JPH07337014A - 共振型直流−直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 共振を使用して電力損失を低減させるように
構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を簡単にす
る。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に、第１のコ
ンデンサＣ1 と第１の１次巻線Ｎ11と第１の共振用イン
ダクタンスＬr1と第１のスイッチＱ1 の第１の直列回路
と、第２のコンデンサＣ2 と第２の１次巻線Ｎ12と第２
の共振用インダクタンスＬr2と第２のスイッチＱ2 の第
２の直列回路を接続する。第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 に並列にコンデンサＣ3 、Ｃ4 を接続する。１
次巻線Ｎ11、Ｎ12に並列にインダクタンスＬr1、Ｌr2よ
りも値の大きいインダクタンスＬp1、Ｌp2を接続する。
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間を直列共
振の半波よりも長く設定する。第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン期間を変えて出力電圧を調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチと、出力トラ
ンスと、出力整流平滑回路と、共振用のインダクタンス
及びコンデンサとから成る共振型直流−直流変換器（Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ）に関する。

【０００２】

【従来の技術】ゼロ電流スイッチングを達成するため
に、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示すように
達成することができる。この回路では交流電源に接続さ
れた整流器と平滑用コンデンサ（省くことも可能）から
成る電源回路又は電池等から成る直流電源１の一端と他
端との間にＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の直列回路が接続されていると共に、同一容量
の第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が接
続されている。出力トランスＴの１次巻線Ｎ1 は共振用
インダクタンスＬr を介して第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の相互接続点２と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の相互接続点３との間に接続されている。出力
トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップ形式に形成さ
れ、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介して平滑
用コンデンサＣo の一端に接続され、センタタップはコ
ンデンサＣo の他端に接続されている。直流電圧を負荷
（図示せず）に供給するための出力端子４、５はコンデ
ンサＣo の両端に接続されている。制御回路６はスイッ
チＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御するための信号を
発生する。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
ソースをサブストレートに接続した構造の絶縁ゲート型
（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、等価的に
ドレイン・ソース間に第１及び第２の制御スイッチＳ1
、Ｓ2 とこれに逆並列に接続された第１及び第２のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 を有する。この第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 はバイポーラトランジスタとこれに逆並
列接続されたダイオードとで構成することもできる。

【０００３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する場
合には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート
（制御端子）に図２（Ａ）（Ｂ）に示すように一定周期
で制御信号（ゲート信号）Ｖg1、Ｖg2を供給し、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を相互間に僅かなデット・
タイム（休止期間）を設けて一定周期で交互にオン・オ
フする。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間
は共振電流の半波の期間に対応させる。直列共振回路
は、インダクタンスＬr と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の並列回路に相当する等価コンデンサＣr とで
形成される。第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds2 と電流Ｉ
d1とは図２（Ｃ）（Ｄ）に示すように変化する。電流Ｉ
d1は共振作用によって第１のスイッチＱ1 がオンになっ
てから正弦波で立上り、半波だけ流れる。この半波が流
れ終って電流がゼロになった時に第１のスイッチＱ1 を
ターンオフすれば、ゼロ電流スイッチングが達成され、
スイッチング損失が少なくなる。第２のスイッチＱ2 の
電流及び電圧も同様に変化する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１に示す
ＤＣ−ＤＣコンバータではＬr Ｃr の回路定数で決定さ
れる共振電流の半サイクルに対応して第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が固定されている。従っ
て、この回路のみでは出力電圧の調整を行うことができ
ない。

【０００５】上記問題を解決するために、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間にデット・タ
イム（休止期間）の時間幅を制御することが考えられ
る。しかし、回路が複雑になるのみでなく、スイッチの
オン・オフの周波数が大幅に変化する。また、電圧制御
のために、共振電流の半波が流れ終る前にスイッチをオ
フにする方式も考えられるが、ターンオフ時のゼロ電流
スイッチができなくなるばかりでなく、無負荷の場合に
はスイッチのオン時間幅が狭くなって動作が不安定にな
る。

