も同じであ
る。図１において、新たに設けられたのは直流阻止コン
デンサ４１、第１のパラボラ波整流ダイオード４２、第
２のパラボラ波整流ダイオード４３、抵抗４４、平滑コ
ンデンサ４５である。

【００２６】図１において、Ｓ字補正コンデンサ２０の
両端には、良く知られているように、直流電圧Ｅboに水
平偏向周期のパラボラ波が重畳した電圧が生じている。
従って、これをコンデンサ４１に通し、ダイオード４２
で波形のローレベル側をクランプすると、その結果、図
２（Ａ）の実線に示すようなローレベル側がゼロに固定
されたパラボラ波電圧Ｖpbが得られる。そこで、このパ
ラボラ波電圧Ｖpbを同図一点鎖線で示す参照電圧Ｅrfと
比較器３９で比較すると、図２（Ｂ）に示すような励振
波形Ｖswが得られる。

【００２７】この図２から分かるように、もしここで直
流電圧Ｅboが何らかの原因で上昇し、その結果参照電圧
Ｅrfが上昇したとすると、破線で示すように励振波形Ｖ
swのハイレベル側即ちスイッチ素子３をオフする部分の
時間長ｔoff が長くなる。従って、これは出力の直流電
圧Ｅboを引き下げるように働き、結局、直流電圧Ｅboは
一定値で安定し動くことはない。このように、図１に示
す本発明のテレビジョン機器の電源回路は、比較器３９
の反転端子に加える波形をノコギリ波Ｖstではなく、パ
ラボラ波電圧Ｖpbにした点に第１の特徴があるが、この
パラボラ波電圧Ｖpbを生成するために、僅かコンデンサ
４１とダイオード４２の２点で行っており、図１０で示
したような回路でノコギリ波Ｖstを作るのに比べて、大
幅に回路が簡略化される。

【００２８】また、さらに抵抗４４を通して、ダイオー
ド４３とコンデンサ４５によりパラボラ波電圧Ｖpbの頂
部を整流すると、Ｖpbのピーク−ピーク（ｐ−ｐ）値に
相当する直流電圧Ｅb1が得られ、これをツェナーダイオ
ード３１から比較器３９までの部分を動作させるための
電源としている。即ち、直流阻止コンデンサ４１から平
滑コンデンサ４５間では、Ｓ字補正コンデンサ２０の両
端に発生するパラボラ波のｐ−ｐ値を整流する整流回路
７０を形成している。そして、これにより得られた低圧
直流電圧Ｅb1は、直流電圧Ｅboに比べて一般に数分の一
の低い値であり、しかも、その一端が疑似接地点Ａにつ
ながるので、比較器３９や演算増幅器３３の電源として
好適である。

【００２９】従って、図９に示す従来回路のように、電
源トランス２５、ダイオードブリッジ２６、平滑コンデ
ンサ２７，５６、チョークコイル５５を用いて直流電圧
Ｅb1を得ているのに比べて、図１は簡単な回路で済んで
おり、しかも、同時に比較器３９に加える比較波形とし
てのパラボラ波電圧Ｖpbをも生成するので、回路が大幅
に簡略化されている。なお、図１に示す直流電圧Ｅb1の
ための平滑コンデンサ４５の値は、取り扱う水平偏向周
波数が電源の交流Ｅacの周波数に比べて大幅に高いた
め、図９に示す同一目的の平滑コンデンサよりも小さな
値で済み、また、チョークコイルを使ってパイ型のフィ
ルタを形成する必要もない。この点でも、本発明は小型
化、低コスト化に有利である。

【００３０】また、図１に示す回路のように、Ｓ字補正
コンデンサ２０の両端のパラボラ波電圧を整流して直流
電圧を得る方法には別の利点もある。即ち、図９に示す
従来回路のように、Ｓ字補正コンデンサ２０を単純に水
平偏向コイル１９と直列にしただけの場合、画像に歪み
が生じる場合がある。例えば、図３に示すように、格子
縞信号を受像した場合、白の横線部分で高圧ＨＶの負荷
電流Ｉａが急激に増えるため、その後の偏向電流が影響
を受けて縦線が左右に振動するような現象である。

