JPH07327060A - 自動周波数制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、複数副搬送波信号の受信装置の自
動周波数制御回路の引き込みの高速化を目的とする。 【構成】 準同期型復調器の自動周波数制御回路に、複
数の副搬送波の合成信号である入力信号の周波数成分の
中心を０Ｈｚとする基底帯域に変換する直交変換器１が
も受けられる。この後段の複数の副搬送波分離部２１は
基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚと
して各副搬送波で伝送される情報の低域幅とほぼ等しい
帯域を抽出する。周波数弁別器２２は複数の副搬送波分
離部２１の各出力を０Ｈｚを中心として周波数弁別す
る。切り換え手段２３は周波数弁別器２２の複数の出力
を択一に選択する。ループフィルタ３は切り換え手段２
３の出力を平滑化する。ループフィルタ３の出力を制御
信号として周波数を制御する可変周波数発振器４はその
出力を基に、直交変換器１に変換を行わせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数副搬送波信号の受
信装置の自動周波数制御回路に関し、特に本発明は単一
搬送波信号の受信装置の自動周波数制御回路に応用する
ことに関する。

【０００２】

【従来の技術】陸上移動通信において、周波数の有効利
用を図るため多値ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature A
mplitude Modulation）方式の適用が提案されている。
この陸上移動通信用ＱＡＭにおいては、受信機側で搬送
波再生を行わず、受信機で独立に動作する局部信号発振
器を基に検波を行う準同期復調が一般的である。この準
同期復調において、送信機側及び受信機側にある局部信
号発振器相互間には周波数オフセットが存在し、このオ
フセットを除去するためにＡＦＣ（AutomaticFrequency
Controller）が使用されているが、ＡＦＣがアナログ
方式の場合には小型化に限界があり、また、フェージン
グが大きい場合には引き込み範囲が狭くなる。このた
め、パイロットシンボルを利用したフェージングひずみ
補償方式に、ディジタル信号処理のよる周波数オフセッ
ト検出機能を付加するものとして、郵政省通信総合研究
所季報Vol.39 No.1 pp.47-52「陸上移動通信用多値ＱＡ
Ｍ方式における受信周波数オフセットの補償方式」に発
表されている。

【０００３】また、受信信号の周波数に対する局部発振
周波数の偏差が大きい場合に、引き込みを迅速に行うた
めに、特開平２−２０３６４５号公報に記載の準同期型
復調器がある。これには、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase
Shift Keying）の場合にディジタル周波数弁別器を用
い、この小型化が行われたＡＦＣが記載されており、以
下に説明する。

【０００４】図１２は従来の準同期型復調器のＡＦＣの
概略構成を示す図である。本図に示すように、準同期復
調器は、入力信号をＩ軸信号とＱ軸信号とに分離する直
交変換を行う直交変換器１を具備する。直交変換器１は
その出力が図示しない復調部に接続されかつ周波数弁別
器２に接続される。周波数弁別器２は、中心周波数が弁
別器のＳ字特性の中央からどちらかにずれることによっ
てその出力の極性が正負に変化する。周波数弁別器２の
出力を入力するループフィルタ３は低域通過フィルタで
あり、一定の時定数を有し信号成分を除去しＤＣ成分だ
けを抽出するようにしたものである。直交変換器１に接
続される可変周波数発振器４はループフィルタ３により
前記ＤＣ成分が負帰還され周波数が制御される。この周
波数弁別器２では、ＡＦＣの小規模化を図るために、４
逓倍器を除去し、そのクロックは、変調信号のシンボル
をτとすると、τ／２に設定されている。この４逓倍器
は余分な変調データを除去するために設けられていたも
のである。

【０００５】図１３は図１２の周波数関係を示す図であ
る。本図の横軸はクロック間の信号空間回転角に対応し
縦軸はその出現確率を示す。入力信号は搬送波周波数ｆ
ｃに対して、台形１２３４の形状の変調信号をなす。可
変周波数発振器４は発信周波数ｆ１の信号を出力する。
入力信号は、可変周波数発振器からの出力信号を基に直
交変換器１により直交変換され、直交変換後には直交変
換前の搬送波周波数ｆｃ→ｆｃ−ｆ１となり、直交変換
前の周波数ｆ１→０となる。この直交変換では、負の周
波数は信号空間上の逆回転として定義される。周波数弁
別器２を経てループフィルタ３を通過して平滑後には、
台形３４６５と台形５６８７とは相殺される。菱形１２
７８に相当する制御信号が可変周波数発振器４に出力さ
れる。