【０００６】そこで、本発明の目的は、スイッチにおけ
る電力損失を比較的簡単な回路構成で達成することがで
き、且つスイッチのオン・オフ繰返し周波数の大幅な変
動を伴なわないで、出力電圧を安定化させることができ
る直流−直流変換器を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と出力トランスの１次巻線との間
に第１のインダクタンスとコンデンサとの直列共振回路
及び前記直流電源の電圧をオン・オフするためのスイッ
チを含み、前記出力トランスの２次巻線に平滑整流回路
が接続された構成の共振型直流−直流変換器において、
前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、前記スイッチに並列に接
続されたコンデンサと、前記スイッチをオン・オフする
ための制御信号を発生する回路であって、前記スイッチ
のオン時間幅が前記第１のインダクタンスと前記コンデ
ンサとの直列共振回路に基づいて流れる直列共振電流の
半波の期間よりも長く設定され、且つ前記スイッチのオ
ン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を
調整するように構成された制御回路とを備えていること
を特徴とする直流−直流変換器に係わるものである。な
お、請求項２に示すように２つの直流共振回路を並列に
接続することができる。また、請求項３に示すように１
つのコンデンサを第１及び第２の共振用インダクタンス
で共用して２つの直列共振回路を得ることができる。

【０００８】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、バイ
アス共振用インダクタンスの蓄積及び放出エネルギーの
大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従っ
て、スイッチのオン時間幅を変えてバイアス共振用イン
ダクタンスの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出
力電圧が変化し、電圧調整が達成される。また、スイッ
チのオン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えるこ
となしに出力電圧の調整が可能である。スイッチに並列
のコンデンサは電圧共振によってこのターンオフ時のゼ
ロ電圧スイッチングを可能にする。

【０００９】

【第１の実施例】次に、図３〜図６を参照して本発明の
第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図３において図１と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図３の回路のトラン
スＴの２次側は図１と同一であるが、トランスＴの１次
側が図１と異なる。図３においては、トランスＴが第１
及び第２の１次巻線Ｎ11、Ｎ12を有し、この１次巻線Ｎ
11、Ｎ12に対して第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 が
直列に接続されている。即ち、電源１の一端と他端との
間に、第１の共振用コンデンサＣ1 と第１の１次巻線Ｎ
11と第１の共振用インダクタンスＬr1と第１のスイッチ
Ｑ1 との第１の直列回路が接続されていると共に、第２
の共振用コンデンサＣ2 と第２の１次巻線Ｎ12と第２の
共振用インダクタンスＬr2と第２のスイッチＱ2 との第
２の直列回路が接続されている。第１及び第２の１次巻
線Ｎ11、Ｎ12に対して並列に第１及び第２のバイアス共
振用インダクタンスＬp1、Ｌp2が接続されている。第１
及び第２の共振用コンデンサＣ1 、Ｃ2 に並列に第１及
び第２の相互結合インダクタンスＬ11、Ｌ12が接続され
ている。この第１及び第２の相互結合インダクタンスＬ
11、Ｌ12は共通の磁心に巻き回され、相互に電磁結合さ
れている。なお、第１及び第２の相互結合インダクタン
スＬ11、Ｌ12の巻線の極性は互いに逆である。第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図１と同様に主スイッチＳ
1 、Ｓ2 とダイオードＤ1 、Ｄ2 の逆並列回路から成
り、これ等にコンデンサＣ3 、Ｃ4 が並列接続されてい
る。第１及び第２のバイアス共振用インダクタンスＬp
1、Ｌp2は第１及び第２の共振用インダクタンスＬr1、
Ｌr2より大きいインダクタンス値を有する。

【００１０】制御回路６ａは出力電圧又は入力電圧の変
動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構
成されている。このため、制御回路６ａは図４に示すよ
うに出力端子４、５間に接続された電圧検出用分圧抵抗
７、８と、基準電圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）
１０と、発光ダイオード１１と、ホトトランジスタ１２
と、抵抗１３と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波
形整形回路とデットタイム付加回路を含む制御信号形成
回路１５とから成る。