【００３１】この歪みを軽減するためには、高圧負荷電
流Ｉａが変動してもＳ字補正コンデンサ２０の電位が動
かないよう、ダイオードクランプ回路を付加すると良い
ことが知られている。この図１に示す回路のコンデンサ
４１とダイオード４２とは低圧直流電圧Ｅb1から引き出
される負荷電流の作用と相まって、電圧クランプ効果を
持ち、図３に示すような歪みが同時に軽減される利点を
持つ。但し、もし抵抗４４がなく、完全な両波整流を行
って低圧直流電圧Ｅb1を作るようにしたとすると、Ｓ字
補正コンデンサ２０のパラボラ波の上下端の両方をクラ
ンプしようとすることになり、電位は安定しない。これ
を防ぐにはダイオード４３を、例えばチョークコイル等
に変えて半波整流に変えれば問題はない。しかし、その
場合は直流電圧Ｅb1の値が約半分に減少してしまう。

【００３２】もし、これではＥb1の電圧値が不足で、ど
うしても両波整流にする必要がある場合は、図１のよう
に、片側の整流ダイオード４３に抵抗４４を加えて、こ
のほうをハーフクランプとすれば良い。すると、クラン
プ作用は主としてダイオード４２の方だけで行われ、パ
ラボラ波の下側先端部分の電位が固定されるので、前述
の歪み補正作用が支障なく行われる。整流結果のＥb1の
電圧値も半波整流の場合よりは十分高く取ることが可能
である。

【００３３】図１に示すチョッパーレギュレータは、ス
イッチ素子３を通して得た方形波Ｖｏを、チョークコイ
ル５と平滑コンデンサ７とで直流電圧Ｅboにしてから、
フライバックトランス２１の一次巻線２１ａの一端に加
えている。しかし、このように、チョッパーレギュレー
タの負荷を水平出力回路に限定するならば、このチョー
クコイル５と平滑コンデンサ７は省くことも可能であ
る。

【００３４】図４はその例を示したものであり、スイッ
チ素子３の出力Ｖｏが直接フライバックトランスの一次
巻線２１ａの一端に接続されている。この場合の動作を
図５で説明すると、まず、図５（Ａ）のパラボラ波電圧
Ｖpbを参照電圧Ｅrfと比較して、図５（Ｂ）のようなチ
ョッパーのスイッチ動作に用いる励振波形Ｖswを得るこ
とは図１に示す回路と同じである。この時、水平出力の
コレクタパルスＶｃは図５（Ｃ）のような位相関係にな
り、励振波形Ｖswのほぼ中央に位置する。

【００３５】スイッチ素子３は励振波形Ｖswの立上がり
時刻ｔ１でオンからオフに転じる。ところが、コレクタ
パルスの幅である帰線時間ｔｒの中央の時点ｔ２になる
と、この図４で新たに付け加えられたエネルギー再生ダ
イオード６が、フライバックトランス巻線２１ａからの
リターン電流により自動的に導通するので、スイッチ素
子３から出力される方形波Ｖｏは、図５（Ｄ）に示すよ
うに、時刻ｔ２で入力の直流電圧Ｅｂと等しくなり、そ
のパルス幅は図５（Ｂ）のＶswとは一致しない。しか
し、励振波形Ｖswの立上がり時刻ｔ１の位置は、参照電
圧Ｖrfによって前後するので、方形波Ｖｏのボトミング
する幅もこれに応じて変わることになる。

【００３６】図５（Ｅ）は、このときのフライバックト
ランス一次巻線２１ａに流れる電流Ｉｔを示す。水平走
査期間ｔｓ中は従来通り傾斜電流が流れるが、時刻ｔ１
以降はスイッチ素子３がオフするため電流は平坦にな
り、帰線時間ｔｒに入ると振動電流となって、また水平
走査期間ｔｓからのＩｔの傾斜電流のスタートにつなが
る。図５（Ｅ）から分かるように、参照電圧Ｅrfが変わ
って時刻ｔ１位置が動くと、電流Ｉｔの最大値（平坦部
分）が変わり、この水平出力回路に蓄えられる最大エネ
ルギーも変わるので、水平偏向コイルの電流や高圧出力
も制御できる。

