JPH07322496A - 配電用電流形アクティブフィルタ - Google Patents
配電用電流形アクティブフィルタInfo
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- JPH07322496A JPH07322496A JP6105732A JP10573294A JPH07322496A JP H07322496 A JPH07322496 A JP H07322496A JP 6105732 A JP6105732 A JP 6105732A JP 10573294 A JP10573294 A JP 10573294A JP H07322496 A JPH07322496 A JP H07322496A
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E40/20—Active power filtering [APF]
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】電流形アクティブフィルタにおいて、側帯波の
周波数を高くすることができ、帯域除去フィルタのコイ
ルやコンデンサを小さくできるとともに、簡単な回路構
成で側帯波を除去する 【構成】 電流形アクティブフィルタを構成する電力変
換器Ａのインバータ７は、複数のスイッチング素子とし
てのトランジスタＴu + ，Ｔ- u ，Ｔ+ v ，Ｔ- v ，Ｔ
+ w ，Ｔ- w 、ダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されて
いる。インバータ７の直流端子には所定の電流（リアク
トル電流）Ｉd を供給するリアクトル９が接続されてい
る。トランジスタＴu + ，Ｔ- u ，Ｔ+ v ，Ｔ- v ，Ｔ
+ w ，Ｔ- w は、制御回路８により、＋側及び−側の３
個のうち常に各１個がオンするように、かつ入力した指
令値ｉi * （i ＝u,v,w ）のそれに等しくするようＰＷ
Ｍ制御、すなわち、鋸波変調を行う。変換器は１／２周
期だけ移相した鋸波キャリアを使用し、又、多重化され
ているため、各変換器Ａ，Ｂからの出力電流が合成され
てＬＣフィルタ６に合成電流が出力する。
周波数を高くすることができ、帯域除去フィルタのコイ
ルやコンデンサを小さくできるとともに、簡単な回路構
成で側帯波を除去する 【構成】 電流形アクティブフィルタを構成する電力変
換器Ａのインバータ７は、複数のスイッチング素子とし
てのトランジスタＴu + ，Ｔ- u ，Ｔ+ v ，Ｔ- v ，Ｔ
+ w ，Ｔ- w 、ダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されて
いる。インバータ７の直流端子には所定の電流（リアク
トル電流）Ｉd を供給するリアクトル９が接続されてい
る。トランジスタＴu + ，Ｔ- u ，Ｔ+ v ，Ｔ- v ，Ｔ
+ w ，Ｔ- w は、制御回路８により、＋側及び−側の３
個のうち常に各１個がオンするように、かつ入力した指
令値ｉi * （i ＝u,v,w ）のそれに等しくするようＰＷ
Ｍ制御、すなわち、鋸波変調を行う。変換器は１／２周
期だけ移相した鋸波キャリアを使用し、又、多重化され
ているため、各変換器Ａ，Ｂからの出力電流が合成され
てＬＣフィルタ６に合成電流が出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は配電用アクティブフィ
ルタに係り、詳しくは、電流形アクティブフィルタに関
するものである。
ルタに係り、詳しくは、電流形アクティブフィルタに関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】配電用アクティブフィルタは、電力用半
導体素子を用いた電気機器等の負荷が発生する高調波電
流を補償し、系統には正弦波形の電流が流れるようにす
るものである。
導体素子を用いた電気機器等の負荷が発生する高調波電
流を補償し、系統には正弦波形の電流が流れるようにす
るものである。
【０００３】この配電用アクティブフィルタとして、電
圧形アクティブフィルタと電流形アクティブフィルタが
知られている。電流形アクティブフィルタは直流電流源
としての直流リアクトルの電流を所定の値に制御し、さ
らに、電力用スイッチング素子をオン・オフで極性を変
えることにより、高調波電流と同じ電流波形をつくる方
式のフィルタである。又、電圧形アクティブフィルタは
直流電圧源としてのコンデンサの充放電と大電力用スイ
ッチング素子のオン・オフにより高調波電流と同じ電流
波形をつくる方式のフィルタである。
圧形アクティブフィルタと電流形アクティブフィルタが
知られている。電流形アクティブフィルタは直流電流源
としての直流リアクトルの電流を所定の値に制御し、さ
らに、電力用スイッチング素子をオン・オフで極性を変
えることにより、高調波電流と同じ電流波形をつくる方
式のフィルタである。又、電圧形アクティブフィルタは
直流電圧源としてのコンデンサの充放電と大電力用スイ
ッチング素子のオン・オフにより高調波電流と同じ電流
波形をつくる方式のフィルタである。
【０００４】電流形アクティブフィルタは、電圧形アク
ティブフィルタと比較すると、バイポーラトランジスタ
のような低速スイッチング素子でも十分対応できるこ
