JPH0670542A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 一次側は自励振型で二次側に高周波電力を送
出のみで、二次側で直流安定化することにより総合変換
効率の向上と発生ノイズの低減を図る。 【構成】 導通方向にバイアスされた主トランジスタ対
２１と主トランスＴ３とコンデンサ−とでなる直交変換
部２０と、主トランスＴ３の帰還電圧を処理して発振周
波数を確定する方向切換部６０と、トランスＴ４と、主
トランジスタ対２１の制御極にトランスＴ４よりの信号
を整形して与える整形部対４０と、よりなる帰還ル−プ
を形成し、二次側で交流直流変換して安定化する交直変
換部を有する電源装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源に係
り、特に主トランスを用いて一次側と二次側と絶縁した
電源装置であり、変換効率の高い二次側からフィ−ド・
バック無しの主トランスの二次側に高周波電力を放出す
る直交（直流−交流）変換部と、二次側でノイズの極め
て少ない直流安定化する交直（交流−直流）変換部を有
する電源装置の構成に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源は電子機器の小型化に
呼応して数十年前より種々提案されて、小型化と同時に
効率の向上とノイズの低減の努力が払われて来ている。

【０００３】図１０はこれらの従来技術による実施例を
示すもので、これはＣＱ出版（１９９０年３月発行）の
スイッチング・レギュレタ設計ノウハウ中の１４５頁図
５−９を簡略化したものである。

【０００４】図１０で、ＶｐとＧＮＤ１は入力直流電源
端子とその電圧を表し、ＧＮＤ１は一次側の接地も表
す。入力直流電源は例えば商用電源（１００ボルト近辺
系と２３０ボルト近辺系がある）を整流したものであ
る。

【０００５】１は補助電源で起動時に必要なもので、起
動後は切断されて微少電力消費型になっている。２は駆
動回路でほぼ安定した発振周波数を発振して、逆相のパ
ルス幅が変調される出力２aと２bを有している。Ｔ１と
Ｔ２はトランスで、出力２ａと２ｂを伝送する。３は直
交変換部で、ダイオド６aと６bを併設した主トランジス
タ対５aと５b、入力電圧Ｖｐを２分するコンデンサ−対
７aと７b、巻線Ｌ1、Ｌ4、Ｌ2、Ｌ3を有する主トランス
Ｔ３より構成されている。主トランジスタ対５aと５bの
べ−ス極はトランスＴ１とＴ２に接続されており交互に
導通し、主トランスＴ３の巻線Ｌ１の電流方向を交互に
変えて、二次巻線に高周波電力を放出する。

【０００６】主トランスＴ３の巻線名称はインダクタン
スの値も表し、巻線Ｌ２、Ｌ３は中間タップ付で示す。
ダイオド６a、６bの動作は主トランスＴ３の励磁電流エ
ネルギ−を入力電源に帰還して電力消費を低減させるも
のである。

【０００７】巻線Ｌ４は起動後平滑回路４を通して駆動
回路２に電力を供給する。８は二次側の出力１又は２の
誤差検出回路で、整流回路と平滑回路も含む。誤差検出
回路８の誤差信号はフィ−ドバックライン９を介して駆
動回路２に与えられる。フィ−ドバックライン９は一次
側と二次側との絶縁の為にフォトカプラ又はトランスが
用いれる。この帰還ル−プで駆動回路２はパルス幅変調
した駆動信号をトランスＴ１とＴ２を介して主トランジ
スタ５aと５bの導通幅を変調させ、主トランスＴ３の二
次側への高周波（数十〜数百ＫＨｚ）電力伝送を変調す
る。この結果二次側の出力１または２は安定化される。

【０００８】次に、各部の動作波形の概略を図１１で説
明する。図中実線と点線は負荷が大きい場合と小さい場
合の例をそれぞれ示す。（a）と（b）は主トランジスタ
対５aと５bの通電関係を示し、（c）は巻線Ｌ１に流れ
る励磁電流を示す。この様に励磁電流が三角波なので他
の巻線に誘起される電圧は矩形波となる。（d）は負荷
による電流波形を示しているが、実際はこの様な鋭利な
ものではない。また、巻線Ｌ１に流れる電流は（c）と
（d）との和になる。