【００３７】このように、図４のような回路形式では、
図１に示す回路のように制御された結果である直流電圧
Ｅboがない。そこでその代わり、新たに抵抗４６とコン
デンサ４７とで構成されるフィルタ４８を設けて、ここ
から直流電圧Ｅb4を取り出すようにして、この電圧Ｅb4
を適宜分圧した後、演算増幅器３３の非反転端子に加え
るようにすれば良い。偏向電流Ｉｙも高圧値ＨＶも共に
この直流電圧Ｅb4に比例するので、このようにして直流
電圧Ｅb4を一定にすれば、同様に安定化される。

【００３８】先に説明した図１の場合は、スイッチ素子
３がオフするタイミングは、妨害対策の面で水平偏向に
同期している点を除いては、特に条件はなく、要するに
スイッチ素子３のデューティサイクルさえ制御できれば
良い。例えば、図１の演算増幅器３３と比較器３９のそ
れぞれ入力端子の反転非反転を逆にして、オフ期間ｔof
f が走査期間ｔｓの中に入るようにしても問題なく動作
する。しかし、この図４に示す回路形式では、図５の説
明から分かる通り、スイッチ素子３をオフにするｔoff
期間に相当する励振波形Ｖswのハイレベル期間は、帰線
時間ｔｒの前後にまたがる必要がある。その点、このよ
うにパラボラ波電圧Ｖpbを元にして励振波形Ｖswを作る
と都合が良い。但し、演算増幅器３３と比較器３９の極
性は図４のように限られる。

【００３９】また、図４に示す回路のように、従来のノ
コギリ波Ｖstに代えてパラボラ波電圧Ｖpbを使った場合
は、図５に示す波形図から分かるように、励振波形Ｖsw
の立上がり時刻ｔ１の動く範囲は、走査期間ｔｓ中央か
ら帰線期間ｔｒのスタート時点までである。従って、図
２に示す波形図で説明したように、図１に示す回路に比
べて制御範囲が約半分になる。もし、これでは制御範囲
が不足する場合は、図６に示すような変形を施す。これ
は比較器３９の非反転端子入力に、パラボラ波ではなく
パラボラ波を若干微分した波形を加えるものである。即
ち、この図６では、抵抗４９，５０，５１とコンデンサ
５２（微分回路）によって、パラボラ波電圧Ｖpbを微分
した上で適宜分圧して比較器３９に加えるようにしてあ
る。このようにすると、先の図５（Ａ）の破線に示すよ
うに、比較器に加える波形の頂点が前の方に移動するの
で、その分時刻ｔ１がより前の方にまで動くことが可能
になり、電圧の制御範囲が広がる。

【００４０】次に、図７を用いて、本発明の別の実施例
について説明する。図１及び図４に示すように、Ｓ字補
正コンデンサ２０の両端のパラボラ波電圧Ｖpbを、整流
して直流電圧Ｅb1を得た場合、このＥb1の電圧値も直流
電圧Ｅboや方形波Ｖｏの平均値Ｅb4、換言すれば偏向電
流Ｉｙや高圧値ＨＶに比例する。そこで、この直流電圧
Ｅb1に比例した電圧を演算増幅器３３に加えて、基準電
圧Ｅｓとの比較により一定化するようにしても、やはり
偏向電流Ｉｙや高圧ＨＶは安定化される。

【００４１】図７において、抵抗５３，５４は、直流電
圧Ｅb1を分圧して演算増幅器３３の非反転端子に加える
ためのものである。このようにすると、当然この分圧さ
れた値が基準電圧Ｅｓに一致するように一定化されるか
ら、ひいてはパラボラ電圧Ｖpb、偏向電流Ｉｙが安定化
される。回路構成も図４よりさらに簡単である。なお、
図７に示す回路の場合は、図４と同じようなチョークコ
イルと第２の平滑コンデンサを持たない形式で説明した
が、これは勿論図１のようなチョークコイル５と第２の
平滑コンデンサ７を持つ形式でも使用可能である。