【０００６】さらに、特開平２−２９０３１９号公報に
は、周波数弁別器２の出力側に、その極性をループフィ
ルタ３に出力するための極性識別器を設けたものが記載
されている。このように、極性識別器をループフィルタ
に使用すれば、その極性判定出力は図１３の直線５６よ
り右の面積と左の面積の差となり、横軸上の直線５６か
らの距離は考慮する必要がなくなり簡素化できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、以上の単一
搬送波信号のＡＦＣを複数の副搬送波信号の受信装置に
使用することができる。この複数の副搬送波を使用する
送信、受信装置は、単一搬送波ではフェージングの影響
を受けやすいので、これを防止するために、多少の処理
速度を犠牲にしても、周波数を複数に分割して、送受信
を行うものである。

【０００８】図１４は従来の準同期型復調器の自動周波
数制御回路（ＡＦＣ）で４つの副搬送波信号を用いた場
合の例を示す図である。本図（ａ）は入力信号のうち雑
音成分を差し引いたスペクトル、本図（ｂ）は入力信号
が通常何らかの手法にてフィルタリングされるので、そ
のフィルタの振幅特性、すなわち雑音成分の例として、
変調振動が全て通過する特性を示す。フェージングは一
種の雑音であるので、雑音と一括として取り扱う。図１
３と同様に、周波数弁別器２の出力は図１４（ａ）の斜
線部分の面積に対応する。これに対して、図１４（ｂ）
の面積に相当する雑音で周波数弁別器２の出力は劣化す
る。図１４では、ほぼ同じ高さで示してあるが、図１４
（ａ）と（ｂ）の面積の比がＣ／Ｎ（搬送波電力対雑音
電力比）に対応する。図１４の例では周波数弁別器２の
出力と雑音の比に対応する値として、１／１５が得られ
る。このように、従来方式では雑音が増加した場合周波
数弁別器２の出力が雑音にマスクされ易いので、低Ｃ／
Ｎまで対応するにはループフィルタの時間定数を長くと
る必要があり、このため、引き込み時間が長くなるとい
う問題がある。

【０００９】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、自動周波数制御回路の引き込み時間を高速化でき、
特に低Ｃ／Ｎの場合に有効な複数の副搬送波の受信装置
を提供することを目的とする。また、同様にして、自動
周波数制御回路の引き込み時間を高速化できる単一搬送
波の受信装置を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する自動周波数制御回路
を提供する。すなわち、準同期型復調器の自動周波数制
御回路に複数の副搬送波の合成信号である入力信号の周
波数成分の中心を０Ｈｚとする基底帯域に変換する直交
変換器が設けられる。この後段に前記基底帯域に変換さ
れた各副搬送波の中心付近を０Ｈｚとして各副搬送波で
伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯域を抽出する複
数の副搬送波分離部が設けられる。この後段の周波数弁
別器は前記複数の副搬送波分離部の各出力を０Ｈｚを中
心として周波数弁別する。そして切り換え手段は、前記
周波数弁別器の複数の出力を択一に選択する。その後段
に設けられたループフィルタは切り換え手段の出力を平
滑化する。前記ループフィルタの出力を制御信号として
周波数を制御する可変周波数発振器はその出力を基に、
前記直交変換器に直交変換を行わせる。

【００１１】さらに、入力信号の周波数成分の中心を０
Ｈｚとする基底帯域に変換する直交変換器と、前記基底
帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近と下端付
近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯域を、そ
れぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出する２つのス
ペクトル分離部と、各スペクトル分離部２４の出力のそ
れぞれを０Ｈｚを中心として周波数弁別する２つの周波
数弁別器と、前記周波数弁別器の２つの出力を択一に選
択する切り換え手段とを設けるようにしてもよい。