と、制御回路や補償電流の制御演算が簡単なこと、本質
的に電流源の動作を行うため、系統との間の干渉（共振
現象など）が少ない等の利点を有している。
ティブフィルタと比較すると、バイポーラトランジスタ
のような低速スイッチング素子でも十分対応できるこ
と、制御回路や補償電流の制御演算が簡単なこと、本質
的に電流源の動作を行うため、系統との間の干渉（共振
現象など）が少ない等の利点を有している。
【０００５】従来の電流形アクティブフィルタは高調波
波形と搬送波と呼ばれる三角波形との大小比較を行い、
電力変換器のスイッチング素子をオン・オフさせること
により行われている。
波形と搬送波と呼ばれる三角波形との大小比較を行い、
電力変換器のスイッチング素子をオン・オフさせること
により行われている。
【０００６】電流形アクティブフィルタは電力変換器を
多重接続して動作させている。例えば、図１は２台の電
流形変換器Ａ，Ｂを接続して動作するアクティブフィル
タを示している。各変換器Ａ，Ｂの出力電流は図３に示
すようなＰＷＭ（パルス幅変調）制御された波形で、配
電線に供給すべき電流（ｉi * に相当）のほかに、多量
のＰＷＭに起因する高周波成分（以下、側帯波という）
を含んでいる。文献によれば、ｉi * が単一の周波数ｆ
h をもつ高調波電流、またＰＷＭのキャリア周波数をｆ
c とすれば、 ｆ＝ｍｆc ＋ｎｆh ｍ＝１，２，３… ，ｎ＝±１，±２，±３… の周波数成分をもつ側帯波をもつことが知られている。
多重接続して動作させている。例えば、図１は２台の電
流形変換器Ａ，Ｂを接続して動作するアクティブフィル
タを示している。各変換器Ａ，Ｂの出力電流は図３に示
すようなＰＷＭ（パルス幅変調）制御された波形で、配
電線に供給すべき電流（ｉi * に相当）のほかに、多量
のＰＷＭに起因する高周波成分（以下、側帯波という）
を含んでいる。文献によれば、ｉi * が単一の周波数ｆ
h をもつ高調波電流、またＰＷＭのキャリア周波数をｆ
c とすれば、 ｆ＝ｍｆc ＋ｎｆh ｍ＝１，２，３… ，ｎ＝±１，±２，±３… の周波数成分をもつ側帯波をもつことが知られている。
【０００７】そして、電力変換器を多重化すると、ｍが
奇数の側帯波は相殺され、ｍが偶数の成分だけが残るこ
とが知られている。
奇数の側帯波は相殺され、ｍが偶数の成分だけが残るこ
とが知られている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来は三角波
キャリアによりＰＷＭ制御を行い、電力変換器を多重化
した場合、図８（ｂ）に示すようになる。図８（ｂ）
は、変換器がｆh ＝５００Ｈｚの正弦波電流を出力する
ように動作させた時の周波数スペクトラムである。な
お、三角波のキャリア周波数ｆc は２．５ｋＨｚであ
る。図８（ｂ）においてはＩ2,-1、Ｉ2,1 の成分が残
り、この成分を除去するためには帯域除去フィルタ回路
を必要とするが、複雑な回路が必須であった。さらに、
側帯波の周波数ｆを高くすれば、帯域除去フィルタを構
成するコイルやコンデンサを小さくできるが、ＰＷＭの
キャリア周波数ｆ0 を高くすることには限度があった。
キャリアによりＰＷＭ制御を行い、電力変換器を多重化
した場合、図８（ｂ）に示すようになる。図８（ｂ）
は、変換器がｆh ＝５００Ｈｚの正弦波電流を出力する
ように動作させた時の周波数スペクトラムである。な
お、三角波のキャリア周波数ｆc は２．５ｋＨｚであ
る。図８（ｂ）においてはＩ2,-1、Ｉ2,1 の成分が残
り、この成分を除去するためには帯域除去フィルタ回路
を必要とするが、複雑な回路が必須であった。さらに、
側帯波の周波数ｆを高くすれば、帯域除去フィルタを構
成するコイルやコンデンサを小さくできるが、ＰＷＭの
キャリア周波数ｆ0 を高くすることには限度があった。
【０００９】本発明の目的は従来の問題を解消して、側
帯波の周波数を高くすることができ、そのことによって
側帯波除去用フィルタを簡素化でき、性能も三角波キャ
リアに比較して大幅に向上することができる電流形アク
ティブフィルタを提供することを目的としている。
帯波の周波数を高くすることができ、そのことによって
側帯波除去用フィルタを簡素化でき、性能も三角波キャ
リアに比較して大幅に向上することができる電流形アク
ティブフィルタを提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの請求項１の発明は、配電線に流れる系統電流に
対して負荷から生じた障害電流が重畳された負荷電流を
検出する検出手段と、前記検出手段の検出結果に基づい
て障害電流を算定する算定手段と、複数のスイッチング
素子を含み、前記算定手段の算定結果に基づいてパルス
幅変調方式で前記スイッチング素子のオン・オフを行う
ことにより障害電流と等価の補償電流を発生し、配電線
に補償電流を供給する複数の補償電流発生手段とを備え
た配電用アクティブフィルタにおいて、前記補償電流発
生手段は、パルス幅変調方式に使用する搬送波に鋸波を
使用し、該鋸波と障害電流波形との大小比較に基づい
て、スイッチング素子をオン・オフすることにより、補
償電流を出力することを要旨としている。
めにこの請求項１の発明は、配電線に流れる系統電流に
対して負荷から生じた障害電流が重畳された負荷電流を
検出する検出手段と、前記検出手段の検出結果に基づい