【０００９】この様な誤差信号を一次側にフィ−ドバッ
クさせる従来の方式は、多出力電源には向かない。それ
は着目安定化出力によって巻線Ｌ１に流れる電流が大き
く変化し、小さい場合は磁束の発生がなくなり各巻線に
誘起電圧が発生しなくなるからである。

【００１０】そこで、図１０の従来技術では、ダミー負
荷を設けて主トランスＴ３の磁束発生を持続させるか、
安定化した出力より別の電圧の出力を作り出すかしてい
る。何れにしても無駄な電力消費が増加して総合効率が
低下する。又、二次側から一次側へフィ−ドバックさせ
ることは交流的結合が強くなり、ノイズ伝導上も問題が
ある。

【００１１】このノイズ発生を抑える方法として、図示
してないがU.S.Patent 4,415,959(NOV.15,1983)の様に
電流と電圧又は両方共に共振弧を描かせてスイッチング
素子の開閉時にはほぼ電力消費がないようにして、元々
高調波成分の少ないゼロクロス・スイッチング電源が提
案されている。しかし、一次側と二次側とのフィ−ドバ
ックによるノイズ結合の問題点は依然として残ってお
り、逆に、他励方式の為余計な補助電源、二個の駆動ト
ランスを必要とし、複雑になると共にコスト上昇を招く
問題点も有している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】本発明はこの様な問題
に鑑みてなされたものであって、その目的とするところ
は、第一に、スイッチング素子による電力消費を低減し
て総合効率を高めた電源装置の提供することである。第
二に、一次側では入力電源を自己発振型のコンバ−タで
一定周波数の高周波電力を二次側に送出し、二次側でゼ
ロクロス・スイッチングによる出力安定化によるノイズ
発生の抑制と一次側と二次側との結合を主トランスのみ
として相互伝導ノイズを低減した電源装置の提供にあ
る。第三に、上記目的を遂行するに、高価な構成要素を
増加させることなくコスト・パフォ−マンスの良い電源
装置を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決する為の手段】本発明の電源装置は、一次
側に励磁巻線と帰還巻線を、二次側に出力巻線を有する
第１の主トランスと、直流電源から該第１のトランスの
励磁巻線に交番する電流を流し、交流に変換する同極性
のトランジスタ対からなる直交変換部と、該直交変換部
に、所定の一方向性の駆動信号を与える整形部対と、該
整形部対に略５０％デユ−テイの駆動信号を交互に与え
る一次巻線と二個の二次巻線を有する第２のトランス
と、前記第１のトランスの帰還巻線より伝達方向と電力
を受けて単数の時定数回路で方向切換周波数を確定し、
前記第２のトランスの一次巻線に交番する電流を流す方
向切換部と、前記第１のトランスの出力巻線の高周波を
直流に変換する交直変換部とよりなることを請求項１の
特徴とし、前記方向切換部が、前記第２のトランスの一
次巻線に流す電流方向を切換る主極を直列にした第１の
異極性のトランジスタ対と、該第１の異極性のトランジ
スタ対の制御極に流れ込む前記第１のトランスの帰還巻
線よりの電流を前記単数の時定数回路を共有して交互に
遮断する第２の異極性のトランジスタ対よりなることを
請求項２の特徴とし、前記整形部対が、前記直交変換部
の前記同極性のトランジスタ対を導通せしめる一方向性
素子と、入力方向の反転時に前記同極性のトランジスタ
対の制御極を短絡する短絡手段よりなることを請求項３
の特徴とし、前記整形部対に入力電圧を遅らせて前記同
極性の主トランジスタ対の制御極に与えるタイマを設け
てなることを請求項４の特徴とし、前記交直変換部が、
前記主トランスの二次巻線のリ−ク・インダクタンス又
は付加インダクタンスとの和インダクタンス、一方向性
素子、系の周期に同期してスイッチされるスイッチ手
段、前記リ−ク・インダクタンス又は前記付加インダク
タンスとの和インダクタンスと共振弧電流を流す一方向
性素子を併設したコンデンサ−をそれぞれ直列接続した
ものと、前記コンデンサ−に直列に接続した充分大きな
値の平滑インダクタンスと平滑コンデンサ−とからなる
出力手段と、この出力手段の出力電圧と基準値と比較す
る比較手段と、よりなり該比較手段の出力極性により系
の動作周期に同期して前記スイッチ手段に制御信号を与
える構成とすることを請求項５の特徴とする。

