JPH07322497A - 配電用電流形アクティブフィルタ - Google Patents
配電用電流形アクティブフィルタInfo
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- JPH07322497A JPH07322497A JP6105733A JP10573394A JPH07322497A JP H07322497 A JPH07322497 A JP H07322497A JP 6105733 A JP6105733 A JP 6105733A JP 10573394 A JP10573394 A JP 10573394A JP H07322497 A JPH07322497 A JP H07322497A
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Classifications
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E40/20—Active power filtering [APF]
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 リアクトル電流制御する場合に正確なフィー
ドバック制御を行う。 【構成】各相のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２７〜２９
は配電線から入力した負荷電流ｉLi（i ＝u,v,w ）から
各相の基本波成分を除去したｉcuw ，ｉcvw ，ｉ cwu を
ピークホールド回路３０に入力する。ピークホールド回
路３０はｉcuw ，ｉcvw ，ｉcwu のうち最大値ｉcmaxの
みを保持し、演算器３１に入力する。ピークホールド回
路３０は負荷電流のサイクルに同調した発振回路３４か
らのリセット信号を入力し、最大値ｉcmaxをサイクル毎
に更新する。演算器３１は最大値ｉ cmaxに係数を乗算
し、スイッチング回路３２を介してホールド回路３３に
入力する。スイッチング回路３２は発振回路３４から１
サイクル毎に入力される駆動信号に基づいてオン・オフ
動作する。ホールド回路３３は設定値Ｉd * を保持す
る。この設定値に基づいてリアクトル電流のフィードバ
ック制御を行う。
ドバック制御を行う。 【構成】各相のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２７〜２９
は配電線から入力した負荷電流ｉLi（i ＝u,v,w ）から
各相の基本波成分を除去したｉcuw ，ｉcvw ，ｉ cwu を
ピークホールド回路３０に入力する。ピークホールド回
路３０はｉcuw ，ｉcvw ，ｉcwu のうち最大値ｉcmaxの
みを保持し、演算器３１に入力する。ピークホールド回
路３０は負荷電流のサイクルに同調した発振回路３４か
らのリセット信号を入力し、最大値ｉcmaxをサイクル毎
に更新する。演算器３１は最大値ｉ cmaxに係数を乗算
し、スイッチング回路３２を介してホールド回路３３に
入力する。スイッチング回路３２は発振回路３４から１
サイクル毎に入力される駆動信号に基づいてオン・オフ
動作する。ホールド回路３３は設定値Ｉd * を保持す
る。この設定値に基づいてリアクトル電流のフィードバ
ック制御を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は配電用アクティブフィ
ルタに係り、詳しくは、電流形アクティブフィルタに関
するものである。
ルタに係り、詳しくは、電流形アクティブフィルタに関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ダイオードやサイリスタ等の電力
用半導体スイッチング素子が電源に直接接続して用いら
れることが多くなり、これらの素子のために多量の高調
波電流が発生し、電力系統や周辺の機器にさまざまな障
害をもたらしている。
用半導体スイッチング素子が電源に直接接続して用いら
れることが多くなり、これらの素子のために多量の高調
波電流が発生し、電力系統や周辺の機器にさまざまな障
害をもたらしている。
【０００３】配電用アクティブフィルタは、前記のよう
な電力用半導体素子を用いた電気機器等の負荷が発生す
る高調波電流を補償し、系統には正弦波形の電流が流れ
るようにするものである。
な電力用半導体素子を用いた電気機器等の負荷が発生す
る高調波電流を補償し、系統には正弦波形の電流が流れ
るようにするものである。
【０００４】この配電用アクティブフィルタとして、電
圧形アクティブフィルタと電流形アクティブフィルタが
知られている。電流形アクティブフィルタは直流電流源
としての直流リアクトルの電流（リアクトル電流）を所
定の値に制御し、さらに、電力変換器を構成する電力用
スイッチング素子をオン・オフさせ電流の極性を変える
ことにより、高調波電流と同じ電流波形をつくる方式の
フィルタである。一方、電圧形アクティブフィルタは直
流電圧源としてのコンデンサの充放電と電力用スイッチ
ング素子のオン・オフにより高調波電流と同じ電流波形
をつくる方式のフィルタである。
圧形アクティブフィルタと電流形アクティブフィルタが
知られている。電流形アクティブフィルタは直流電流源
としての直流リアクトルの電流（リアクトル電流）を所
定の値に制御し、さらに、電力変換器を構成する電力用
スイッチング素子をオン・オフさせ電流の極性を変える
ことにより、高調波電流と同じ電流波形をつくる方式の
フィルタである。一方、電圧形アクティブフィルタは直
流電圧源としてのコンデンサの充放電と電力用スイッチ
ング素子のオン・オフにより高調波電流と同じ電流波形
をつくる方式のフィルタである。
【０００５】電流形アクティブフィルタは、電圧形アク
ティブフィルタと比較すると、バイポーラトランジスタ
のような低速スイッチング素子でも十分対応できるこ
と、制御回路や補償電流の制御演算が簡単なこと、本質
的に電流源の動作を行うため、系統との間の干渉（共振
現象など）が少ない等の利点を有し、配電用アクティブ
フィルタとして期待されている。
ティブフィルタと比較すると、バイポーラトランジスタ
のような低速スイッチング素子でも十分対応できるこ
と、制御回路や補償電流の制御演算が簡単なこと、本質
的に電流源の動作を行うため、系統との間の干渉（共振
現象など）が少ない等の利点を有し、配電用アクティブ
フィルタとして期待されている。
【０００６】この電流形アクティブフィルタでは、アク
ティブフィルタが補償すべき補償電流（前記インバータ
への指令値）は配電線に設けた変流器が検出した負荷電
流から回路内部で演算した基本波電流を減算することに
より求められている。そして、アクティブフィルタはこ
の補償電流（高調波波形）と搬送波と呼ばれる三角波形
との大小比較を行い、電力変換器のスイッチング素子を
オン・オフさせるためのインバータのドライブ信号を生
成している。
ティブフィルタが補償すべき補償電流（前記インバータ
への指令値）は配電線に設けた変流器が検出した負荷電
流から回路内部で演算した基本波電流を減算することに
より求められている。そして、アクティブフィルタはこ
の補償電流（高調波波形）と搬送波と呼ばれる三角波形
との大小比較を行い、電力変換器のスイッチング素子を
オン・オフさせるためのインバータのドライブ信号を生
成している。
【０００７】ところで、従来の電流形アクティブフィル
タは、リアクトル電流を所定の値（設定値）にフィード
バック制御するようにしているが、この設定値は固定値
であった。
タは、リアクトル電流を所定の値（設定値）にフィード
バック制御するようにしているが、この設定値は固定値
であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、障害電流はそ
の時々に変化しているため、リアクトル電流をフィード
バック制御する場合、固定値であると、正確なフィード
バック制御が行えない問題がある。又、補償電流が小さ
くても定格容量分の電流をリアクトルに流す必要があ
り、銅損等の損失が大きいといった問題がある。
の時々に変化しているため、リアクトル電流をフィード
バック制御する場合、固定値であると、正確なフィード
バック制御が行えない問題がある。又、補償電流が小さ
くても定格容量分の電流をリアクトルに流す必要があ
り、銅損等の損失が大きいといった問題がある。
【０００９】本発明の目的は従来の問題を解消して、正
確なフィードバック制御を行うことができる電流形アク
ティブフィルタを提供することを目的としている。
確なフィードバック制御を行うことができる電流形アク
ティブフィルタを提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの請求項１の発明は、配電線に流れる基本波電流
に対して負荷から生じた障害電流が重畳された負荷電流
を検出する検出手段と、前記検出手段の検出結果に基づ
いて障害電流を算定する算定手段と、複数のスイッチン
グ素子を含み、前記算定手段の算定結果に基づいてパル
ス幅変調方式で前記スイッチング素子のオン・オフを行
うことにより障害電流と等価の補償電流を発生し、配電
線に補償電流を供給する複数の補償電流発生手段とを備
えた配電用アクティブフィルタにおいて、算定手段は、
各相の負荷電流から各相の基本波電流をそれぞれ除去
し、各相の残留成分を通すフィルタ手段と、前記フィル
タ手段から入力された各相の残留成分のうち最大相の残
留成分の値に基づいて設定値を決定する設定手段とを備
える設定部と、前記設定部が決定した設定値と前記補償
電流発生手段が発生した補償電流とから差分を算定する
フィードバック部と、各相の負荷電流から各相の正相成
分を抽出して、その正相成分と、前記フィードバック部
からの差分とに基づいて補正正相成分を演算する第一の
演算手段と、各相の負荷電流から各相の逆相成分を演算
する第二の演算手段と、第一の演算手段及び第二の演算
手段の演算結果である前記各相の補正正相成分、前記各
相の逆相成分及び負荷電流に基づいて各相の障害電流を
算定する障害電流演算手段とを備えた演算部とを備えて
いることを要旨としている。
めにこの請求項１の発明は、配電線に流れる基本波電流
に対して負荷から生じた障害電流が重畳された負荷電流
を検出する検出手段と、前記検出手段の検出結果に基づ
いて障害電流を算定する算定手段と、複数のスイッチン
グ素子を含み、前記算定手段の算定結果に基づいてパル
ス幅変調方式で前記スイッチング素子のオン・オフを行
うことにより障害電流と等価の補償電流を発生し、配電
線に補償電流を供給する複数の補償電流発生手段とを備
えた配電用アクティブフィルタにおいて、算定手段は、
各相の負荷電流から各相の基本波電流をそれぞれ除去
し、各相の残留成分を通すフィルタ手段と、前記フィル
タ手段から入力された各相の残留成分のうち最大相の残
留成分の値に基づいて設定値を決定する設定手段とを備
える設定部と、前記設定部が決定した設定値と前記補償
電流発生手段が発生した補償電流とから差分を算定する
フィードバック部と、各相の負荷電流から各相の正相成
分を抽出して、その正相成分と、前記フィードバック部
からの差分とに基づいて補正正相成分を演算する第一の
演算手段と、各相の負荷電流から各相の逆相成分を演算
する第二の演算手段と、第一の演算手段及び第二の演算
手段の演算結果である前記各相の補正正相成分、前記各
相の逆相成分及び負荷電流に基づいて各相の障害電流を
算定する障害電流演算手段とを備えた演算部とを備えて
いることを要旨としている。
【００１１】請求項２の発明は、請求項１の構成に加え
て、補償電流発生手段は、パルス幅変調方式に使用する
搬送波に鋸波を使用し、該鋸波と障害電流波形との大小
比較に基づいて、スイッチング素子をオン・オフするこ
とにより、補償電流を出力するものであることを要旨と
している。
て、補償電流発生手段は、パルス幅変調方式に使用する
搬送波に鋸波を使用し、該鋸波と障害電流波形との大小
比較に基づいて、スイッチング素子をオン・オフするこ
とにより、補償電流を出力するものであることを要旨と
している。
【００１２】請求項３の発明は、請求項１又は請求項２
の構成に加えて、帯域除去フィルタを介して配電線に接
続されるものであることをその要旨としている。請求項
４の発明は、請求項３の構成に加えて、帯域除去フィル
タはＬＣフィルタであることをその要旨としている。
の構成に加えて、帯域除去フィルタを介して配電線に接
続されるものであることをその要旨としている。請求項
４の発明は、請求項３の構成に加えて、帯域除去フィル
タはＬＣフィルタであることをその要旨としている。
【００１３】
【作用】請求項１の発明によれば、検出手段は配電線に
流れる基本波電流に対して負荷から生じた障害電流が重
畳された負荷電流の検出を行う。
流れる基本波電流に対して負荷から生じた障害電流が重
畳された負荷電流の検出を行う。
【００１４】算定手段において、設定部のフィルタ手段
は各相の負荷電流から各相の基本波電流をそれぞれ除去
し、各相の残留成分を通す。又、設定手段は、前記フィ
ルタ手段から入力された各相の残留成分のうち最大相の
残留成分の値に基づいて設定値を決定する。フィードバ
ック部は、前記設定部が決定した設定値と補償電流発生
手段が発生したリアクトル電流とから差分を算定する。
は各相の負荷電流から各相の基本波電流をそれぞれ除去
し、各相の残留成分を通す。又、設定手段は、前記フィ
ルタ手段から入力された各相の残留成分のうち最大相の
残留成分の値に基づいて設定値を決定する。フィードバ
ック部は、前記設定部が決定した設定値と補償電流発生
手段が発生したリアクトル電流とから差分を算定する。
【００１５】さらに、算定手段において、演算部の第一
の演算手段は、各相の負荷電流から各相の正相成分を抽
出して、その正相成分と、前記フィードバック部からの
差分とに基づいて補正正相成分を演算する。第二の演算
手段は、各相の負荷電流から各相の逆相成分を演算す
る。障害電流演算手段は、第一の演算手段及び第二の演
算手段の演算結果である前記各相の補正正相成分、前記
各相の逆相成分及び負荷電流に基づいて各相の障害電流
を算定する。
の演算手段は、各相の負荷電流から各相の正相成分を抽
出して、その正相成分と、前記フィードバック部からの
差分とに基づいて補正正相成分を演算する。第二の演算
手段は、各相の負荷電流から各相の逆相成分を演算す
る。障害電流演算手段は、第一の演算手段及び第二の演
算手段の演算結果である前記各相の補正正相成分、前記
各相の逆相成分及び負荷電流に基づいて各相の障害電流
を算定する。
【００１６】補償電流発生手段は前記算定手段の算定結
果に基づいて、パルス幅変調方式でスイッチング素子の
オン・オフを行うことにより障害電流と等価の補償電流
を発生し、配電線に補償電流を供給する。
果に基づいて、パルス幅変調方式でスイッチング素子の
オン・オフを行うことにより障害電流と等価の補償電流
を発生し、配電線に補償電流を供給する。
【００１７】請求項２の発明は、請求項１の作用に加え
て、補償電流発生手段は、パルス幅変調方式に使用する
搬送波に鋸波を使用し、該鋸波と障害電流波形との大小
比較に基づいて、スイッチング素子をオン・オフする。
て、補償電流発生手段は、パルス幅変調方式に使用する
搬送波に鋸波を使用し、該鋸波と障害電流波形との大小
比較に基づいて、スイッチング素子をオン・オフする。