【００１１】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が高くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数信号を出力する。ＶＣＯ１４
に接続された制御信号形成回路１５はＶＣＯ１４の出力
を方形波に整形してライン１６ａで第１のスイッチＱ1
の制御端子（ゲート）に第１の制御信号を供給すると共
に、ライン１６ａの方形波を位相反転し且つ相互間に僅
かなデット・タイム（休止期間）を設けた第２の制御信
号（パルス）をライン１６ｂを介して第２のスイッチＱ
2 の制御端子（ゲート）に供給する。

【００１２】この制御回路６ａにおいて重要なことは、
第１及び第２の共振用コンデンサＣ1 、Ｃ2 と第１及び
第２の共振用インダクタンスＬr1、Ｌr2との第１及び第
２の直列共振回路に基づく共振電流の半波の時間幅より
も第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が長
くなるようにＶＣＯ１４の周波数が設定されていること
である。この理由は追って説明する。

【００１３】

【動作】次に、図３の回路の動作を、図３の各部の波形
を示す図５及び図６を参照して説明する。図５の左半分
は全負荷時の図３の各部の状態を概略的に示し、右半分
はこれよりも軽負荷の場合の図５の各部の状態を概略的
に示す。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン制御パルスの相互間には僅かなデット・タイムがある
が省略されている。図３の第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を図５（Ａ）（Ｂ）に示す制御信号Ｖg1、Ｖg2
によって交互にオン・オフした時の第１のスイッチＱ1
のドレイン・ソース間電圧Ｖds1 は図５（Ｃ）となり、
ドレイン電流Ｉd1は図５（Ｄ）となる。第１のスイッチ
Ｑ1 のオン期間（図５のｔ0 〜ｔ4 ）におけるドレイン
電流Ｉd1は１次巻線Ｎ11を通って流れる正弦波の半波か
ら成るＣ1 Ｌ1共振電流Ｉr1と第１のバイアス共振用イ
ンダクタンスＬp1を通って流れるバイアス電流Ｉp1との
和の波形となり、図５（Ｄ）に示すように変化する。図
５には第２のスイッチＱ2 のドレイン電流Ｉd2が示され
ていないが、第１のスイッチＱ1のそれと同様に流れ
る。次に、理解を容易にするために、ドレイン電流Ｉd
1、Ｉd2を高周波共振電流Ｉr1、Ｉr2と低周波バイアス
共振電流Ｉp1、Ｉp2とに分けて説明する。

【００１４】今、図５のｔ0 時点で第１のスイッチＱ1
をオンにするための制御信号が図５（Ａ）に示すように
発生し、この直後のｔ1 で第１のスイッチＱ1 のドレイ
ン・ソース間電圧がゼロになると、電源１と第１の共振
用コンデンサＣ1 と第１の１次巻線Ｎ11と第１の共振用
インダクタンスＬr1と第１のスイッチＱ1 との閉回路が
形成される。これにより、第１の共振用コンデンサＣ1
と第１の共振用インダクタンスＬr1との直列共振回路が
形成され、これによる共振電流Ｉr1が図６（Ｂ）に示す
ように正弦波形に流れる。共振電流Ｉr1がｔ3 でゼロに
なった後に、出力整流ダイオードＤa 、Ｄb によってコ
ンデンサＣo がトランスＴの２次巻線Ｎ2 から切り離さ
れた状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ11が無限大の
インピーダンスとなり、負の半波の共振電流がｔ3 以後
に流れない。一方、第１のバイアス共振用インダクタン
スＬp1のエネルギーの蓄積及び放出に基づくバイアス共
振電流Ｉp1が図６（Ｃ）に示すように流れる。図６のｔ
0 〜ｔ2 期間では電流Ｉp1が上向きに流れている。図６
のｔ0 〜ｔ2 期間のバイアス共振電流Ｉp1は、第１のバ
イアス共振用インダクタンスＬp1、コンデンサＣ1 とイ
ンダクタンスＬ11の並列回路、コンデンサＣ2 とインダ
クタンスＬ12の並列回路、第２のバイアス共振用インダ
クタンスＬp2、第２の共振用インダクタンスＬr2、第４
のコンデンサＣ4 、第１のスイッチＱ1 のダイオードＤ
1 、第１の共振用インダクタンスＬr1から成る開回路で
流れる。なお、ｔ1 で第１のスイッチＱ1 がオン制御さ
れる前にダイオードＤ1 が導通しているので、第１のス
イッチＱ1 の電圧Ｖds1 即ちコンデンサＣ3 の電圧はダ
イオードＤ1 の順方向電圧であり、図６のｔ1 ではＺＶ
Ｓ（ゼロ電圧スイッチング）となる。また、第１のスイ
ッチＱ1 のオフ期間に充電された第３のコンデンサＣ3
の電荷はバイアス電流Ｉp1による逆充電によって第１の
コンデンサＣ1 に移動し、その後はダイオードＤ1 で短
絡された状態に保たれる。従って、第１のスイッチＱ1
のターンオン時における第３のコンデンサＣ3 の電荷の
放出による電力損失は実質的に生じない。