て障害電流を算定する算定手段と、複数のスイッチング
素子を含み、前記算定手段の算定結果に基づいてパルス
幅変調方式で前記スイッチング素子のオン・オフを行う
ことにより障害電流と等価の補償電流を発生し、配電線
に補償電流を供給する複数の補償電流発生手段とを備え
た配電用アクティブフィルタにおいて、前記補償電流発
生手段は、パルス幅変調方式に使用する搬送波に鋸波を
使用し、該鋸波と障害電流波形との大小比較に基づい
て、スイッチング素子をオン・オフすることにより、補
償電流を出力することを要旨としている。
【００１１】請求項２の発明は請求項１の発明の構成に
加えて、補償電流発生手段が、帯域除去フィルタを介し
て配電線に接続されるものであることを要旨としてい
る。請求項３の発明は請求項２の発明において、帯域除
去フィルタはＬＣフィルタであることをその要旨として
いる。
加えて、補償電流発生手段が、帯域除去フィルタを介し
て配電線に接続されるものであることを要旨としてい
る。請求項３の発明は請求項２の発明において、帯域除
去フィルタはＬＣフィルタであることをその要旨として
いる。
【００１２】
【作用】請求項１の発明によれば、検出手段は配電線に
流れる系統電流に対して負荷から生じた障害電流が重畳
された負荷電流の検出を行う。算定手段は前記検出手段
の検出結果に基づいて障害電流の算定を行う。補償電流
発生手段は前記算定手段の算定結果に基づいて鋸波と障
害電流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子
をオン・オフするパルス幅変調制御を行うことにより、
補償電流を出力する。
流れる系統電流に対して負荷から生じた障害電流が重畳
された負荷電流の検出を行う。算定手段は前記検出手段
の検出結果に基づいて障害電流の算定を行う。補償電流
発生手段は前記算定手段の算定結果に基づいて鋸波と障
害電流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子
をオン・オフするパルス幅変調制御を行うことにより、
補償電流を出力する。
【００１３】請求項２の発明は請求項１の作用に加え
て、補償電流発生手段が、帯域除去フィルタを介して配
電線に接続されるため、パルス幅変調制御に起因する高
調波が帯域除去フィルタにて除去されて配電線に補償電
流が出力される。
て、補償電流発生手段が、帯域除去フィルタを介して配
電線に接続されるため、パルス幅変調制御に起因する高
調波が帯域除去フィルタにて除去されて配電線に補償電
流が出力される。
【００１４】請求項３の発明はＬＣフィルタにより、パ
ルス幅変調制御に起因する高調波が帯域除去フィルタに
て除去される。
ルス幅変調制御に起因する高調波が帯域除去フィルタに
て除去される。
【００１５】
【実施例】以下、この発明を具体化した実施例を図に従
って説明する。図１に示すように三相の配電線１に負荷
２が接続され、負荷２に対して電流形アクティブフィル
タ（以下、単にアクティブフィルタという）３が並列に
接続されている。
って説明する。図１に示すように三相の配電線１に負荷
２が接続され、負荷２に対して電流形アクティブフィル
タ（以下、単にアクティブフィルタという）３が並列に
接続されている。
【００１６】アクティブフィルタ３について詳細に説明
する。アクティブフィルタ３は検出手段、及び算定手段
としての障害電流検出装置４、補償電流発生手段として
の補償電流発生装置５及び帯域除去フィルタとしてのＬ
Ｃフィルタ６とを備えている。障害電流検出装置４は電
子回路から構成されている。障害電流検出装置４は前記
配電線１の各相に対して変流器ＣＴを介して接続され、
各相に流れる負荷電流をそれぞれ入力する。
する。アクティブフィルタ３は検出手段、及び算定手段
としての障害電流検出装置４、補償電流発生手段として
の補償電流発生装置５及び帯域除去フィルタとしてのＬ
Ｃフィルタ６とを備えている。障害電流検出装置４は電
子回路から構成されている。障害電流検出装置４は前記
配電線１の各相に対して変流器ＣＴを介して接続され、
各相に流れる負荷電流をそれぞれ入力する。
【００１７】障害電流検出装置４は系統から流入する系
統電流ｉsu，ｉsv，ｉswに重畳された障害電流ｉi * （
i ＝u,v,w ）を検出するようになっている。障害電流ｉ
i *は電力用半導体素子を用いた電気機器等の負荷２が
発生する高調波電流や逆相電流（不平衡成分）等であ
る。この障害電流検出装置４では次のように障害電流の
検出が行われている。
統電流ｉsu，ｉsv，ｉswに重畳された障害電流ｉi * （
i ＝u,v,w ）を検出するようになっている。障害電流ｉ
i *は電力用半導体素子を用いた電気機器等の負荷２が
発生する高調波電流や逆相電流（不平衡成分）等であ
る。この障害電流検出装置４では次のように障害電流の
検出が行われている。
【００１８】系統電流ｉsu，ｉsv，ｉswを、 ｉsu＝ＩS ｓｉｎωs ｔ ｉsv＝ＩS ｓｉｎ（ωs ｔ−２π／３） ｉsw＝ＩS ｓｉｎ（ωs ｔ＋２π／３） ωs ：電源の角周波数 とする。負荷電流ｉLu，ｉLv，ｉLwとすれば、アクティ
ブフィルタ３が補償すべき補償電流ｉci＝ｉi * （後記
する変換器Ａ，Ｂへの指令値ともいう）は ｉi * ＝ｉLi−ｉSi （i ＝u,v,w ） である。この実施例では、障害電流検出装置４は変流器