【００１４】

【実施例】図１は本発明の実施例に於ける具体的な回路
構成を示す図であり、交直変換部は省略してある。以
下、図１０と同じ番号及び符号は同じ意味を有するもの
とする。

【００１５】２０は直交変換部で図１０の直交変換部３
の主トランジスタ対５aと５bをFET（電界効果型トラン
ジスタ）の主トランジスタ対２１aと２１bに変更したも
である。

【００１６】FETには、寄生ダイオド２２aと２２bがあ
り外付け不要で便利である反面、寄生のゲ−ト・ソ−ス
間とドレイン・ソ−ス間及び図示してないドレイン・ゲ
−ト間容量の２４a、２４b、２３a、２３bが大きい（１
０００ｐＦ以上）という問題がある。そこで、主トラン
ジスタ対２１a、２１bを電源投入時に通電させて系が自
起動発振するように作動させるためのバイアス抵抗２５
a、２５b、２６a、２６bの値を十分大きくして寄生容量
２４a、２４b、２３a、２３bとの時定数が系の発振周波
数の周期より相当大きくして起動後は影響を与えないよ
うにしてある。

【００１７】整流部４０a、４０bは、入力電圧が±矩形
波であるのを＋矩形波にし、立ち上がりを遅らせ立ち下
りは速くして、交互に通電する主トランジスタ対２１
a、２１bが同時通電しないようにしている。これがデッ
ドタイムと称するもので、この間に寄生容量２３a、２
３bとインダクタンスＬ１と電圧共振させて充放電によ
る電力消費をさせることなく、通電しようとする主トラ
ンジスタ対２１の一方のドレイン・ソ−ス間の電圧をゼ
ロとでき、ゼロ電圧スイッチングができる。又、一方向
電圧にすることにより、寄生容量２４、２４の充放電に
よる電力消費を４分の１にできる。これらにより本発明
は変換効率が向上する特徴を有する。

【００１８】さて、整形部４０（以下、添字を省略して
説明する場合がある）の構成は、方向性を決めるダイオ
ド４１と、立ち上りを決める寄生容量２４と抵抗４２、
立ち下りを決めるトランジスタ４５と４３とべ−ス抵抗
４８、４９、４４と負荷抵抗４７とダイオド４６で構成
される。エミッタ側が負になると抵抗４８と４９により
べ−ス電流が流れトランジスタ４５は導通する。する
と、コレクタも負になり抵抗４４を介してべ−ス電流が
流れトランジスタ４３も導通する。これで、寄生容量２
４に蓄積していた電荷を急速に放出させる。ダイオド４
６はトランジスタ４５の逆バイアスによる破壊防止と起
動時にトランジスタ４３が導通して主トランジスタ対２
１が通電出来ず自起動性の喪失するを防止している。

【００１９】６０は方向切換部で、所定の時定数（これ
が発振周波数の周期の半分である）により帰還巻線Ｌ
４、Ｌ５の電力と方向性を使用・検知して正帰還ル−プ
を形成するようにトランスＴ４の一次巻線に交互に電流
を切換える。トランスＴ４の二次巻線は整形部４０に接
続する。尚、トランスＴ３、Ｔ４に付した各巻線の黒点
は極性を表し、図示の接続で正帰還ル−プを形成する。