【００１５】図６のｔ1 時点で第１のスイッチＱ1 のド
レイン・ソ−ス間電圧がゼロになると、Ｃ1 とＬr1との
高周波の共振回路が形成され、図６（Ｂ）の共振電流Ｉ
r1が１次巻線Ｎ11を通って流れ、トランスＴの２次側に
電力が供給される。なお、ｔ3 以後はダイオードＤa が
オフになるので、１次巻線Ｎ11に負の方向の共振電流は
流れない。

【００１６】図６のｔ2 時点で第１のバイアス共振用イ
ンダクタンスＬp1の上向きの蓄積エネルギーの放出及び
第２のバイアス共振用インダクタンスＬp2の下向きの蓄
積エネルギーの放出が終了すると、コンデンサＣ1 の右
から左に向う充電が終了し、その後は左からから右に向
う充電が始まるので、図６のｔ2 〜ｔ5 期間ではコンデ
ンサＣ1 の右端の電位が徐々に低下する。第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 はこれ等に並列に接続されたイ
ンダクタンスＬ11、Ｌ12によって相互に電磁結合された
状態にあるので、これ等の電圧は図６（Ｄ）（Ｇ）に示
すように電源電圧Ｅを中心に対称に変化する。

【００１７】ｔ0 〜ｔ4 期間に第１の共振用コンデンサ
Ｃ1 の電圧Ｖc1が高められた状態になると、第１の共振
用コンデンサＣ1 と第１の１次巻線Ｎ11と第１の共振用
インダクタンスＬr1と第１のスイッチＱ1 とから成る共
振回路の動作は、電源電圧Ｅを高めた場合と同様な動作
となり、振幅の大きな共振電流Ｉr1を流すことができ
る。これは第１のバイアス共振用インダクタンスＬp1の
エネルギーの大小で共振電流Ｉr1を制御できることを意
味する。

【００１８】図６のｔ4 で第１のスイッチＱ1 がオフ制
御されると、これに並列の第３のコンデンサＣ3 の充電
が始まり、このコンデンサＣ3 の電圧即ち第１のスイッ
チＱ1 の電圧Ｖds1 が図６（Ａ）に示すように傾斜を有
して立上り、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成さ
れ、電力損失が小さくなる。第１のスイッチＱ1 のオフ
期間中のｔ4 〜ｔ5 では、第１のバイアス共振用インダ
クタンスＬp1の蓄積放出エネルギーの放出によってＬp
1、Ｌr1、Ｃ3 、Ｄ2 、Ｌr2、Ｌp2、Ｃ2 Ｌ12、Ｃ1 Ｌ1
1の回路で電流Ｉp1、Ｉp2が流れる。図６のｔ5 〜ｔ6
期間になると、Ｃ2 、Ｌp2、Ｌr2、Ｑ2 、Ｄ1 、Ｌr1、
Ｌp1、Ｃ1 の回路でＩp1、Ｉp2が流れる。