【００１８】請求項３の発明は、請求項１又は請求項２
の作用に加えて、帯域除去フィルタを介して配電線に接
続されるため、パルス幅変調制御に起因する高調波が帯
域除去フィルタにて除去されて配電線に補償電流が出力
される。
の作用に加えて、帯域除去フィルタを介して配電線に接
続されるため、パルス幅変調制御に起因する高調波が帯
域除去フィルタにて除去されて配電線に補償電流が出力
される。
【００１９】請求項４の発明はＬＣフィルタにより、パ
ルス幅変調制御に起因する高調波が帯域除去フィルタに
て除去される。
ルス幅変調制御に起因する高調波が帯域除去フィルタに
て除去される。
【００２０】
【実施例】以下、この発明を具体化した実施例を図に従
って説明する。図１に示すように三相の配電線１に負荷
２が接続され、負荷２に対して電流形アクティブフィル
タ（以下、単にアクティブフィルタという）３が並列に
接続されている。
って説明する。図１に示すように三相の配電線１に負荷
２が接続され、負荷２に対して電流形アクティブフィル
タ（以下、単にアクティブフィルタという）３が並列に
接続されている。
【００２１】アクティブフィルタ３について詳細に説明
する。アクティブフィルタ３は検出手段、及び算定手段
としての障害電流検出装置４、補償電流発生手段として
の補償電流発生装置５及び帯域除去フィルタとしてのＬ
Ｃフィルタ６とを備えている。障害電流検出装置４は前
記配電線１の各相に対して変流器ＣＴを介して接続さ
れ、各相に流れる負荷電流をそれぞれ入力する。
する。アクティブフィルタ３は検出手段、及び算定手段
としての障害電流検出装置４、補償電流発生手段として
の補償電流発生装置５及び帯域除去フィルタとしてのＬ
Ｃフィルタ６とを備えている。障害電流検出装置４は前
記配電線１の各相に対して変流器ＣＴを介して接続さ
れ、各相に流れる負荷電流をそれぞれ入力する。
【００２２】障害電流検出装置４は図３に示すように電
子回路から構成され、系統から流入する系統電流ｉsu，
ｉsv，ｉsw（この実施例では商用周波数６０Ｈｚ）に重
畳された障害電流ｉi * （i ＝u,v,w ）を検出するよう
になっている。障害電流ｉi * は電力用半導体素子を用
いた電気機器等の負荷２が発生する高調波電流である。
子回路から構成され、系統から流入する系統電流ｉsu，
ｉsv，ｉsw（この実施例では商用周波数６０Ｈｚ）に重
畳された障害電流ｉi * （i ＝u,v,w ）を検出するよう
になっている。障害電流ｉi * は電力用半導体素子を用
いた電気機器等の負荷２が発生する高調波電流である。
【００２３】この障害電流ｉi * （i ＝u,v,w ）の検出
の原理についてまず説明する。まず、各相の負荷電流を
ｉLi（i ＝u,v,w ）とすれば、この負荷電流ｉLiを検出
し、これから高調波電流ｉhiを取り出せばよい。このと
き、アクティブフィルタ３が補償すべき補償電流は、ｉ
hi＝ｉi * （後記する変換器Ａ，Ｂへの指令値ともい
う）となる。そして、負荷電流ｉLiからその基本波成分
ｉilを求め、 ｉi * ＝ｉLi−ｉil （i ＝u,v,w ） となるようにする。
の原理についてまず説明する。まず、各相の負荷電流を
ｉLi（i ＝u,v,w ）とすれば、この負荷電流ｉLiを検出
し、これから高調波電流ｉhiを取り出せばよい。このと
き、アクティブフィルタ３が補償すべき補償電流は、ｉ
hi＝ｉi * （後記する変換器Ａ，Ｂへの指令値ともい
う）となる。そして、負荷電流ｉLiからその基本波成分
ｉilを求め、 ｉi * ＝ｉLi−ｉil （i ＝u,v,w ） となるようにする。
【００２４】配電線１の相電圧ｖu 〜ｖw を相順がｕ，
ｖ，ｗの平衡電圧とし ｖu ＝（２／３）1/2 Ｖl ｃｏｓωｔ ｖv ＝（２／３）1/2 Ｖl ｃｏｓ（ωｔ−２π／３） ｖw ＝（２／３）1/2 Ｖl ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３） とする。一方、負荷電流ｉLi（i ＝u,v,w ）を、正相、
逆相及び高調波分に分けることができる。
ｖ，ｗの平衡電圧とし ｖu ＝（２／３）1/2 Ｖl ｃｏｓωｔ ｖv ＝（２／３）1/2 Ｖl ｃｏｓ（ωｔ−２π／３） ｖw ＝（２／３）1/2 Ｖl ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３） とする。一方、負荷電流ｉLi（i ＝u,v,w ）を、正相、
逆相及び高調波分に分けることができる。
【００２５】
【数１】
【００２６】Ｉ1Pは正相電流の電圧と同相の成分、Ｉ1Q
は９０°遅れの成分である。逆相電流Ｉ2P，Ｉ2Qについ
ても同じである。前記式において負荷電流ｉLi（i ＝
u,v,w ）に対して座標変換を行うと、下記の式とな
る。すなわち、正相電流は直流に、逆相電流は角周波数
２ωの交流（１２０Ｈｚ）に、高調波電流はさらに高い
周波数の交流に変換される。この座標変換を行った後の
電流をローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いてＩ1Pと、Ｉ
1Qの直流分（ｉ1 γ# ≒Ｉ1P 及びｉ1 δ# ≒Ｉ1Q ）
だけを取り出す。又、負荷電流ｉLi（i ＝u,v,w ）から
逆相分Ｉ2P，Ｉ2Qを得るには、負荷電流ｉLi（i ＝u,
v,w ）をＣ2 T で座標変換してＬＰＦを通すことによっ
て、このときの直流分（ｉ2 γ# ≒Ｉ2P 及びｉ2 δ#
≒Ｉ2Q ）を得る。
は９０°遅れの成分である。逆相電流Ｉ2P，Ｉ2Qについ
ても同じである。前記式において負荷電流ｉLi（i ＝
u,v,w ）に対して座標変換を行うと、下記の式とな
る。すなわち、正相電流は直流に、逆相電流は角周波数
２ωの交流（１２０Ｈｚ）に、高調波電流はさらに高い
周波数の交流に変換される。この座標変換を行った後の
電流をローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いてＩ1Pと、Ｉ
1Qの直流分（ｉ1 γ# ≒Ｉ1P 及びｉ1 δ# ≒Ｉ1Q ）
だけを取り出す。又、負荷電流ｉLi（i ＝u,v,w ）から
逆相分Ｉ2P，Ｉ2Qを得るには、負荷電流ｉLi（i ＝u,
v,w ）をＣ2 T で座標変換してＬＰＦを通すことによっ
て、このときの直流分（ｉ2 γ# ≒Ｉ2P 及びｉ2 δ#
≒Ｉ2Q ）を得る。
【００２７】
【数２】
【００２８】図３は上記の原理を実現する障害電流検出
装置４の電子回路図を示している。図３において、Ｉd
は後記する変換器のリアクトル電流を表し、Ｉd * はそ
の設定値である。なお、設定値Ｉd * の決定については
後に説明する。このリアクトル電流Ｉd と設定値Ｉd *
とをフィードバック部としての第一の加算器１１にて偏
差を算定し、その偏差を係数器１２にて所定の係数を乗
算し、この算定結果をさらに積分器１３にて時間積分を
行う。前記積分器１３の算定結果である積分値は第二の
加算器１４に入力する。
装置４の電子回路図を示している。図３において、Ｉd
は後記する変換器のリアクトル電流を表し、Ｉd * はそ
の設定値である。なお、設定値Ｉd * の決定については
後に説明する。このリアクトル電流Ｉd と設定値Ｉd *
とをフィードバック部としての第一の加算器１１にて偏
差を算定し、その偏差を係数器１２にて所定の係数を乗
算し、この算定結果をさらに積分器１３にて時間積分を
行う。前記積分器１３の算定結果である積分値は第二の
加算器１４に入力する。
【００２９】第一の座標変換回路１５は負荷電流ｉLi（
i ＝u,v,w ）を入力し、座標変換の演算を行って、ｉ1
γ及びｉ1 δを第一のローパスフィルタ１６に入力す