【００２０】巻線Ｌ４はコンデンサ−６３aと６３bをダ
イオド６４a、６４bを介して急速に充電する。コンデン
サ−対６３、トランジスタ対６１、ダイオド対６２は直
交変換部２０のそれらに対応するもので、コンデンサ−
対６３は特に必要とするもではない。主トランジスタ２
１aが導通すると巻線Ｌ５は正の誘起電圧を発生して抵
抗６６aを介してトランジスタ６１aを導通させる。トラ
ンスＴ４は整形部４０aを作動させて主トランジスタ２
１aの導通を維持する。やがて、抵抗６９と逆方向に接
続したゼ−ナ・ダイオド対６８による±定電圧源により
時定数回路（可変抵抗Ｒｔとコンデンサ−Ｃｔ）の電圧
がトランジスタ６７aのべ−ス・エミッタ間飽和電圧（V
th1とする）に達するとトランジスタ６１aを遮断する。
ここで、トランスＴ４の磁束が減少し始め、二次側は逆
電圧が発生して、主トランジスタ２１aが遮断し、デッ
ドタイム経過後主トランジスタ２１bが導通し始める。

【００２１】今度は、巻線Ｌ５の誘起電圧は負となり所
定の時定数で、抵抗６６bで導通していたトランジスタ
６１bをトランジスタ６７bで遮断する。このサイクルを
繰り返して時定数回路に関係付けられた安定した発振周
波数で、図１の回路は発振を持続する。発振周波数が安
定なことは、商用電源との接続時に、相互の伝導ノイズ
を防止するフィルタ設計が容易となる。更に、本発明は
高調波の発生を極力抑えるものなので、益々容易とな
る。

【００２２】以上の動作波形を示すのが図２である。
（a）はトランジスタ対６１の一方のON-OFF動作を示
す。点線Aは時定数で遮断されない場合に、持続する状
態を示す。（b）はトランジスタ対６７のべ−ス極の電
圧変化を示す。（c）はトランジスタ対６７のONタイミ
ングを示し、上側がトランジスタ６７aのONを下側がト
ランジスタ６７bのONをそれぞれ示す。（d）と（e）は
整形部対４０の両者の出力電圧波形を示す。Vth2は主ト
ランジスタ対２１のONするゲ−ト極の閾値である。
（f）と（g）は主トランジスタ対２１が交互にデッドタ
イムをもってONする様子を示す。

【００２３】次に、図３で本発明の整形部対の他の実施
例を説明する。図１の整形部対はデッドタイムを設ける
に抵抗とトランジスタの寄生容量による時定数と、トラ
ンジスタの閾値で決定したが、値のバラツキでデットタ
イムを決定するのが困難な場合がある。図３の回路は、
それを改善すべく、デットタイムを決定するタイマ８０
を挿入している。タイマ８０の構成は、逆方向に接続し
たゼ−ナ・ダイオド対８３と抵抗８４による±の定電圧
源と、コンデンサ−Ct1と抵抗Rt1による時定数回路と、
べ−ス・エミッタ間にダイオドを配したトランジスタ８
１とである。ここで、トランスＴ４の二次側が正になる
と、コンデンサ−Ct1の充電電圧は+Vth1から負方向に向
いトランジスタ８１のべ−ス・エミッタ間飽和電圧（-V
th1）にクランプされる。これ以後、トランジスタ８１
はONを持続する。正確なデッドタイムが設定出来ること
になる。

【００２４】次に、図４で本発明の特徴をまとめる。
（a）と（b）は主トランジスタ２１のデッドタイムを有
してON-OFFのタイミングを示す。（c）は主トランスＴ
３の励磁電流を示し、点線はダイオド対２２に励磁電流
が流れている区間を示す。（d）は後述する負荷電流を
共振弧にした場合の一次側換算した電流を示す。（e）
は主トランジスタ２１のドレイン・ソ−ス間電圧を示
し、前縁と後縁にコンデンサ−対２３とインダクタンス
Ｌ１との電圧共振弧も示す。（f）は改善された主トラ
ンジスタ２１のスイッチング電力損失を示し、極めて改
良されたことを示すため、点線で従来技術による場合を
併記してある。これは、負荷に対しては電流と電圧共に
ゼロクロス・スイッチングであり、励磁電流に対しては
ゼロ電圧・スイッチング特性が得られることによる。従
来技術ではスイッチング作動の切換時のスイッチング損
失が大きいばかりでなく、ここで大きなリンギング又は
スパイクが発生して、大きなノイズ発生の原因となって
いる。