【００１２】

【作用】本発明の自動周波数制御回路によれば、複数の
副搬送波の合成信号である入力信号の周波数成分の中心
が０Ｈｚとする基底帯域に変換され、前記基底帯域に変
換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚとして各副搬送
波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯域が抽出さ
れ、前記複数の副搬送波分離部の各出力が０Ｈｚを中心
として周波数弁別され、前記周波数弁別器の複数の出力
が択一に選択され、ループフィルタにより切り換え手段
の出力が平滑化され、前記ループフィルタの出力を制御
信号として周波数を制御する可変周波数発振器の出力を
基に、前記直交変換器により直交変換が行われることに
より、周波数弁別出力と雑音の比率が改善され、複数の
副搬送波を用いる場合に引き込み時間が高速化される。
また、副搬送波分離部は隣接チャンネルの強力な信号を
減衰させるので、隣接チャンネルの強力な信号による誤
引き込み防止が期待できる。

【００１３】さらに、単一の搬送波であっても、入力信
号の周波数成分の中心が０Ｈｚとする基底帯域に変換さ
れ、前記基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端
付近と下端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つ
の帯域が、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出
され、各スペクトル分離部２４の出力のそれぞれが０Ｈ
ｚを中心として周波数弁別され、前記周波数弁別器の２
つの出力が択一に選択されることにより、雑音が多い場
合の引き込み時間の改良を可能とする。雑音が少ない場
合には従来技術と組み合わせるて使用することにより、
全Ｃ／Ｎレンジでの引き込み高速化される。また、スペ
クトル分離部は隣接チャンネルの強力な信号を減衰させ
るので、隣接チャンネルの強力な信号による誤引き込み
防止が期待できる。

【００１４】また、前記直交変換器は、一旦中間周波数
に変換した後に、前記基底帯域に変換することにより、
同様の作用効果を得ることができる。また、前記切り換
え手段は、前記周波数弁別器の出力を順次切り換えるこ
とにより、同様の作用効果を得ることができる。また、
前記切り換え手段の代わりに、前記周波数弁別器の出力
を加算することにより、演算量が増すが、引き込みが高
速化される。

【００１５】また、前記切り換え手段は、副搬送波の周
波数の順番に並んだ複数の副搬送波分離部のうち両端外
側の２つの出力に対応する２つの周波数弁別器の出力に
順次切り換えることにより、演算量、引き込みの高速化
を適正化を図ることができる。また、前記切り換え手段
に代わり、前記２つの搬送波の搬送波分離部の出力を加
算することにより、上記より演算量が増えるが高速化を
図ることができる。

【００１６】

【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る自動周波数制御
回路を示す図である。本図に示すように、自動周波数制
御回路は、一例として、４つの副搬送波の合成信号であ
る入力信号の周波数成分の中心を０Ｈｚとする基底帯域
に変換する直交変換器１を有する。この直交変換器１の
後段の４つの副搬送波１分離部、副搬送波２分離部、副
搬送波３分離部、副搬送波４分離部２１は、基底帯域に
変換された信号の各搬送波の中心付近を０Ｈｚとして各
副搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等しい帯域を
抽出する。各搬送波分離部２１は、後述するように、副
搬送波に相当する発振器の乗算と低域フィルタで実現さ
れる。各搬送波分離部の後段の４つの周波数弁別器２２
のそれぞれは、抽出された各信号について、周波数０Ｈ
ｚを中心として周波数弁別する。周波数弁別器２２の後
段の切り換え器２３は、各周波数弁別器２２の出力を択
一的選択、順次切り換え、さらには全てを加算する加算
器で構成される。切り換え器２３の後段のループフィル
タ３は、切り換え器２３の出力を平滑化する。ループフ
ィルタ３の後段の可変周波数発振器４はループフィルタ
３の出力を制御信号として周波数を制御し、この可変周
波数発振器４の出力で前記直交変換器１に直接入力信号
の周波数成分を基底帯域に変換させる。また、前記直交
変換器１は、前記可変周波数発振器４の出力で、一旦中
間周波数に変換された後、同基底帯域に変換するように
してもよい。