ＣＴで検出した負荷電流ｉLiと、回路内部において配電
線１から供給された電源の角周波数ωs に基づいて生成
したｉSiとから指令値ｉi * を求め、この指令値ｉi *
を変換器Ａ，Ｂに入力するようになっている。
ブフィルタ３が補償すべき補償電流ｉci＝ｉi * （後記
する変換器Ａ，Ｂへの指令値ともいう）は ｉi * ＝ｉLi−ｉSi （i ＝u,v,w ） である。この実施例では、障害電流検出装置４は変流器
ＣＴで検出した負荷電流ｉLiと、回路内部において配電
線１から供給された電源の角周波数ωs に基づいて生成
したｉSiとから指令値ｉi * を求め、この指令値ｉi *
を変換器Ａ，Ｂに入力するようになっている。
【００１９】なお、ＩS はｉSiの振幅である。このＩS
はリアクトル電流Ｉd をＩd * にするようなフィードバ
ック制御を行うことにより求められている。すなわち、
障害電流検出装置４はＰＩ補償器（図示しない）を備え
ており、リアクトル電流ｉdの偏差をＰＩ補償器を通し
て帰還し、 ＩS ＝（Ｋp ＋ＫI ／Ｐ）（Ｉd * −Ｉd ） 式中においてＰ＝ｄ／ｄｔ，（微分演算子，１／Ｐは積
分∫ｄｔを意味） Ｋp ，ＫI ：ＰＩ補償器のゲイン で求められる。なお、ＩS は前記フィードバック制御に
より適正な値ＩS0に収斂する。例えば、ＩS ＞ＩS0のと
きは、負荷２が必要とする以上の有効電力が電源から供
給される。線路電圧が変わらなければ、負荷２の電力は
一定であるため、余分なエネルギは後記リアクトル９に
蓄えられ、Ｉd を増大させる。ＩS ＜ＩS0のときは、リ
アクトル９から負荷２に電力が供給され、Ｉd を減少す
る。
はリアクトル電流Ｉd をＩd * にするようなフィードバ
ック制御を行うことにより求められている。すなわち、
障害電流検出装置４はＰＩ補償器（図示しない）を備え
ており、リアクトル電流ｉdの偏差をＰＩ補償器を通し
て帰還し、 ＩS ＝（Ｋp ＋ＫI ／Ｐ）（Ｉd * −Ｉd ） 式中においてＰ＝ｄ／ｄｔ，（微分演算子，１／Ｐは積
分∫ｄｔを意味） Ｋp ，ＫI ：ＰＩ補償器のゲイン で求められる。なお、ＩS は前記フィードバック制御に
より適正な値ＩS0に収斂する。例えば、ＩS ＞ＩS0のと
きは、負荷２が必要とする以上の有効電力が電源から供
給される。線路電圧が変わらなければ、負荷２の電力は
一定であるため、余分なエネルギは後記リアクトル９に
蓄えられ、Ｉd を増大させる。ＩS ＜ＩS0のときは、リ
アクトル９から負荷２に電力が供給され、Ｉd を減少す
る。
【００２０】その結果、上記のフィードバック制御によ
りＩS をＩS0にすることができる。なお、リアクトル電
流Ｉd （＝Ｉd * ）はどの瞬時においても 指令値ｉi
*（i ＝u,v,w ）よりも大である必要がある。従って、
この実施例では、障害電流検出装置４はｉu * 〜ｉw *
のうち、絶対値が最大なもの（｜ｉ* ｜max ）を求め、
Ｉd * ＝１．２｜ｉ* ｜max を演算する。なお、リアク
トル９の銅損を考慮すると、Ｉd * はなるだけ小さくす
ることが好ましい。
りＩS をＩS0にすることができる。なお、リアクトル電
流Ｉd （＝Ｉd * ）はどの瞬時においても 指令値ｉi
*（i ＝u,v,w ）よりも大である必要がある。従って、
この実施例では、障害電流検出装置４はｉu * 〜ｉw *
のうち、絶対値が最大なもの（｜ｉ* ｜max ）を求め、
Ｉd * ＝１．２｜ｉ* ｜max を演算する。なお、リアク
トル９の銅損を考慮すると、Ｉd * はなるだけ小さくす
ることが好ましい。
【００２１】次に、補償電流発生装置５について説明す
る。図１に示すように補償電流発生装置５は多重化接続
された一対の電力変換器（以下、単に変換器という）
Ａ，Ｂと、リアクトル９とから構成されている。
る。図１に示すように補償電流発生装置５は多重化接続
された一対の電力変換器（以下、単に変換器という）
Ａ，Ｂと、リアクトル９とから構成されている。
【００２２】図２は変換器Ａの結線図である。なお、変
換器Ｂは変換器Ａと同一構成のため変換器Ａについて説
明し、変換器Ｂについては説明を省略する。又、図２に
おいては説明の便宜上一方の変換器ＡのみしかＬＣフィ
ルタ６が接続されていないが、ＬＣフィルタ６は図１に
示すように変換器Ａ，Ｂの交流端子に共通に接続されて
いる。図に示すように変換器Ａは電流形ＰＷＭインバー
タ（以下、インバータという）７と制御回路８とから構
成されている。インバータ７は、複数のスイッチング素
子としてのバイポーラトランジスタ（以下、トランジス
タという）ＴU + ，ＴU - ，ＴV + ，ＴV - ，Ｔw + ，
Ｔw - 、ダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されている。
インバータ７の直流端子には所定の電流（リアクトル電
流）Ｉdを供給するリアクトル９が接続されている。な
お、両変換器Ａ，Ｂに接続されたリアクトル９は共通鉄
心にして相間リアクトル（電流バランス）と平滑作用を
兼ね備えるように設計されている。
換器Ｂは変換器Ａと同一構成のため変換器Ａについて説
明し、変換器Ｂについては説明を省略する。又、図２に
おいては説明の便宜上一方の変換器ＡのみしかＬＣフィ
ルタ６が接続されていないが、ＬＣフィルタ６は図１に
示すように変換器Ａ，Ｂの交流端子に共通に接続されて