【００２５】次に、図５と図６で本発明の方向切換部６
０の他の実施例を説明する。図５は部分図であるが、図
１で主トランスＴ３の巻線Ｌ５をやめて、トランスＴ４
上の巻線Ｌｂに変えたもので動作上では変わらない。図
６で図１との相違点は、主トランスＴ３の帰還巻線を一
個に、トランスＴ４の一次巻線を対にしてトランジスタ
対６１の両方のコレクタ側にしたことである。その他は
ほぼ同じである。この場合は、一次巻線の励磁電流の吸
収はゼ−ナ・ダイオド９０aと９０bとでダイオド９１a
と９１bで方向を決めて実行する。これで僅少であるが
効率が低下するが、回路構成が簡単になる利点がある。

【００２６】次に、図７、図８、図９で二次側の交直変
換部について説明する。図７は二次側の等価回路を示す
もので、（a）が実体図で（b）がその等価回路を示す。
１００aと１００bは整流用のダイオドである。Ｌｅはリ
−ク・インダクタンスを表し、ｋは一次巻線Ｌ１と二次
巻線Ｌ２との結合係数である。Ｌｅ＝Ｌ２（１−ｋ²）
の関係である。E2=1/2×Ns/Np×Vpで、Nsは一次巻線
数、Npは二次巻線数、E2は二次の出力電圧である。

【００２７】図８は上記の等価回路を用いて、本発明の
交直変換の実施例を示す。１０１はトランジスタ、Ｔ５
はトランジスタ１０１を駆動するトランスである。Ｃは
Ｌｅと所定周波数で共振するコンデンサ−である。ダイ
オド１０２はコンデンサ−Ｃの電圧Ｖｃが大きな負にな
るのを防止する。１０３と１０４は平滑用のコイルとコ
ンデンサ−である。コイル１０３のインダクタンスＬｓ
は、Ｌｓ＞＞Ｌｅである。クロック発生器１０５は主ト
ランスＴ３の他の二次巻線よりクロックを生成するもの
で、周波数は系の発振周波数の二倍である。Ｖｏｕｔと
ＧＮＤ２は安定化された出力であり、ＧＮＤ２は二次側
の接地も表す。比較器１０７は出力Ｖｏｕｔと基準電圧
と比較して比較信号を駆動回路１０６に与える。駆動回
路１０６はクロック発生器１０５のクロックに同期して
所定の幅で駆動トランスＴ５を駆動し、トランジスタ１
０１を通電させる。この様な帰還ル−プで図８は直流安
定化出力を得る。

【００２８】この様子を示すのが、図９である。（a）
はクロック発生器１０５のクロックである。（b）はコ
ンデンサ−Ｃの共振電流である。順次、電流が減少して
るのは共振回路に印加される起電力E2-Ｖｃが小さくな
ることによる。（c）はコンデンサ−Ｃの充電電圧Ｖｃ
を示す。トランジスタ１０１のコレクタ・エミッタ間電
圧はインダクタンスＬｅとコンデンサ−Ｃとで受持つの
で、ON・OFF時共にほぼゼロである。即ち、ゼロ電圧ス
イッチングである。これを一次側変換して示したのが図
４である。

【００２９】従って、一次側・二次側共にスイッチング
損失を低減出来、総合変換効率が向上する。例えば、数
百ワットの出力で、従来では精々８０％に対して９０％
以上も得られる。これにより、熱発生が減少して電源装
置の放熱設計が簡単になる。以上述べた実施例で、商用
電源使用の場合で特に高耐圧が必要な素子は主トランジ
スタ対２１とコンデンサ−対７が主たるもので、本発明
は安価に構成出来るのである。

【００３０】

【発明の効果】以上述べた本発明の構成によれば、一次
側で主トランスの帰還巻線から方向切換部、トランス、
整形部対、直交変換部との帰還ル−プで適切なデッドタ
イムの設定により簡単な構成で直交変換効率の向上と、
二次側ではインダクタンスとコンデンサ−との共振によ
るゼロクロス・スイッチングによる交直変換効率の向上
とにより総合効率の向上が図れる。また、高調波成分の
少ないスイッチングによるノイズとコスト低減の効果が
図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に於ける具体的な回路構成を示
す図。