る。第一のローパスフィルタ１６はｉ1 γ# 及びｉ1 δ
# だけを通す。前記第二の加算器１４はｉ1 γ# と前記
積分値とを加算してＩ1Pを算定し、第一の逆座標変換回
路１７に入力する。又、前記ｉ1 δ# は第一の逆座標変
換回路１７に入力する。第一の逆座標回路１７はＩ1Pと
ｉ1 δ# とに基づいてｕ〜ｗ相の正相成分ｉ1i（ i ＝
u,v,w ）を算出する。前記第一の座標変換回路１５、第
一のローパスフィルタ１６、第二の加算器１４及び第一
の逆座標変換回路１７とにより、第一の演算手段が構成
されている。
i ＝u,v,w ）を入力し、座標変換の演算を行って、ｉ1
γ及びｉ1 δを第一のローパスフィルタ１６に入力す
る。第一のローパスフィルタ１６はｉ1 γ# 及びｉ1 δ
# だけを通す。前記第二の加算器１４はｉ1 γ# と前記
積分値とを加算してＩ1Pを算定し、第一の逆座標変換回
路１７に入力する。又、前記ｉ1 δ# は第一の逆座標変
換回路１７に入力する。第一の逆座標回路１７はＩ1Pと
ｉ1 δ# とに基づいてｕ〜ｗ相の正相成分ｉ1i（ i ＝
u,v,w ）を算出する。前記第一の座標変換回路１５、第
一のローパスフィルタ１６、第二の加算器１４及び第一
の逆座標変換回路１７とにより、第一の演算手段が構成
されている。
【００３０】第二の座標変換回路２１は負荷電流ｉLi（
i ＝u,v,w ）を入力し、座標変換の演算を行って、ｉ2
γ及びｉ2 δを第二のローパスフィルタ２２に入力す
る。第二のローパスフィルタ２２はｉ2 γ# 及びｉ2 δ
# だけを通す。第二の逆座標変換回路２３はｉ2 γ# と
ｉ2 δ# とに基づいてｕ〜ｗ相の逆相成分ｉ2i（i ＝u,
v,w ）を算出する。前記第二の座標変換回路２１、第二
のローパスフィルタ２２、及び第二の逆座標変換回路２
３とにより、第二の演算手段が構成されている。
i ＝u,v,w ）を入力し、座標変換の演算を行って、ｉ2
γ及びｉ2 δを第二のローパスフィルタ２２に入力す
る。第二のローパスフィルタ２２はｉ2 γ# 及びｉ2 δ
# だけを通す。第二の逆座標変換回路２３はｉ2 γ# と
ｉ2 δ# とに基づいてｕ〜ｗ相の逆相成分ｉ2i（i ＝u,
v,w ）を算出する。前記第二の座標変換回路２１、第二
のローパスフィルタ２２、及び第二の逆座標変換回路２
３とにより、第二の演算手段が構成されている。
【００３１】続いて、第三の加算器２４は、ｉ1uとｉ2u
との加算分と、ｉLuとの偏差を演算することにより、指
令値ｉu * を生成する。同様に第四の加算器２５は、ｉ
1vとｉ2vとの加算分と、ｉLvとの偏差を演算することに
より、指令値ｉv * を生成する。同様に第五の加算器２
６は、ｉ1wとｉ2wとの加算分と、ｉLwとの偏差を演算す
ることにより、指令値ｉw * を生成する。前記第三の加
算器２４、第四の加算器２５及び第五の加算器２６とに
より障害電流演算手段が構成されている。
との加算分と、ｉLuとの偏差を演算することにより、指
令値ｉu * を生成する。同様に第四の加算器２５は、ｉ
1vとｉ2vとの加算分と、ｉLvとの偏差を演算することに
より、指令値ｉv * を生成する。同様に第五の加算器２
６は、ｉ1wとｉ2wとの加算分と、ｉLwとの偏差を演算す
ることにより、指令値ｉw * を生成する。前記第三の加
算器２４、第四の加算器２５及び第五の加算器２６とに
より障害電流演算手段が構成されている。
【００３２】そして、前記第一の演算手段、第二の演算
手段及び障害電流演算手段とにより演算部が構成されて
いる。なお、図３において、リアクトル電流Ｉd と設定
値Ｉd * との偏差を積分器１３にて時間積分し、その積
分器１３の算定結果である積分値を第二の加算器１４に
てｉ1 γ# に対し加算するのは、リアクトル電流を所定
の値に保つためのものである。すなわち、Ｉd ＜Ｉd *
の時はＩ1Pを増やすように動作する。すると、系統から
アクティブフィルタ３への供給電力が増え、その結果、
リアクトル電流Ｉd が増大する。この結果、Ｉd ≒Ｉd
* の制御が達成できる。
手段及び障害電流演算手段とにより演算部が構成されて
いる。なお、図３において、リアクトル電流Ｉd と設定
値Ｉd * との偏差を積分器１３にて時間積分し、その積
分器１３の算定結果である積分値を第二の加算器１４に
てｉ1 γ# に対し加算するのは、リアクトル電流を所定
の値に保つためのものである。すなわち、Ｉd ＜Ｉd *
の時はＩ1Pを増やすように動作する。すると、系統から
アクティブフィルタ３への供給電力が増え、その結果、
リアクトル電流Ｉd が増大する。この結果、Ｉd ≒Ｉd
* の制御が達成できる。
【００３３】次に、前記設定値Ｉd * を設定するための
電子回路を図４に従って説明する。図４は前記障害電流
検出装置４の一部を構成する回路である。フィルタ手段
としての各相のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２７〜２９
は各相の負荷電流ｉLi（i＝u,v,w ）のうち基本波成分
のみ除去するフィルタであって、負荷電流ｉLiから各相
の基本波成分を除去したｉcu，ｉcv，ｉcwをそれぞれピ
ークホールド回路３０に入力する。ピークホールド回路
３０は前記ハイパスフィルタ２７〜２９から入力したｉ
cu，ｉcv，ｉcwのうち最大値ｉcmaxのみを保持し、演算
器３１に入力する。又、ピークホールド回路３０は前記
負荷電流のサイクル（この実施例では商用周波数６０Ｈ
ｚ）に同調した発振回路３４からのリセット信号を入力
し、最大値ｉcmaxをサイクル毎に更新する。演算器３１
は１サイクル毎に入力した最大値ｉcmaxに所定の係数
（この実施例では０．８）を乗算し、スイッチング回路
３２を介してホールド回路３３に入力する。スイッチン
グ回路３２は前記発振回路３４から１サイクル毎に入力
される駆動信号に基づいてオン・オフ動作する。そし
て、ホールド回路３３は１サイクル毎に演算結果である
設定値Ｉd * を保持し、前記図３に示す第一の加算器１
１に設定値Ｉd * を入力する。前記ピークホールド回路
３０、演算器３１とにより設定手段が構成されている。
又、前記フィルタ手段及び設定手段とにより設定部が構
成されている。さらに、前記設定部、フィードバック
部、及び演算部とにより算定手段が構成されている。
なお、前記演算器３１において、係数を乗算する理由
は、後記リアクトル電流Ｉd がどの瞬時においても補償
電流ｉi * よりも大である必要があるからである。その
ため、この実施例では１．５Ｉd ≧１．２ｉcmaxとなる
ように設定され、すなわち、Ｉ d ≧０．８ｉcmax とな
るように係数０．８が設定されている。
電子回路を図４に従って説明する。図４は前記障害電流
検出装置４の一部を構成する回路である。フィルタ手段
としての各相のハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２７〜２９
は各相の負荷電流ｉLi（i＝u,v,w ）のうち基本波成分
のみ除去するフィルタであって、負荷電流ｉLiから各相
の基本波成分を除去したｉcu，ｉcv，ｉcwをそれぞれピ
ークホールド回路３０に入力する。ピークホールド回路
３０は前記ハイパスフィルタ２７〜２９から入力したｉ
cu，ｉcv，ｉcwのうち最大値ｉcmaxのみを保持し、演算
器３１に入力する。又、ピークホールド回路３０は前記
負荷電流のサイクル（この実施例では商用周波数６０Ｈ
ｚ）に同調した発振回路３４からのリセット信号を入力
し、最大値ｉcmaxをサイクル毎に更新する。演算器３１
は１サイクル毎に入力した最大値ｉcmaxに所定の係数
（この実施例では０．８）を乗算し、スイッチング回路