いる。図に示すように変換器Ａは電流形ＰＷＭインバー
タ（以下、インバータという）７と制御回路８とから構
成されている。インバータ７は、複数のスイッチング素
子としてのバイポーラトランジスタ（以下、トランジス
タという）ＴU + ，ＴU - ，ＴV + ，ＴV - ，Ｔw + ，
Ｔw - 、ダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されている。
インバータ７の直流端子には所定の電流（リアクトル電
流）Ｉdを供給するリアクトル９が接続されている。な
お、両変換器Ａ，Ｂに接続されたリアクトル９は共通鉄
心にして相間リアクトル（電流バランス）と平滑作用を
兼ね備えるように設計されている。
【００２３】トランジスタＴU + ，ＴU - ，ＴV + ，Ｔ
V - ，Ｔw + ，Ｔw - は、制御回路８により、＋側及び
−側の３個のうち常に各１個がオンするように制御され
る。この制御は下記のように行われる。変換器Ａ，Ｂの
制御回路８は、図３に示すように時間軸を微小時間Ｔに
等分割し、各微小時間の電流ｉi の平均値を前記障害電
流検出装置４から入力した指令値ｉi * （i ＝u,v,w ）
のそれに等しくするようＰＷＭ制御する。すなわち、鋸
波変調を行う。
V - ，Ｔw + ，Ｔw - は、制御回路８により、＋側及び
−側の３個のうち常に各１個がオンするように制御され
る。この制御は下記のように行われる。変換器Ａ，Ｂの
制御回路８は、図３に示すように時間軸を微小時間Ｔに
等分割し、各微小時間の電流ｉi の平均値を前記障害電
流検出装置４から入力した指令値ｉi * （i ＝u,v,w ）
のそれに等しくするようＰＷＭ制御する。すなわち、鋸
波変調を行う。
【００２４】ｉu * −ｉv * ≡ｉuv * ｉv * −ｉw * ≡ｉVw * ｉw * −ｉu * ≡ｉwu * と定義すると、信号波ｉuv * 〜ｉwu * と１．５Ｉd の振
幅をもつ鋸波ｉs との大小関係から図４（ａ）に示すよ
うにオンすべきトランジスタが一義的に定まる。
幅をもつ鋸波ｉs との大小関係から図４（ａ）に示すよ
うにオンすべきトランジスタが一義的に定まる。
【００２５】例えば、ｉwu * ＜ｉs ≦ｉVw * の期間では
ＴU + ，ＴW - をオンさせる。ｉVw * ＜ｉs ≦ｉuv * の
期間ではＴU + ，ＴV - をオンさせる。又、ｉs ≦ｉwu
* とｉuv * ＜ｉs のときはＴU + ，ＴU - をオンさせ
る。
ＴU + ，ＴW - をオンさせる。ｉVw * ＜ｉs ≦ｉuv * の
期間ではＴU + ，ＴV - をオンさせる。又、ｉs ≦ｉwu
* とｉuv * ＜ｉs のときはＴU + ，ＴU - をオンさせ
る。
【００２６】このように制御すると、微小時間の電流ｉ
i の微小期間ｔ＝０〜Ｔの平均値が指令値ｉi * にほぼ
等しくなる。すなわち、図４（ａ）のｔ＝τ1 〜τ3 で
はｉu ＝Ｉd であり、残りの時間ではｉu ＝０であるか
ら、 平均値ｉu ＝（τ3 −τ1 ）Ｉd ／Ｔ ≒（ｉuv * −ｉwu * ）Ｉd ／３Ｉd ＝ ｉu * となる。
i の微小期間ｔ＝０〜Ｔの平均値が指令値ｉi * にほぼ
等しくなる。すなわち、図４（ａ）のｔ＝τ1 〜τ3 で
はｉu ＝Ｉd であり、残りの時間ではｉu ＝０であるか
ら、 平均値ｉu ＝（τ3 −τ1 ）Ｉd ／Ｔ ≒（ｉuv * −ｉwu * ）Ｉd ／３Ｉd ＝ ｉu * となる。
【００２７】同様にしてｔ＝τ2 〜τ3 ではｉv ＝−Ｉ
d となり、平均値ｉv ≒ｉv * となる。又、三相回路で
は、ｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０であるから、平均値ｉw ≒ｉ
w *となる。
d となり、平均値ｉv ≒ｉv * となる。又、三相回路で
は、ｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０であるから、平均値ｉw ≒ｉ
w *となる。
【００２８】又、この実施例では変換器Ａ，Ｂは図５に
示すように互いに１／２周期だけ移相した鋸波キャリア
を使用している。そして、変換器は多重化されているた
め、各変換器Ａ，Ｂからの出力電流が合成されてＬＣフ
ィルタ６に合成電流が出力する。
示すように互いに１／２周期だけ移相した鋸波キャリア
を使用している。そして、変換器は多重化されているた
め、各変換器Ａ，Ｂからの出力電流が合成されてＬＣフ
ィルタ６に合成電流が出力する。
【００２９】従って、この多重化により、各変換器Ａ，
Ｂから出力されて合成された図１に示す合成電流（例え
ばｉu ＝ｉuA＋ｉuB、なお、この括弧内の左記ｉu は各
変換器から出力されたｉu ではない。又、図１に示すｉ
uAとは変換器Ａからの出力電流ｉu をいい、ｉuBとは変
換器Ｂからの出力電流ｉu をいう。他の相における
ｉ v ，ｉw についても同様である）の周波数スペクトラ
ムは図８（ａ）に示すようになる。この多重化により、
インバータ７の出力電流は偶数次の側帯波（２ｆc±ｍ
ｆh ，ｍ＝±１，±２…）だけが残っている。
Ｂから出力されて合成された図１に示す合成電流（例え
ばｉu ＝ｉuA＋ｉuB、なお、この括弧内の左記ｉu は各
変換器から出力されたｉu ではない。又、図１に示すｉ
uAとは変換器Ａからの出力電流ｉu をいい、ｉuBとは変