【００４２】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のテ
レビジョン機器の電源回路は、出力電圧を安定化するた
めの回路が大幅に簡略化され、また損失電力も少なく、
同時に画像の歪みを軽減するという実用上極めて優れた
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のテレビジョン機器の電源回路の第１の
実施例を示す回路図である。

【図２】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図３】格子縞信号を受像したときの画面を示す図であ
る。

【図４】本発明のテレビジョン機器の電源回路の第２の
実施例を示す回路図である。

【図５】図４に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図６】パラボラ波Ｖpbを微分するための回路を示す図
である。

【図７】本発明のテレビジョン機器の電源回路の第３の
実施例を示す回路図である。

【図８】チョッパー方式のレギュレータによる従来のテ
レビジョン機器の電源回路を示す回路図である。

【図９】従来のテレビジョン機器の電源回路の他の例を
示す回路図である。

【図１０】図８或いは図９における電源励振回路８の具
体的な構成を示した回路図である。

【符号の説明】

１ 第１のダイオードブリッジ型整流回路 ２ 第１の平滑コンデンサ ３ スイッチ素子（チョッパーレギュレータ） ４ フライホイールダイオード（チョッパーレギュレー
タ） ５ チョークコイル（チョッパーレギュレータ） ６ エネルギー再生ダイオード ７ 第２の平滑コンデンサ（チョッパーレギュレータ） ８ 電源励振回路（チョッパーレギュレータ） ９ チョッパーレギュレータ １３ 水平偏向出力回路 ２０ Ｓ字補正コンデンサ ３３ 演算増幅器（電源励振回路） ３９ 比較器（電源励振回路） ４１ 直流阻止コンデンサ（整流回路） ４２ 第１のパラボラ波整流ダイオード（整流回路） ４３ 第２のパラボラ波整流ダイオード（整流回路） ４４ 抵抗（整流回路） ４５ 平滑コンデンサ（整流回路） ４９〜５１ 抵抗（微分回路） ５２ コンデンサ（微分回路） ７０ 整流回路 Ｅｂ 直流電源電圧 Ｅbo 出力電圧 Ｅb1 低圧直流電圧 Ｅrf 参照電圧 Ｅｓ 基準電圧 Ｖsw 励振波形 Ｖpb パラボラ波電圧

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源電圧を入力し、スイッチ素子を通
   して制御した直流電圧を出力する際、この出力電圧を電
   源励振回路に帰還して基準電圧と比較し、水平偏向周期
   の励振波形を出力し、この励振波形により前記スイッチ
   素子のオン・オフ動作を制御して、出力電圧を一定にす
   るチョッパーレギュレータからなるテレビジョン機器の
   電源回路において、 水平偏向出力回路のＳ字補正コンデンサの両端に発生す
   るパラボラ波電圧を整流した低圧直流電圧を生成し、前
   記電源励振回路に電源電圧として供給する整流回路を備
   え、 前記電源励振回路は、 前記出力電圧を前記基準電圧と比較し、参照電圧を出力
   する演算増幅器と、 前記水平出力回路のＳ字補正コンデンサの両端に発生す
   るパラボラ波電圧を入力して、前記参照電圧と比較し、
   前記スイッチ素子のオン・オフ動作を制御する励振波形
   を出力する比較器を有することを特徴とするテレビジョ
   ン機器の電源回路。
2. 【請求項２】前記整流回路は両波整流回路であり、波形
   の正側を整流する整流ダイオード回路と、負側を整流す
   る整流ダイオード回路との回路インピーダンスに差を設
   けることを特徴とする請求項１記載のテレビジョン機器
   の電源回路。
3. 【請求項３】前記電源励振回路に供給される前記パラボ
   ラ波電圧を微分する微分回路を備えたことを特徴とする
   請求項１記載のテレビジョン機器の電源回路。