３２を介してホールド回路３３に入力する。スイッチン
グ回路３２は前記発振回路３４から１サイクル毎に入力
される駆動信号に基づいてオン・オフ動作する。そし
て、ホールド回路３３は１サイクル毎に演算結果である
設定値Ｉd * を保持し、前記図３に示す第一の加算器１
１に設定値Ｉd * を入力する。前記ピークホールド回路
３０、演算器３１とにより設定手段が構成されている。
又、前記フィルタ手段及び設定手段とにより設定部が構
成されている。さらに、前記設定部、フィードバック
部、及び演算部とにより算定手段が構成されている。
なお、前記演算器３１において、係数を乗算する理由
は、後記リアクトル電流Ｉd がどの瞬時においても補償
電流ｉi * よりも大である必要があるからである。その
ため、この実施例では１．５Ｉd ≧１．２ｉcmaxとなる
ように設定され、すなわち、Ｉ d ≧０．８ｉcmax とな
るように係数０．８が設定されている。
【００３４】次に、補償電流発生装置５について説明す
る。図１に示すように補償電流発生装置５は多重化接続
された一対の電力変換器（以下、単に変換器という）
Ａ，Ｂと、リアクトル９とから構成されている。
る。図１に示すように補償電流発生装置５は多重化接続
された一対の電力変換器（以下、単に変換器という）
Ａ，Ｂと、リアクトル９とから構成されている。
【００３５】図２は変換器Ａの結線図である。なお、変
換器Ｂは変換器Ａと同一構成のため変換器Ａについて説
明し、変換器Ｂについては説明を省略する。又、図２に
おいては説明の便宜上一方の変換器ＡのみしかＬＣフィ
ルタ６が接続されていないが、ＬＣフィルタ６は図１に
示すように変換器Ａ，Ｂの交流端子に共通に接続されて
いる。図に示すように変換器Ａは電流形ＰＷＭインバー
タ（以下、インバータという）７と制御回路８とから構
成されている。インバータ７は、複数のスイッチング素
子としてのバイポーラトランジスタ（以下、トランジス
タという）ＴU +，ＴU - ，ＴV + ，ＴV - ，ＴW + ，Ｔ
W - 、ダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されている。イ
ンバータ７の直流端子には所定の電流（リアクトル電
流）Ｉd を供給するリアクトル９が接続されている。な
お、両変換器Ａ，Ｂに接続されたリアクトル９は共通鉄
心にして相間リアクトル（電流バランス）と平滑作用を
兼ね備えるように設計されている。
換器Ｂは変換器Ａと同一構成のため変換器Ａについて説
明し、変換器Ｂについては説明を省略する。又、図２に
おいては説明の便宜上一方の変換器ＡのみしかＬＣフィ
ルタ６が接続されていないが、ＬＣフィルタ６は図１に
示すように変換器Ａ，Ｂの交流端子に共通に接続されて
いる。図に示すように変換器Ａは電流形ＰＷＭインバー
タ（以下、インバータという）７と制御回路８とから構
成されている。インバータ７は、複数のスイッチング素
子としてのバイポーラトランジスタ（以下、トランジス
タという）ＴU +，ＴU - ，ＴV + ，ＴV - ，ＴW + ，Ｔ
W - 、ダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されている。イ
ンバータ７の直流端子には所定の電流（リアクトル電
流）Ｉd を供給するリアクトル９が接続されている。な
お、両変換器Ａ，Ｂに接続されたリアクトル９は共通鉄
心にして相間リアクトル（電流バランス）と平滑作用を
兼ね備えるように設計されている。
【００３６】トランジスタＴU +，ＴU - ，ＴV + ，Ｔ
V - ，ＴW + ，ＴW - は、制御回路８により、＋側及び
−側の３個のうち常に各１個がオンするように制御され
る。この制御は下記のように行われる。変換器Ａ，Ｂの
制御回路８は、図５に示すように時間軸を微小時間Ｔに
等分割し、各微小時間の電流ｉi の平均値を前記障害電
流検出装置４から入力した指令値ｉi * （i ＝u,v,w ）
のそれに等しくするようＰＷＭ制御する。すなわち、鋸
波変調を行う。
V - ，ＴW + ，ＴW - は、制御回路８により、＋側及び
−側の３個のうち常に各１個がオンするように制御され
る。この制御は下記のように行われる。変換器Ａ，Ｂの
制御回路８は、図５に示すように時間軸を微小時間Ｔに
等分割し、各微小時間の電流ｉi の平均値を前記障害電
流検出装置４から入力した指令値ｉi * （i ＝u,v,w ）
のそれに等しくするようＰＷＭ制御する。すなわち、鋸
波変調を行う。
【００３７】ｉu * −ｉv * ≡ｉuv * ｉv * −ｉw * ≡ｉvw * ｉw * −ｉu * ≡ｉwu * と定義すると、信号波ｉuv * 〜ｉwu * と１．５Ｉd の振
幅をもつ鋸波ｉs との大小関係から図６（ａ）に示すよ
うにオンすべきトランジスタが一義的に定まる。
幅をもつ鋸波ｉs との大小関係から図６（ａ）に示すよ
うにオンすべきトランジスタが一義的に定まる。
【００３８】例えば、ｉwu * ＜ｉs ≦ｉvw * の期間では
ＴU + ，ＴW - をオンさせる。ｉvw * ＜ｉs ≦ｉuv * の
期間ではＴU + ，ＴV - をオンさせる。又、ｉs ≦ｉwu
* とｉuv * ＜ｉs のときはＴU + ，ＴU - をオンさせ
る。
ＴU + ，ＴW - をオンさせる。ｉvw * ＜ｉs ≦ｉuv * の
期間ではＴU + ，ＴV - をオンさせる。又、ｉs ≦ｉwu
* とｉuv * ＜ｉs のときはＴU + ，ＴU - をオンさせ
る。
【００３９】このように制御すると、微小時間の電流ｉ
i の微小期間ｔ＝０〜Ｔの平均値が指令値ｉi * にほぼ
等しくなる。すなわち、図６（ａ）のｔ＝τ1 〜τ3 で
はｉu ＝Ｉd であり、残りの時間ではｉu ＝０であるか
ら、 平均値ｉu ＝（τ3 −τ1 ）Ｉd ／Ｔ ≒（ｉuv * −ｉwu * ）Ｉd ／（３Ｉd ） ＝ ｉu * となる。
i の微小期間ｔ＝０〜Ｔの平均値が指令値ｉi * にほぼ
等しくなる。すなわち、図６（ａ）のｔ＝τ1 〜τ3 で
はｉu ＝Ｉd であり、残りの時間ではｉu ＝０であるか
ら、 平均値ｉu ＝（τ3 −τ1 ）Ｉd ／Ｔ ≒（ｉuv * −ｉwu * ）Ｉd ／（３Ｉd ） ＝ ｉu * となる。
【００４０】同様にしてｔ＝τ2 〜τ3 ではｉv ＝−Ｉ
d となり、平均値ｉv ≒ｉv * となる。又、三相回路で
は、ｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０であるから、平均値ｉw ≒ｉ
w *となる。
d となり、平均値ｉv ≒ｉv * となる。又、三相回路で
は、ｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０であるから、平均値ｉw ≒ｉ
w *となる。
【００４１】又、この実施例では変換器Ａ，Ｂは図７に
示すように互いに１／２周期だけ移相した鋸波キャリア
を使用している。そして、変換器は多重化されているた
め、各変換器Ａ，Ｂからの出力電流が合成されてＬＣフ
ィルタ６に合成電流が出力する。
示すように互いに１／２周期だけ移相した鋸波キャリア
を使用している。そして、変換器は多重化されているた
め、各変換器Ａ，Ｂからの出力電流が合成されてＬＣフ
ィルタ６に合成電流が出力する。
【００４２】この多重化する理由は、各変換器Ａ，Ｂの
出力電流は図５に示すようなＰＷＭ（パルス幅変調）制
御された波形で、配電線に供給すべき電流（ｉi * に相
当）のほかに、多量のＰＷＭに起因する高周波成分（以
下、側帯波という）を含んでいる。文献によれば、ｉi
* が単一の周波数ｆh をもつ高調波電流、またＰＷＭの