換器Ｂからの出力電流ｉu をいう。他の相における
ｉ v ，ｉw についても同様である）の周波数スペクトラ
ムは図８（ａ）に示すようになる。この多重化により、
インバータ７の出力電流は偶数次の側帯波（２ｆc±ｍ
ｆh ，ｍ＝±１，±２…）だけが残っている。
【００３０】次に、ＬＣフィルタ６について説明する。
ＬＣフィルタ６は前記変換器Ａ，Ｂの交流端子に接続さ
れ、出力端子は各相の配電線１に対して接続されてい
る。このＬＣフィルタ６は各相間にコンデンサＣが接続
されるとともに、各相にコイルＬが接続されることによ
り構成され、除去すべき高調波の上限周波数をｆ0 とす
ると、ｆ0 以上の成分をほとんど除去し、ｆ0 以下の成
分を減衰なしで通すような特性となるように設計されて
いる。
ＬＣフィルタ６は前記変換器Ａ，Ｂの交流端子に接続さ
れ、出力端子は各相の配電線１に対して接続されてい
る。このＬＣフィルタ６は各相間にコンデンサＣが接続
されるとともに、各相にコイルＬが接続されることによ
り構成され、除去すべき高調波の上限周波数をｆ0 とす
ると、ｆ0 以上の成分をほとんど除去し、ｆ0 以下の成
分を減衰なしで通すような特性となるように設計されて
いる。
【００３１】従って、このＬＣフィルタ６により、イン
バータ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減
衰なく配電線路側に供給される。また、ＰＷＭに起因す
る２ｆc の側帯波は大部分がコンデンサＣに側流し、配
電線１にはごく僅かの電流が流れるだけである。
バータ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減
衰なく配電線路側に供給される。また、ＰＷＭに起因す
る２ｆc の側帯波は大部分がコンデンサＣに側流し、配
電線１にはごく僅かの電流が流れるだけである。
【００３２】以上のように構成されたアクティブフィル
タ３は、障害電流検出装置４が配電線１の各相に対して
変流器ＣＴを介して各相に流れる負荷電流ｉLu，ｉLv，
ｉLwをそれぞれ入力する。そして、障害電流検出装置４
は系統から流入する系統電流ｉsu，ｉsv，ｉswに重畳さ
れた障害電流ｉi * を検出する。
タ３は、障害電流検出装置４が配電線１の各相に対して
変流器ＣＴを介して各相に流れる負荷電流ｉLu，ｉLv，
ｉLwをそれぞれ入力する。そして、障害電流検出装置４
は系統から流入する系統電流ｉsu，ｉsv，ｉswに重畳さ
れた障害電流ｉi * を検出する。
【００３３】そして、障害電流検出装置４は障害電流ｉ
i * を指令値として各変換器Ａ，Ｂに出力する。変換器
Ａ，Ｂは図５に示すように互いに１／２周期だけ移相し
た鋸波キャリアを使用して指令値ｉi * のそれに等しく
するようにＰＷＭ制御、すなわち、鋸波変調を行う。
i * を指令値として各変換器Ａ，Ｂに出力する。変換器
Ａ，Ｂは図５に示すように互いに１／２周期だけ移相し
た鋸波キャリアを使用して指令値ｉi * のそれに等しく
するようにＰＷＭ制御、すなわち、鋸波変調を行う。
【００３４】なお、この変換器単独では、図７（ａ）に
示すような周波数スペクトラムが得られる（図７（ａ）
では説明の便宜上、ｆh ＝５００Ｈｚ、Ｔ＝０．５ｍ
ｓ、（これは鋸波周波数５．０Ｈｚに相当する）振幅比
α＝Ｉh ／Ｉd ＝０．５のときの出力電流ｉu のスペク
トラムである。なお、Ｉh は指令電流、すなわち配電線
に供給すべき電流である。）。なお、図７、図８におい
て縦軸は｜Ｉm,n ／Ｉd｜を示している。
示すような周波数スペクトラムが得られる（図７（ａ）
では説明の便宜上、ｆh ＝５００Ｈｚ、Ｔ＝０．５ｍ
ｓ、（これは鋸波周波数５．０Ｈｚに相当する）振幅比
α＝Ｉh ／Ｉd ＝０．５のときの出力電流ｉu のスペク
トラムである。なお、Ｉh は指令電流、すなわち配電線
に供給すべき電流である。）。なお、図７、図８におい
て縦軸は｜Ｉm,n ／Ｉd｜を示している。
【００３５】この実施例において、２台の変換器を多重
化したときのｉu （合成電流）のスペクトラムは図８
（ａ）に示す。これはＴとαは図７（ａ）と同じである
が、ｆ h ＝１．２ｋＨｚとしたときのものである。
化したときのｉu （合成電流）のスペクトラムは図８
（ａ）に示す。これはＴとαは図７（ａ）と同じである
が、ｆ h ＝１．２ｋＨｚとしたときのものである。
【００３６】そして、ＬＣフィルタ６によってインバー
タ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減衰な
く配電線路側に供給される。さて、比較のためにキャリ
アのみ異ならせて他の構成は前記実施例と同様のアクテ
ィブフィルタにてＰＷＭ制御を行った場合について説明
する。
タ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減衰な
く配電線路側に供給される。さて、比較のためにキャリ
アのみ異ならせて他の構成は前記実施例と同様のアクテ
ィブフィルタにてＰＷＭ制御を行った場合について説明
する。
【００３７】図４（ｂ）に示す三角波キャリアにてＰＷ
Ｍ制御を行うと、信号波ｉuv * 〜ｉ wu * と１．５Ｉd の
振幅をもつ三角波ｉt との大小関係から、オンすべきト
ランジスタを決定する。この場合、１微小期間の転流回
数（オン・オフの回数）は、図４（ｂ）に示すように、