【００１９】図５及び図６のｔ4 〜ｔ6 区間で第２のス
イッチＱ2 がオンになると、Ｃ2 Ｌr2の高周波共振電流
Ｉr2が図６（Ｅ）に示すように流れる。第２の１次巻線
Ｎ12は第１の１次巻線Ｎ11と反対の極性を有するので、
ｔ4 〜ｔ6 区間では２次巻線Ｎ22に下向きの電圧が発生
し、ダイオードＤb がオンになり、負荷に電力が供給さ
れる。第２のスイッチＱ2 側のＣ2 、Ｌ12、Ｌp2、Ｎ1
2、Ｌr2、Ｃ4 は第１のスイッチＱ1 側のＣ1 、Ｌ11、
Ｌp1、Ｎ11、Ｌr1、Ｃ3 と同一に接続されているので、
同一の動作が生じる。

【００２０】ところで、図３の回路において、出力端子
４、５間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振
電流Ｉr1、Ｉr2の振幅が変化する。即ち、例えば負荷の
インピーダンスが大きくなって軽負荷になると図３の１
次巻線Ｎ11から負荷までの交流インピーダンスが大きく
なり、共振電流Ｉr1、Ｉr2の最大振幅が低下する。共振
電流Ｉr1、Ｉr2の最大振幅が低下すれば、出力平滑用コ
ンデンサＣo 及び負荷に対して供給するエネルギーも低
下し、負荷変動に基づく出力電圧変動を自動的に補償す
ることができる。しかし、電源１の電圧変動に基づく出
力電圧変動の補償は上記の共振電流Ｉr1、Ｉr2の振幅変
化によって達成できない。

【００２１】そこで、本実施例では次のようにして電源
電圧Ｅの変動による出力電圧の制御を行う。誤差増幅器
１０は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する出
力を発生し、発光ダイオード１１は誤差出力に対応して
発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった
場合には、発光ダイオード１１の発光の強さが基準値よ
りも大きくなる。これにより、発光ダイオード１１に光
結合されたホトカプラー１２の抵抗は低下し、抵抗１３
の電圧が今迄よりも高くなり、ＶＣＯ１４の出力周波数
が今迄よりも高くなる。この結果、図５の右半分のｔ7
〜ｔ10区間に示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 のオン・オフの周期Ｔ2 が左半分のＴ1 よりも短く
なる。このため、インダクタンスＬp1、Ｌp2のエネルギ
ーの蓄積及び放出に基づく第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2の振幅の変動幅が小さくな
る。今、第１のスイッチＱ1 のオン期間ｔ0 〜ｔ4 につ
いて考察すると、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が実
線から点線に変化したということは共振回路の電源電圧
を低下させたことに相当し、共振電流Ｉr1の最大振幅の
低下が生じる。このため、出力平滑用コンデンサＣo に
対する電力供給量が低下し、出力電圧を所望値に向って
低下させる作用が生じる。出力電圧が所望値よりも低く
なった時には上述と逆の動作が生じる。この実施例では
電源１の電圧変動分にほぼ相当する調整を行うのみであ
るから、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オ
フ周波数の大幅の変動が生じない。従って、無負荷から
全負荷まで安定的に動作させることができる。