【００１７】図２は図１の周波数関係を示す図である。
本図を用いて、周波数弁別器２１の出力の極性をループ
フィルタ３に出力する例の動作を説明する。図２（ａ）
は、図１４と同様に、変調信号のみのスペクトルを示
し、図２（ｂ）の、、、は、各副搬送波の帯域
特性を示す。図２（ｃ）は、各副搬送波分離後の入力信
号のスペクトルを示す。各周波数弁別器２２の出力は、
図２（ｃ）の４つの斜線部分の面積に相当する。これに
対して雑音成分は、図２（ｂ）の、、、である
から、図１４で求めたのと同様の周波数弁別器２１の雑
音の比に対応する値は１／３より図中のａ，ｂ，ｃの分
だけ小さい値となり、従来の１／１５に比べて大きくな
る。このため、引き込み時間が高速化される。雑音のな
い場合でも、斜線部分は４倍弱となるので、高速化が図
れる。

【００１８】また、隣接チャンネルの強力な信号による
誤引き込みに対して強くなる。なお、図１の副搬送波分
離部は、Ｍ１６ＱＡＭでは信号の復調そのものにも必要
であるので、これと共用できる。また、周波数弁別器２
１、切り換え器２３、ループフィルタ３等はプロセッサ
の演算で実現すれば、復調部の処理量に対して本周波数
制御回路２２の示す演算量の増加はわずかである。

【００１９】図１の変形例として、切り換え器２３とル
ープフィルタ３との順序を入替えることが可能である。
以上、複数の副搬送波の自動周波数制御回路の引き込み
高速化を説明したが、これを単一搬送波変調方式に応用
した場合に、帯域内のスペクトルの落ちは平滑化した場
合ないものと考えられるが、雑音帯域の減少は、以下の
ように、利用可能となる。

【００２０】図３は本発明の別の実施例に係る自動周波
数制御回路を示す図である。本図において、図１の構成
と異なるのは、スペクトル分離部２４である。このスペ
クトル分離部２４は、直交変換器１により基底帯域に変
換された信号の周波数成分の上端付近と下端付近とで、
入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯域を、それぞれの
中心が０Ｈｚとなるように、抽出する。各スペクトル分
離部２４の後段の２つの周波数弁別器２５はそれぞれの
０Ｈｚを中心として周波数弁別する。切り換え器２３
は、図１と同様に、２つの周波数弁別器２５の出力を択
一的選択、順次切り換え、さらには加算する。

【００２１】図４は図３の周波数関係を示す図である。
本図に示すように、これまでの説明と同様に、周波数弁
別器２５の出力と雑音の比に対応する値は、従来方式で
は２／１５（≒０．１３）であるのに対して、１／６
（≒０．１７）であり、雑音が多い場合の引き込み時間
の改良が可能なことが示される。なお、雑音の少ない場
合には、本実施例だけでは逆効果であるが、従来技術と
の組み合わせによって、全Ｃ／Ｎレンジでの引き込みの
高速化が可能となる。

【００２２】以下に計算機によるシミュレーション例を
用いて、構成、効果の詳細な説明を行う。図５は図１の
実施例についてのシミュレーションに用いた構成を示す
図である。本図に示すように、副搬送波分離部２１は、
直交変換器１の出力に接続され、各４つの副搬送波のア
ナログ信号をディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器
（Analog to Digital Converter)と、該Ａ／Ｄ変換器に
接続されかつ各副搬送波に対応する４つの乗算手段と、
該各４つの乗算手段に接続され各副搬送波の周波数中心
を０Ｈｚに変換するための周波数データを発生する４つ
の発生手段と、各発生手段に接続れる４つの低域通過フ
ィルタ手段とからなる。

【００２３】さらに、各周波数弁別器２２は、１クロッ
クτ分だけ遅延させるための２つの遅延手段と、これら
１クロック分だけ遅延されたＩ軸信号又はＱ軸信号と、
遅延されないＱ軸信号又はＩ軸信号とをそれぞれ掛け合
わせる２つの乗算手段と、二つの乗算手段の出力差を計
算する減算手段と、該減算手段の出力の極性を判定する
極性判定手段からなる。