鋸波の場合と同じ３回である。
Ｍ制御を行うと、信号波ｉuv * 〜ｉ wu * と１．５Ｉd の
振幅をもつ三角波ｉt との大小関係から、オンすべきト
ランジスタを決定する。この場合、１微小期間の転流回
数（オン・オフの回数）は、図４（ｂ）に示すように、
鋸波の場合と同じ３回である。
【００３８】この結果、鋸波キャリアは三角波キャリア
の２倍の周波数とすることが可能である。このことか
ら、側帯波の周波数ｆが高くなり、ＬＣフィルタのコイ
ルＬやコンデンサＣを小さくすることができる。
の２倍の周波数とすることが可能である。このことか
ら、側帯波の周波数ｆが高くなり、ＬＣフィルタのコイ
ルＬやコンデンサＣを小さくすることができる。
【００３９】また、図７（ｂ）は図２に示す変換器でｆ
h ＝５００Ｈｚの正弦波電流を出力するように動作させ
たときの電流ｉu の周波数スペクトラムを示している。
キャリア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚであ
る。図７（ａ）と（ｂ）とを比較すると、鋸波ではｍ＝
１の側帯波が最も多いのに対して、三角波では、ｍ＝２
のそれが多量に存在している。
h ＝５００Ｈｚの正弦波電流を出力するように動作させ
たときの電流ｉu の周波数スペクトラムを示している。
キャリア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚであ
る。図７（ａ）と（ｂ）とを比較すると、鋸波ではｍ＝
１の側帯波が最も多いのに対して、三角波では、ｍ＝２
のそれが多量に存在している。
【００４０】変換器Ａ，Ｂに三角波キャリアを使用し多
重化した場合のｆh ＝１．２ｋＨｚにおける合成電流
（合成電流）のスペクトラムを図８（ｂ）に示す。キャ
リア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚである。図
８（ａ）の鋸波ではＩ2,-2，Ｉ 2,-1，Ｉ2,1 ，Ｉ2,2 が
目立つが、これらの周波数はＩh の数倍のところにあ
り、これらの配電線１への流入は簡単なＬＣフィルタで
阻止することが可能である。なお、ｆh ＝１．２ｋＨｚ
は商用電源（６０Ｈｚ）の１９次周波に相当する。三角
波の場合、Ｉ2,-1，Ｉ2,1 はＩh と近接しており、これ
を減衰させるための帯域除去フィルタを負荷する必要が
ある。又、このような特性をもつフィルタの設計はかな
り難しいものである。
重化した場合のｆh ＝１．２ｋＨｚにおける合成電流
（合成電流）のスペクトラムを図８（ｂ）に示す。キャ
リア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚである。図
８（ａ）の鋸波ではＩ2,-2，Ｉ 2,-1，Ｉ2,1 ，Ｉ2,2 が
目立つが、これらの周波数はＩh の数倍のところにあ
り、これらの配電線１への流入は簡単なＬＣフィルタで
阻止することが可能である。なお、ｆh ＝１．２ｋＨｚ
は商用電源（６０Ｈｚ）の１９次周波に相当する。三角
波の場合、Ｉ2,-1，Ｉ2,1 はＩh と近接しており、これ
を減衰させるための帯域除去フィルタを負荷する必要が
ある。又、このような特性をもつフィルタの設計はかな
り難しいものである。
【００４１】なお、この発明は前記実施例に限定される
ものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成の一
部を適宜に変更して実施することもできる。 （１）前記実施例ではＬＣフィルタを使用したが、他の
フィルタにて構成することも可能である。
ものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成の一
部を適宜に変更して実施することもできる。 （１）前記実施例ではＬＣフィルタを使用したが、他の
フィルタにて構成することも可能である。
【００４２】
【発明の効果】以上詳述したように、請求項１の発明に
よれば、側帯波の周波数を高くすることができ、そのこ
とによって側帯波除去用フィルタを簡素化でき、性能も
三角波キャリアに比較して大幅に向上することができ
る。
よれば、側帯波の周波数を高くすることができ、そのこ
とによって側帯波除去用フィルタを簡素化でき、性能も
三角波キャリアに比較して大幅に向上することができ
る。
【００４３】請求項２の発明によれば、パルス幅変調制
御に起因する高調波が帯域除去フィルタにて除去されて
配電線に確実に補償電流を出力することができる。請求
項３の発明はＬＣフィルタにより、コイルやコンデンサ
を小型化することができる。
御に起因する高調波が帯域除去フィルタにて除去されて
配電線に確実に補償電流を出力することができる。請求
項３の発明はＬＣフィルタにより、コイルやコンデンサ
を小型化することができる。
【図１】 この発明を具体化した実施例の電流形アクテ
ィブフィルタの回路図である。
ィブフィルタの回路図である。
【図２】 同じく電流形アクティブフィルタを構成する
変換器の回路図である。
変換器の回路図である。
【図３】 電流形変換器の出力電流波形を示す説明図で
ある。
ある。
【図４】 （ａ）は鋸波変調の場合の電流形変換器のＰ
ＷＭ制御パータンの説明図、（ｂ）は三角波変調の場合
の電流形変換器のＰＷＭ制御パータンの説明図である。
ＷＭ制御パータンの説明図、（ｂ）は三角波変調の場合