【図２】図１の各部の動作波形を示す図。

【図３】本発明の整形対部の他の実施例を示す図。

【図４】本発明の効果説明する図。

【図５】本発明の方向切換部の他の実施例を示す図。

【図６】本発明の方向切換部の他の実施例を示す図。

【図７】二次側の等価回路を示す図。

【図８】本発明の二次側でのゼロクロス・スイッチング
による安定化直流を得る回路構成を示す図。

【図９】図８の動作波形を示す図。

【図１０】従来技術による実施例を示す図。

【図１１】図１０の動作波形を示す図。

【符号の説明】

１…補助電源 ２、１０６…駆動回路 ３、２０…直交変換部 ４…平滑回路 ８…誤差検出回路 ４０…整形部 ６０…方向切換部 ８０…タイマ １０５…クロック発生器 １０７…比較器 ５、２１、４３、４５、４８、６１、６７、８１、１０
１…トランジスタ ６、２２、４１、４６、６２、６４、６５、８２、９
１、１００、１０２…ダイオド ６８、８３、９０…ゼ−ナ・ダイオド ７、２３、２４、６３、Ｃｔ、Ｃｔ１、Ｃ…コンデンサ
− （以上添字省略） Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５…トランス ＧＮＤ１、ＧＮＤ２…一次側と二次側の接地 Ｖｐ…入力電源端子又は電圧 Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌｂ、Ｌｅ、Ｌｓ…巻
線又はインダクタンス Ｖｃ…コンデンサ−Ｃの充電電圧 Ｎｐ、Ｎｓ…巻数

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一次側に励磁巻線と帰還巻線を、二次側
   に出力巻線を有する第１の主トランスと、直流電源から
   該第１のトランスの励磁巻線に交番する電流を流し、交
   流に変換する同極性のトランジスタ対からなる直交変換
   部と、 該直交変換部に、所定の一方向性の駆動信号を与える整
   形部対と、 該整形部対に略５０％デユ−テイの駆動信号を交互に与
   える一次巻線と二個の二次巻線を有する第２のトランス
   と、 前記第１のトランスの帰還巻線より伝達方向と電力を受
   けて単数の時定数回路で方向切換周波数を確定し、前記
   第２のトランスの一次巻線に交番する電流を流す方向切
   換部と、 前記第１のトランスの出力巻線の高周波を直流に変換す
   る交直変換部よりなることを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記方向切換部が、前記第２のトランス
   の一次巻線に流す電流方向を切換る主極を直列にした第
   １の異極性のトランジスタ対と、 該第１の異極性のトランジスタ対の制御極に流れ込む前
   記第１のトランスの帰還巻線よりの電流を前記単数の時
   定数回路を共有して交互に遮断する第２の異極性のトラ
   ンジスタ対よりなる請求項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】 前記整形部対が、前記直交変換部の前記
   同極性のトランジスタ対を導通せしめる一方向性素子
   と、 入力方向の反転時に前記同極性のトランジスタ対の制御
   極を短絡する短絡手段よりなる請求項１記載の電源装
   置。
4. 【請求項４】 前記整形部対に入力電圧を遅らせて前記
   同極性の主トランジスタ対の制御極に与えるタイマを設
   けてなる請求項１及び３記載の電源装置。
5. 【請求項５】 前記交直変換部が、前記主トランスの二
   次巻線のリ−ク・インダクタンス又は付加インダクタン
   スとの和インダクタンス、一方向性素子、系の周期に同
   期してスイッチされるスイッチ手段、前記リ−ク・イン
   ダクタンス又は前記付加インダクタンスとの和インダク
   タンスと共振弧電流を流す一方向性素子を併設したコン
   デンサ−をそれぞれ直列接続したものと、前記コンデン
   サ−に直列に接続した充分大きな値の平滑インダクタン
   スと平滑コンデンサ−とからなる出力手段と、この出力
   手段の出力電圧と基準値と比較する比較手段と、よりな
   り該比較手段の出力極性により系の動作周期に同期して
   前記スイッチ手段に制御信号を与える構成とする請求項
   １、２、３、４に記載の電源装置。