【００２４】ランダムウォークフィルタは、内部レジス
タを有し、この内部レジスタは初期状態では「０」であ
り、クロック信号毎に＋信号が入力されれば、「＋１」
だけ前記内部レジスタをカウントアップし、−（マイナ
ス）信号が入力されれば、クロック信号毎に「−１」だ
け前記内部レジスタをカウントダウンする。そして、ラ
ンダムウォークフィルタはさわに閾値±ＴＨを有し、前
記内部レジスタのカウント値Ｃが−ＴＨを下回る場合に
はＤＯＷＮ信号（「−１」）を出力し、内部レジスタが
クリアされる。カウント値ＣがＴＨを上回る場合にはＵ
Ｐ信号（「＋１」）を出力し、内部レジスタがクリアさ
れる。このようにして、周波数の極性信号が平滑化され
る。ランダムウォークフィルタに接続されるアップダウ
ンカウンタは、ＵＰ信号の入力毎にプラス方向に「＋
１」だけカウントアップし、ＤＯＷＮ信号の入力毎にマ
イナス方向に「−１」だけカウントダウンし、所定の初
期値からランダムウォークフィルタの出力に従ってカウ
ント値が大小に変化する。アップダウンカウンタに接続
されるＤ／Ａ変換器(Digital to Analog Converter)は
アップダウンカウンタのカウントのディジタル値をアナ
ログ電圧に変換し、変換アナログ電圧を基に可変周波数
発振器４の周波数を制御する。ここでは前記変換アナロ
グ電圧が高くなければ周波数は低く、前記変換アナログ
電圧が低くなれば、周波数を高くするよう制御し、負帰
還ループを形成する。シミュレーションは、４つの副搬
送波の例としてＭ１６ＱＡＭを用いた。

【００２５】図６はＭ１６ＱＡＭのスペクトル配置を示
す図である。本図に示すように、それぞれの副搬送波は
Ｍ１６ＱＡＭで変調さるとする。また、シミュレーショ
ンの主要パラメータは下記の表１に示す。

【００２６】

【表１】

【００２７】次に、シミュレーションの結果を説明す
る。図７は図１２の従来の自動周波数制御回路の引き込
み特性を示すグラフである。本図に示すように、先ず従
来の引き込み特性を説明する。ローカル周波数の偏差の
初期値を１５００Ｈｚ（以下同様）とし、概略±１００
Ｈｚの範囲に到達するまでは１．３５秒を必要とする。

【００２８】図８は本発明の実施例により副搬送波分離
信号で自動周波数制御を演算した場合の引き込み特性を
示すグラフである。本図（ａ）は、副搬送波１分離だけ
を使った場合の引き込み特性を示す。この場合、概略±
１００Ｈｚの範囲に到達するまでは０．８０秒を必要と
する。本図（ｂ）は、副搬送波２分離だけを使った場合
の引き込み特性を示す。この場合、概略±１００Ｈｚの
範囲に到達するまでは０．６８秒を必要とする。本図
（ｃ）は、副搬送波３分離だけを使った場合の引き込み
特性を示す。この場合、概略±１００Ｈｚの範囲に到達
するまでは０．８３秒を必要とする。本図（ｄ）は、副
搬送波４分離だけを使った場合の引き込み特性を示す。
この場合、概略±１００Ｈｚの範囲に到達するまでは
０．４１秒を必要とする。したがって、どの副搬送波を
使用しても、従来よりも引き込みが早くなっているの
で、択一的に選択してもよい。さらに、順次切り換えて
もよい。この場合にはさらに演算量が相対的に少なくな
るという効果がある。なお、本図（ｄ）が引き込み時間
が最短となるのは以下の理由による。

【００２９】図９は入力信号とベースバンド信号の周波
数関係を示す図である。本図に示すように、ローカル周
波数が入力信号により、上にずれているので、片側のス
ペクトルが削られるためである。副搬送波分離１〜３の
帯域には副搬送分離２〜４の入力信号スペクトルの入力
信号スペクトルの一部がずれこんでくる。したがって、
副搬送波４分離を使えば引き込みを早くできる。