の電流形変換器のＰＷＭ制御パータンの説明図である。
【図５】 鋸波変調の場合、多重化したときのキャリア
の説明図である。
の説明図である。
【図６】 三角波変調の場合、多重化したときのキャリ
アの説明図である。
アの説明図である。
【図７】 （ａ）は鋸波変調の場合の変換器出力電流の
周波数スペクトラム、（ｂ）は三角波変調の場合の変換
器出力電流の周波数スペクトラムである。
周波数スペクトラム、（ｂ）は三角波変調の場合の変換
器出力電流の周波数スペクトラムである。
【図８】 （ａ）は変換器を多重化して鋸波変調の場合
の変換器出力電流の周波数スペクトラム、（ｂ）は変換
器を多重化して三角波変調の場合の変換器出力電流の周
波数スペクトラムである。
の変換器出力電流の周波数スペクトラム、（ｂ）は変換
器を多重化して三角波変調の場合の変換器出力電流の周
波数スペクトラムである。
１…配電線、２…負荷、３…アクティブフィルタ、４…
検出手段、算定手段としての障害電流検出装置、５…補
償電流発生手段としての補償電流発生装置、６…ＬＣフ
ィルタ、７…インバータ、８…制御回路、９…リアクト
ル、ＣＴ…変流器、Ａ，Ｂ…電力変換器。
検出手段、算定手段としての障害電流検出装置、５…補
償電流発生手段としての補償電流発生装置、６…ＬＣフ
ィルタ、７…インバータ、８…制御回路、９…リアクト
ル、ＣＴ…変流器、Ａ，Ｂ…電力変換器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山村 直紀 三重県津市大谷町204番地の４ (72)発明者 松波 真也 岐阜県岐阜市南本荘２条通15番地
Claims (3)
- 【請求項１】 配電線に流れる系統電流に対して負荷か
ら生じた障害電流が重畳された負荷電流を検出する検出
手段と、前記検出手段の検出結果に基づいて障害電流を
算定する算定手段と、複数のスイッチング素子を含み、
前記算定手段の算定結果に基づいてパルス幅変調方式で
前記スイッチング素子のオン・オフを行うことにより障
害電流と等価の補償電流を発生し、配電線に補償電流を
供給する複数の補償電流発生手段とを備えた配電用アク
ティブフィルタにおいて、 前記補償電流発生手段は、パルス幅変調方式に使用する
搬送波に鋸波を使用し、該鋸波と障害電流波形との大小
比較に基づいて、スイッチング素子をオン・オフするこ
とにより、補償電流を出力するものである配電用電流形
アクティブフィルタ。 - 【請求項２】 請求項１において、補償電流発生手段
は、帯域除去フィルタを介して配電線に接続されるもの
である配電用電流形アクティブフィルタ。 - 【請求項３】 帯域除去フィルタはＬＣフィルタである
請求項２記載の配電用電流形アクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6105732A JPH07322496A (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 配電用電流形アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6105732A JPH07322496A (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 配電用電流形アクティブフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07322496A true JPH07322496A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=14415466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6105732A Pending JPH07322496A (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 配電用電流形アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07322496A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103066597A (zh) * | 2012-11-07 | 2013-04-24 | 辽宁省电力有限公司本溪供电公司 | 一种动态抑制谐波和补偿无功功率的电力滤波器 |
| CN104753078A (zh) * | 2015-03-12 | 2015-07-01 | 华南理工大学 | 一种柔性直流换流站的脉宽调制优化方法 |
-
1994
- 1994-05-19 JP JP6105732A patent/JPH07322496A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103066597A (zh) * | 2012-11-07 | 2013-04-24 | 辽宁省电力有限公司本溪供电公司 | 一种动态抑制谐波和补偿无功功率的电力滤波器 |
| CN104753078A (zh) * | 2015-03-12 | 2015-07-01 | 华南理工大学 | 一种柔性直流换流站的脉宽调制优化方法 |
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