キャリア周波数をｆc とすれば、 ｆ＝ｍｆc ＋ｎｆh ｍ＝１，２，３… ，ｎ＝±１，±２，±３… の周波数成分をもつ側帯波をもつことが知られている。
出力電流は図５に示すようなＰＷＭ（パルス幅変調）制
御された波形で、配電線に供給すべき電流（ｉi * に相
当）のほかに、多量のＰＷＭに起因する高周波成分（以
下、側帯波という）を含んでいる。文献によれば、ｉi
* が単一の周波数ｆh をもつ高調波電流、またＰＷＭの
キャリア周波数をｆc とすれば、 ｆ＝ｍｆc ＋ｎｆh ｍ＝１，２，３… ，ｎ＝±１，±２，±３… の周波数成分をもつ側帯波をもつことが知られている。
【００４３】又、電力変換器を多重化すると、ｍが奇数
の側帯波は相殺され、ｍが偶数の成分だけが残ることが
知られている。従って、この多重化により、各変換器
Ａ，Ｂから出力されて合成された図１に示す合成電流
（例えばｉu ＝ｉuA＋ｉuB、なお、この括弧内の左記ｉ
u は各変換器から出力されたｉu ではない。又、図１に
示すｉuAとは変換器Ａからの出力電流ｉu をいい、ｉuB
とは変換器Ｂからの出力電流ｉu をいう。他の相におけ
るｉ v ，ｉw についても同様である）の周波数スペクト
ラムは図１０（ａ）に示すようになる。この多重化によ
り、インバータ７の出力電流は偶数次の側帯波（２ｆ c
±ｍｆh ，ｍ＝±１，±２…）だけが残っている。
の側帯波は相殺され、ｍが偶数の成分だけが残ることが
知られている。従って、この多重化により、各変換器
Ａ，Ｂから出力されて合成された図１に示す合成電流
（例えばｉu ＝ｉuA＋ｉuB、なお、この括弧内の左記ｉ
u は各変換器から出力されたｉu ではない。又、図１に
示すｉuAとは変換器Ａからの出力電流ｉu をいい、ｉuB
とは変換器Ｂからの出力電流ｉu をいう。他の相におけ
るｉ v ，ｉw についても同様である）の周波数スペクト
ラムは図１０（ａ）に示すようになる。この多重化によ
り、インバータ７の出力電流は偶数次の側帯波（２ｆ c
±ｍｆh ，ｍ＝±１，±２…）だけが残っている。
【００４４】次に、ＬＣフィルタ６について説明する。
ＬＣフィルタ６は前記変換器Ａ，Ｂの交流端子に接続さ
れ、出力端子は各相の配電線１に対して接続されてい
る。このＬＣフィルタ６は各相間にコンデンサＣが接続
されるとともに、各相にコイルＬが接続されることによ
り構成され、除去すべき高調波の上限周波数をｆ0 とす
ると、ｆ0 以上の成分をほとんど除去し、ｆ0 以下の成
分を減衰なしで通すような特性となるように設計されて
いる。
ＬＣフィルタ６は前記変換器Ａ，Ｂの交流端子に接続さ
れ、出力端子は各相の配電線１に対して接続されてい
る。このＬＣフィルタ６は各相間にコンデンサＣが接続
されるとともに、各相にコイルＬが接続されることによ
り構成され、除去すべき高調波の上限周波数をｆ0 とす
ると、ｆ0 以上の成分をほとんど除去し、ｆ0 以下の成
分を減衰なしで通すような特性となるように設計されて
いる。
【００４５】従って、このＬＣフィルタ６により、イン
バータ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減
衰なく配電線路側に供給される。また、ＰＷＭに起因す
る２ｆc の側帯波は大部分がコンデンサＣに側流し、配
電線１にはごく僅かの電流が流れるだけである。
バータ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減
衰なく配電線路側に供給される。また、ＰＷＭに起因す
る２ｆc の側帯波は大部分がコンデンサＣに側流し、配
電線１にはごく僅かの電流が流れるだけである。
【００４６】以上のように構成されたアクティブフィル
タ３は、障害電流検出装置４が配電線１の各相に対して
変流器ＣＴを介して各相に流れる負荷電流ｉLu，ｉLv，
ｉLwをそれぞれ入力する。そして、障害電流検出装置４
は系統から流入する系統電流ｉsu，ｉsv，ｉswに重畳さ
れた障害電流ｉi * を検出する。
タ３は、障害電流検出装置４が配電線１の各相に対して
変流器ＣＴを介して各相に流れる負荷電流ｉLu，ｉLv，
ｉLwをそれぞれ入力する。そして、障害電流検出装置４
は系統から流入する系統電流ｉsu，ｉsv，ｉswに重畳さ
れた障害電流ｉi * を検出する。
【００４７】そして、障害電流検出装置４は障害電流ｉ
i * を指令値として各変換器Ａ，Ｂに出力する。変換器
Ａ，Ｂは図７に示すように互いに１／２周期だけ移相し
た鋸波キャリアを使用して指令値ｉi * のそれに等しく
するようにＰＷＭ制御、すなわち、鋸波変調を行う。
i * を指令値として各変換器Ａ，Ｂに出力する。変換器
Ａ，Ｂは図７に示すように互いに１／２周期だけ移相し
た鋸波キャリアを使用して指令値ｉi * のそれに等しく
するようにＰＷＭ制御、すなわち、鋸波変調を行う。
【００４８】なお、この変換器単独では、図９（ａ）に
示すような周波数スペクトラムが得られる（図９（ａ）
では説明の便宜上、ｆh ＝５００Ｈｚ、Ｔ＝０．５ｍ
ｓ、（これは鋸波周波数５．０Ｈｚに相当する）振幅比
α＝Ｉh ／Ｉd ＝０．５のときの出力電流ｉu のスペク
トラムである。なお、Ｉh は指令電流、すなわち配電線
に供給すべき電流である。）。なお、図９、図１０にお
いて縦軸は｜Ｉm,n ／Ｉ d ｜を示している。
示すような周波数スペクトラムが得られる（図９（ａ）
では説明の便宜上、ｆh ＝５００Ｈｚ、Ｔ＝０．５ｍ
ｓ、（これは鋸波周波数５．０Ｈｚに相当する）振幅比
α＝Ｉh ／Ｉd ＝０．５のときの出力電流ｉu のスペク
トラムである。なお、Ｉh は指令電流、すなわち配電線
に供給すべき電流である。）。なお、図９、図１０にお
いて縦軸は｜Ｉm,n ／Ｉ d ｜を示している。
【００４９】この実施例において、２台の変換器を多重
化したときのｉu （合成電流）のスペクトラムは図１０
（ａ）に示す。これはＴとαは図９（ａ）と同じである
が、ｆh ＝１．２ｋＨｚとしたときのものである。
化したときのｉu （合成電流）のスペクトラムは図１０
（ａ）に示す。これはＴとαは図９（ａ）と同じである
が、ｆh ＝１．２ｋＨｚとしたときのものである。
【００５０】そして、ＬＣフィルタ６によってインバー
タ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減衰な
く配電線路側に供給される。さて、この実施例ではキャ
リアとして鋸波を使用しているが、この実施例における
鋸波を使用した場合の、有利な点を以下に説明する。
タ出力電流のうち、ｆ＜ｆ0 の成分は、ほとんど減衰な
く配電線路側に供給される。さて、この実施例ではキャ
リアとして鋸波を使用しているが、この実施例における
鋸波を使用した場合の、有利な点を以下に説明する。
【００５１】キャリアのみ三角波を使用して他の構成は
前記実施例と同様のアクティブフィルタにてＰＷＭ制御
を行った場合について説明する。図６（ｂ）に示す三角
波キャリアにてＰＷＭ制御を行うと、信号波ｉuv * 〜ｉ
wu * と１．５Ｉd の振幅をもつ三角波ｉt との大小関係
から、オンすべきトランジスタを決定する。この場合、
１微小期間の転流回数（オン・オフの回数）は、図６
（ｂ）に示すように、鋸波の場合と同じ３回である。
前記実施例と同様のアクティブフィルタにてＰＷＭ制御
を行った場合について説明する。図６（ｂ）に示す三角
波キャリアにてＰＷＭ制御を行うと、信号波ｉuv * 〜ｉ
wu * と１．５Ｉd の振幅をもつ三角波ｉt との大小関係
から、オンすべきトランジスタを決定する。この場合、
１微小期間の転流回数（オン・オフの回数）は、図６
（ｂ）に示すように、鋸波の場合と同じ３回である。
【００５２】この結果、鋸波キャリアは三角波キャリア