【００３０】しかし、これはローカル周波数が上側に偏
っている場合であり、実際にはどちらに偏るかはわから
ない。そこで、１つのサンプルで、ループフィルタ３へ
のサンプル間の回転方向出力を副搬送波１分離と副搬送
波４分離と組み合わせて加算することにより、上下のロ
ーカル周波数偏差を早く引き込みことが、以下の如く、
可能になる。

【００３１】図１０は副搬送波１分離信号と副搬送波４
分離信号と組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性
を示す図である。本図に示すように、概略±１００Ｈｚ
の範囲に到達するまでは０．２９秒を必要とする。図８
（ｄ）によりも若 干引き込みが早くなる。なお、副搬
送波１分離と副搬送波４分離とを順次切り換えることも
可能である。この場合は、上記よりも引き込み時間が若
干大きくなるが演算量が相対的に少なくなる。

【００３２】図１１は副搬送波１分離信号、副搬送波２
分離信号、副搬送波３分離信号、副搬送波４分離信号を
組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性を示すグラ
フである。本図に示すように、概略±１００Ｈｚの範囲
に到達するまでは０．１８秒を必要とする。図８（ｄ）
によりも若干引き込みが早くなる。但し演算量は図９の
場合より相対的に大きくなるが、引き込み短縮割合が小
さい。

【００３３】図３の別の実施例のシミュレーションは省
略するが、同様にして、この効果を説明することができ
る。

【００３４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、複
数の副搬送波の合成信号である入力信号の周波数成分の
中心が０Ｈｚとする基底帯域に変換され、前記基底帯域
に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈｚとして各副
搬送波で伝送される情報の低域幅とほぼ等しい帯域が抽
出され、前記複数の副搬送波分離部の各出力を０Ｈｚを
中心として周波数弁別され、前記周波数弁別器の複数の
出力が択一に選択され、ループフィルタにより切り換え
手段の出力が平滑化され、前記ループフィルタの出力を
制御信号として周波数を制御する可変周波数発振器の出
力を基に、前記直交変換器により直交変換が行われるの
で、周波数弁別出力と雑音の比率が改善され、複数の副
搬送波を用いる場合に引き込み時間が高速化される。ま
た、副搬送波分離部は隣接チャンネルの強力な信号を減
衰させるので、隣接チャンネルの強力な信号による誤引
き込みが防止できる。さらに、単一の搬送波であって
も、入力信号の周波数成分の中心が０Ｈｚとする基底帯
域に変換され、前記基底帯域に変換された信号の周波数
成分の上端付近と下端付近とで、入力信号の帯域幅より
も狭い２つの帯域が、それぞれの中心が０Ｈｚとなるよ
うに、抽出され、各スペクトル分離部２４の出力のそれ
ぞれが０Ｈｚを中心として周波数弁別され、前記周波数
弁別器の２つの出力が択一に選択されるので、雑音が多
い場合の引き込み時間の改良を可能とする。雑音が少な
い場合には従来技術と組み合わせるて使用することによ
り、全Ｃ／Ｎレンジでの引き込み高速化が可能になる。
また、スペクトル分離部は隣接チャンネルの強力な信号
を減衰させるので、隣接チャンネルの強力な信号による
誤引き込み防止が期待できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る自動周波数制御回路を示
す図である。