の２倍の周波数とすることが可能である。このことか
ら、側帯波の周波数ｆが高くなり、ＬＣフィルタのコイ
ルＬやコンデンサＣを小さくすることができる。
の２倍の周波数とすることが可能である。このことか
ら、側帯波の周波数ｆが高くなり、ＬＣフィルタのコイ
ルＬやコンデンサＣを小さくすることができる。
【００５３】また、図９（ｂ）は図２に示す変換器でｆ
h ＝５００Ｈｚの正弦波電流を出力するように動作させ
たときの電流ｉu の周波数スペクトラムを示している。
キャリア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚであ
る。図９（ａ）と（ｂ）とを比較すると、鋸波ではｍ＝
１の側帯波が最も多いのに対して、三角波では、ｍ＝２
のそれが多量に存在している。
h ＝５００Ｈｚの正弦波電流を出力するように動作させ
たときの電流ｉu の周波数スペクトラムを示している。
キャリア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚであ
る。図９（ａ）と（ｂ）とを比較すると、鋸波ではｍ＝
１の側帯波が最も多いのに対して、三角波では、ｍ＝２
のそれが多量に存在している。
【００５４】変換器Ａ，Ｂに三角波キャリアを使用し多
重化した場合のｆh ＝１．２ｋＨｚにおける合成電流
（合成電流）のスペクトラムを図１０（ｂ）に示す。キ
ャリア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚである。
図１０（ａ）の鋸波ではＩ2,-2，Ｉ2,-1，Ｉ2,1 ，Ｉ
2,2 が目立つが、これらの周波数はＩh の数倍のところ
にあり、これらの配電線１への流入は簡単なＬＣフィル
タで阻止することが可能である。なお、ｆh ＝１．２ｋ
Ｈｚは商用電源（６０Ｈｚ）の１９次周波に相当する。
三角波の場合、Ｉ2,-1，Ｉ2,1 はＩh と近接しており、
これを減衰させるための帯域除去フィルタを付加する必
要がある。
重化した場合のｆh ＝１．２ｋＨｚにおける合成電流
（合成電流）のスペクトラムを図１０（ｂ）に示す。キ
ャリア周波数（三角波周波数）は２．５ｋＨｚである。
図１０（ａ）の鋸波ではＩ2,-2，Ｉ2,-1，Ｉ2,1 ，Ｉ
2,2 が目立つが、これらの周波数はＩh の数倍のところ
にあり、これらの配電線１への流入は簡単なＬＣフィル
タで阻止することが可能である。なお、ｆh ＝１．２ｋ
Ｈｚは商用電源（６０Ｈｚ）の１９次周波に相当する。
三角波の場合、Ｉ2,-1，Ｉ2,1 はＩh と近接しており、
これを減衰させるための帯域除去フィルタを付加する必
要がある。
【００５５】そして、三角波キャリアによりＰＷＭ制御
を行い、電力変換器を多重化した場合、図１０（ｂ）に
示すようになる。図１０（ｂ）は、変換器がｆh ＝１．
２ｋＨｚの正弦波電流を出力するように動作させた時の
周波数スペクトラムである。なお、三角波のキャリア周
波数ｆc は２．５ｋＨｚである。図１０（ｂ）において
はＩ2,-1、Ｉ2,1 の成分が残り、この成分を除去するた
めには帯域除去フィルタ回路を必要とするが、複雑な回
路が必須である。さらに、側帯波の周波数ｆを高くすれ
ば、帯域除去フィルタを構成するコイルやコンデンサを
小さくできるが、ＰＷＭのキャリア周波数ｆc を高くす
ることには限度がある。
を行い、電力変換器を多重化した場合、図１０（ｂ）に
示すようになる。図１０（ｂ）は、変換器がｆh ＝１．
２ｋＨｚの正弦波電流を出力するように動作させた時の
周波数スペクトラムである。なお、三角波のキャリア周
波数ｆc は２．５ｋＨｚである。図１０（ｂ）において
はＩ2,-1、Ｉ2,1 の成分が残り、この成分を除去するた
めには帯域除去フィルタ回路を必要とするが、複雑な回
路が必須である。さらに、側帯波の周波数ｆを高くすれ
ば、帯域除去フィルタを構成するコイルやコンデンサを
小さくできるが、ＰＷＭのキャリア周波数ｆc を高くす
ることには限度がある。
【００５６】このようにこの実施例ではキャリアとして
鋸波を使用しているため、三角波よりも有利な点があ
る。なお、この発明はキャリアとして三角波を使用して
も、本発明の作用効果を奏することができるため、キャ
リアとして三角波を除外するものではない。
鋸波を使用しているため、三角波よりも有利な点があ
る。なお、この発明はキャリアとして三角波を使用して
も、本発明の作用効果を奏することができるため、キャ
リアとして三角波を除外するものではない。
【００５７】なお、この発明は前記実施例に限定される
ものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成の一
部を適宜に変更して実施することもできる。 （１）前記実施例ではＬＣフィルタを使用したが、他の
フィルタにて構成することも可能である。
ものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲で構成の一
部を適宜に変更して実施することもできる。 （１）前記実施例ではＬＣフィルタを使用したが、他の
フィルタにて構成することも可能である。
【００５８】
【発明の効果】以上詳述したように、請求項１の発明に
よれば、リアクトル電流をフィードバック制御する場
合、設定値が負荷電流から基本波電流を除去した残留成
分の最大相の値に基づいて設定値を決めているため、障
害電流の変化に追従して設定値を変えることができ、そ
のため、固定された設定値に比較して正確なフィードバ
ック制御を行うことができる。
よれば、リアクトル電流をフィードバック制御する場
合、設定値が負荷電流から基本波電流を除去した残留成
分の最大相の値に基づいて設定値を決めているため、障
害電流の変化に追従して設定値を変えることができ、そ
のため、固定された設定値に比較して正確なフィードバ
ック制御を行うことができる。
【００５９】請求項２の発明によれば、前記請求項１の
効果に加えて、側帯波の周波数を高くすることができ、
そのことによって側帯波除去用フィルタを簡素化でき、
性能も三角波キャリアに比較して大幅に向上することが
できる。
効果に加えて、側帯波の周波数を高くすることができ、
そのことによって側帯波除去用フィルタを簡素化でき、
性能も三角波キャリアに比較して大幅に向上することが
できる。
【００６０】請求項３の発明によれば、パルス幅変調制
御に起因する高調波が帯域除去フィルタにて除去されて
配電線に確実に補償電流を出力することができる。請求
項４の発明はＬＣフィルタにより、コイルやコンデンサ
を小型化することができる。
御に起因する高調波が帯域除去フィルタにて除去されて
配電線に確実に補償電流を出力することができる。請求
項４の発明はＬＣフィルタにより、コイルやコンデンサ
を小型化することができる。
【図１】 この発明を具体化した実施例の電流形アクテ
ィブフィルタの回路図である。
ィブフィルタの回路図である。
【図２】 同じく電流形アクティブフィルタを構成する
変換器の回路図である。
変換器の回路図である。
【図３】 障害電流検出装置の要部の電子回路図であ
る。
る。
【図４】 同じく設定値Ｉd * を算定するための障害電
流検出装置の要部の電子回路図である。
流検出装置の要部の電子回路図である。
【図５】 電流形変換器の出力電流波形を示す説明図で
ある。
ある。
【図６】 （ａ）は鋸波変調の場合の電流形変換器のＰ
ＷＭ制御パータンの説明図、（ｂ）は三角波変調の場合
の電流形変換器のＰＷＭ制御パータンの説明図である。
ＷＭ制御パータンの説明図、（ｂ）は三角波変調の場合
の電流形変換器のＰＷＭ制御パータンの説明図である。
【図７】 鋸波変調の場合、多重化したときのキャリア
の説明図である。
の説明図である。
【図８】 三角波変調の場合、多重化したときのキャリ
アの説明図である。
アの説明図である。
【図９】 （ａ）は鋸波変調の場合の変換器出力電流の
周波数スペクトラム、（ｂ）は三角波変調の場合の変換
器出力電流の周波数スペクトラムである。
周波数スペクトラム、（ｂ）は三角波変調の場合の変換
器出力電流の周波数スペクトラムである。
【図１０】 （ａ）は変換器を多重化して鋸波変調の場
合の変換器出力電流の周波数スペクトラム、（ｂ）は変
換器を多重化して三角波変調の場合の変換器出力電流の
周波数スペクトラムである。
合の変換器出力電流の周波数スペクトラム、（ｂ）は変
換器を多重化して三角波変調の場合の変換器出力電流の
周波数スペクトラムである。
【符号の説明】 １…配電線、２…負荷、３…アクティブフィルタ、４…
検出手段、算定手段としての障害電流検出装置、５…補
償電流発生手段としての補償電流発生装置、６…ＬＣフ
ィルタ、７…インバータ、８…制御回路、９…リアクト
ル、１１…第一の加算器、１２…係数器、１３…積分器
（第一の加算器１１、係数器１２とともにフィードバッ
ク部を構成している）、１４…第二の加算器、１５…第
一の座標変換回路、１６…第一のローパスフィルタ、１
７…第一の逆座標変換回路（前記各回路１４〜１６とと
もに第一の演算手段が構成されている）、２１…第二の
座標変換回路、２２…第二のローパスフィルタ、２３…
第二の逆座標変換回路（前記各回路２１，２２とともに
第二の演算手段が構成されている）、２４…第三の加算
器、２５…第四の加算器、２６…第五の加算器（前記各
器２４，２５とともに障害電流演算手段が構成されてい
る、又、第一の演算手段、第二の演算手段とともに演算
部が構成されている）、２７〜２９…ＨＰＦ（フィルタ
手段）、３０…ピークホールド回路、３１…演算器（ピ
ークホールド回路とともに設定手段が構成され、前記フ
ィルタ手段とともに設定部が構成されている、さらに、
設定部、フィードバック部、演算部とにより算定手段が
構成されている）、ＣＴ…変流器、Ａ，Ｂ…電力変換
器。
検出手段、算定手段としての障害電流検出装置、５…補
償電流発生手段としての補償電流発生装置、６…ＬＣフ
ィルタ、７…インバータ、８…制御回路、９…リアクト
ル、１１…第一の加算器、１２…係数器、１３…積分器
（第一の加算器１１、係数器１２とともにフィードバッ
ク部を構成している）、１４…第二の加算器、１５…第
一の座標変換回路、１６…第一のローパスフィルタ、１
７…第一の逆座標変換回路（前記各回路１４〜１６とと
もに第一の演算手段が構成されている）、２１…第二の
座標変換回路、２２…第二のローパスフィルタ、２３…
第二の逆座標変換回路（前記各回路２１，２２とともに
第二の演算手段が構成されている）、２４…第三の加算
器、２５…第四の加算器、２６…第五の加算器（前記各
器２４，２５とともに障害電流演算手段が構成されてい
る、又、第一の演算手段、第二の演算手段とともに演算
部が構成されている）、２７〜２９…ＨＰＦ（フィルタ
手段）、３０…ピークホールド回路、３１…演算器（ピ
ークホールド回路とともに設定手段が構成され、前記フ
ィルタ手段とともに設定部が構成されている、さらに、
設定部、フィードバック部、演算部とにより算定手段が
構成されている）、ＣＴ…変流器、Ａ，Ｂ…電力変換
器。
Claims (4)
- 【請求項１】 配電線に流れる基本波電流に対して負荷
から生じた障害電流が重畳された負荷電流を検出する検
出手段と、前記検出手段の検出結果に基づいて障害電流
を算定する算定手段と、複数のスイッチング素子を含
み、前記算定手段の算定結果に基づいてパルス幅変調方
式で前記スイッチング素子のオン・オフを行うことによ
り障害電流と等価の補償電流を発生し、配電線に補償電
流を供給する複数の補償電流発生手段とを備えた配電用
アクティブフィルタにおいて、 算定手段は、 各相の負荷電流から各相の基本波電流をそれぞれ除去
し、各相の残留成分を通すフィルタ手段と、前記フィル
タ手段から入力された各相の残留成分のうち最大相の残
留成分の値に基づいて設定値を決定する設定手段とを備
える設定部と、 前記設定部が決定した設定値と前記補償電流発生手段が
発生した補償電流とから差分を算定するフィードバック
部と、 各相の負荷電流から各相の正相成分を抽出して、その正
相成分と、前記フィードバック部からの差分とに基づい
て補正正相成分を演算する第一の演算手段と、各相の負
荷電流から各相の逆相成分を演算する第二の演算手段
と、第一の演算手段及び第二の演算手段の演算結果であ
る前記各相の補正正相成分、前記各相の逆相成分及び負
荷電流に基づいて各相の障害電流を算定する障害電流演
算手段とを備えた演算部、を備えている配電用電流形ア
クティブフィルタ。 - 【請求項２】 補償電流発生手段は、パルス幅変調方式
に使用する搬送波に鋸波を使用し、該鋸波と障害電流波
形との大小比較に基づいて、スイッチング素子をオン・
オフすることにより、補償電流を出力するものである請
求項１に記載の配電用電流形アクティブフィルタ。 - 【請求項３】 帯域除去フィルタを介して配電線に接続
されるものである請求項１又は請求項２に記載の配電用
電流形アクティブフィルタ。 - 【請求項４】 帯域除去フィルタはＬＣフィルタである
請求項３記載の配電用電流形アクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6105733A JPH07322497A (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 配電用電流形アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6105733A JPH07322497A (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 配電用電流形アクティブフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07322497A true JPH07322497A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=14415493
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6105733A Pending JPH07322497A (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 配電用電流形アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07322497A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008312360A (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-25 | Hitachi Appliances Inc | 電力変換装置及びモジュール |
-
1994
- 1994-05-19 JP JP6105733A patent/JPH07322497A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008312360A (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-25 | Hitachi Appliances Inc | 電力変換装置及びモジュール |
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