【図２】図１の周波数関係を示す図である。

【図３】本発明の別の実施例に係る自動周波数制御回路
を示す図である。

【図４】図３の周波数関係を示す図である。

【図５】図１の実施例についてシミュレーションに用い
た構成を示す図である。

【図６】４つの副搬送波を使った変調信号の例としてＭ
１６ＱＡＭのスペクトル配置を示す図である。

【図７】図１２の従来の自動周波数制御回路の引き込み
特性を示す図である。

【図８】本発明の実施例により副搬送波分離信号で自動
周波数制御を演算した場合の引き込み特性を示すグラフ
である。

【図９】入力信号とベースバンド信号の周波数関係を示
す図である。

【図１０】副搬送波１分離信号と副搬送波４分離信号と
を組み合わせて切り換えた場合の引き込み特性を示すグ
ラフである。

【図１１】副搬送波１分離信号、副搬送波２分離信号、
副搬送波３分離信号、副搬送波４分離信号を組み合わせ
て切り換えた場合の引き込み特性を示すグラフである。

【図１２】従来の準同期型復調器の自動周波数制御回路
（ＡＦＣ）の概略構成を示す図である。

【図１３】図１２の周波数関係を示す図である。

【図１４】従来の準同期型復調器の自動周波数回路（Ａ
ＦＣ）で４つの副搬送波信号を用いた場合の周波数関係
を示す図である。

【符号の説明】

１…直交変換器 ３…ループフィルタ ４…可変周波数発振器 ２１…副搬送波分離部 ２２、２５…周波数弁別器 ２３…切り換え手段 ２４…スペクトル分離部

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 準同期型復調器の自動周波数制御回路に
   おいて、 複数の副搬送波の合成信号である入力信号の周波数成分
   の中心を０Ｈｚとする基底帯域に変換する直交変換器
   （１）と、 前記基底帯域に変換された各副搬送波の中心付近を０Ｈ
   ｚとして各副搬送波で伝送される情報の帯域幅とほぼ等
   しい帯域を抽出する複数の副搬送波分離部（２１）と、 前記複数の副搬送波分離部（２１）の各出力を０Ｈｚを
   中心として周波数弁別する周波数弁別器（２２）と、 前記周波数弁別器（２２）の複数の出力を択一に選択す
   る切り換え手段（２３）と、 該切り換え手段（２３）の出力を平滑化するループフィ
   ルタ（３）と、 該ループフィルタ（３）の出力を制御信号として周波数
   を制御し、その出力を基に、前記直交変換器（１）に変
   換を行わせる可変周波数発振器（４）とを備えることを
   特徴とする自動周波数制御装置。
2. 【請求項２】 準同期型復調器の自動周波数制御回路に
   おいて、 入力信号の周波数成分の中心を０Ｈｚとする基底帯域に
   変換する直交変換器（１）と、 前記基底帯域に変換された信号の周波数成分の上端付近
   と下端付近とで、入力信号の帯域幅よりも狭い２つの帯
   域を、それぞれの中心が０Ｈｚとなるように、抽出する
   ２つのスペクトル分離部（２４）と、 各スペクトル分離部２４の出力のそれぞれを０Ｈｚを中
   心として周波数弁別する２つの周波数弁別器（２４）
   と、 前記周波数弁別器（２２）の２つの出力を択一に選択す
   る切り換え手段（２３）と、 該切り換え手段（２３）の出力を平滑化するループフィ
   ルタ（３）と、 該ループフィルタ（３）の出力を制御信号として周波数
   を制御し、その出力を基に、前記直交変換器（１）に変
   換を行わせる可変周波数発振器（４）とを備えることを
   特徴とする自動周波数制御装置。
3. 【請求項３】 前記直交変換器（１）は、一旦中間周波
   数に変換した後に、前記基底帯域に変換する、請求項１
   又は２に記載の自動周波数制御回路。
4. 【請求項４】 前記切り換え手段（２３）は、前記周波
   数弁別器（２２）又は前記周波数弁別器（２５）の出力
   を順次切り換えることを特徴とする、請求項１又は２に
   記載の自動周波数制御回路。
5. 【請求項５】 前記切り換え手段（２３）に代わりに、
   前記周波数弁別器（２２）又は前記周波数弁別器（２
   ５）の出力を加算することを特徴とする、請求項１又は
   ２に記載の自動周波数制御回路。
6. 【請求項６】 前記切り換え手段（２３）は、副搬送波
   の周波数の順番に並んだ複数の副搬送波分離部（２１）
   のうち両端外側の２つの出力に対応する２つの周波数弁
   別器（２２）の出力に順次切り換えることを特徴とす
   る、請求項１に記載の自動周波数制御装置。
7. 【請求項７】 前記切り換え手段（２３）に代わり、前
   記２つの搬送波の搬送波分離部（２１）の出力を加算す
   ることを特徴とする、請求項６に記載の自動周波数制御
   回路。