【００２２】

【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図７において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、図３に
おいて第１のスイッチＱ1 と第３のコンデンサＣ3 の並
列回路と第１のコンデンサＣ1 とインダクタンスＬ11の
並列回路の位置を入れ換え、更に、サージアブソーバ用
の第５のコンデンサＣ5 を付加したものに相当する。図
７においては、第１の１次巻線Ｎ11からインダクタンス
Ｌ11までの間の両端電圧とインダクタンスＬ12からイン
ダクタンスＬr2までの間の両端電圧は、交流分（直流分
を省いた波形）で考えると同一である。即ち第１のスイ
ッチＱ1 のソースと第２のスイッチＱ2 のドレインとに
おける交流分の波形は同一である。しかし、実際には１
次巻線Ｎ11、Ｎ12、インダクタンスＬr1、Ｌr2等の漏洩
インダクタンスのためにスイッチオフ時にサージ電圧が
発生する。図１の従来のハーフブリッジの場合はサージ
電圧はスイッチＱ1 、Ｑ2 を介して電源１に戻るが、図
３のセンタタップ型回路では電源に戻らずにノイズ又は
ロスとなる。これに対して図７の回路ではサージ電圧が
コンデンサＣ5 で吸収され、これが電源又は負荷に戻さ
れる。これにより、効率が更に高くなる。図７の回路の
その他は、図３と同一であるので、同一の作用効果が得
られる。

【００２３】

【第３の実施例】次に、図８を参照して第３の実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図８において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図８の回路は、図３の第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の代りに共通のコンデンサＣ6 を第１及
び第２のバイアス共振用インダクタンスＬp1、Ｌp2の間
に接続したものに相当し、その他は図３と同一に構成さ
れている。コンデンサＣ6は、インダクタンスＬr1、Ｌr
2との直列共振回路を形成すると共に、第１及び第２の
バイアス共振用インダクタンスＬp1、Ｌp2の電流Ｉp1、
Ｉp2による充放電によってこの電圧が変化し、負荷に応
じた共振電流を得ることが可能になる。従って図８の回
路は図３の回路と同一の作用効果を有する。また、共振
用コンデンサを１つ減らして回路構成を簡単にすること
ができる。

【００２４】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） インダクタンスＬp1、Ｌp2の代りに２次巻線Ｎ
2 に並列にＬr1、Ｌr2よりも大きいインダクタンスを接
続することができる。また、センタタップを有する２次
巻線Ｎ2 の上半分と下半分とにそれぞれ並列にインダク
タンスＬp1、Ｌp2を接続することができる。また、トラ
ンスＴに３次巻線を設け、ここに並列にインダクタンス
Ｌp1、Ｌp2に相当するものを接続することができる。 （２） インダクタンスＬr1、Ｌr2とトランスＴの１次
巻線Ｎ11、Ｎ12とを同一のコアに巻回すこと、またイン
ダクタンスＬp1、Ｌp2とトランスＴの１次巻線Ｎ11、Ｎ
12とを同一のコアに巻回すことができる。また、１次巻
線Ｎ11、Ｎ12のインダクタンス成分をインダクタンスＬ
r1、Ｌr2として兼用することができる。また、インダク
タンスＬr1、Ｌr2に中間タップを設け、ここにインダク
タンスＬp1、Ｌp2の上端を接続することができる。ま
た、インダクタンスＬr1、Ｌr2をＬp1、Ｌp2よりも出力
側に移して１次巻線Ｎ11、Ｎ12に直列に接続することが
できる。 （３） 制御回路６ａで電圧制御するために出力電圧を
検出する代りに、電源１又はコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電
圧を検出し、これを所望値にするように制御パルスを形
成してもよい。 （４） 電源１を正弦波交流電源に接続された全波整流
器とし、平滑されない脈流を入力させ、力率改善効果を
得ることができる。 （５） 各実施例において、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 がキャリアのストレージ作用を実質的に有さな
い半導体スイッチの場合には、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 を相互間にデット・タイムを設けないで交互
にオン・オフ制御することができる。 （６） 各実施例において、デット・タイムの時間幅を
出力電圧に応じて制御するように構成することができ
る。 （７） スイッチＱ1 、Ｑ2 をバイポーラトランジスタ
とダイオードの逆並列回路にすることができる。 （８） 第３及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 を第１及
び第２のスイッチＱ1、Ｑ2 のストレーキャパシタンス
で得ることができる。 （９） 図３からＣ2 、Ｌ12、Ｎ12、Ｌp2、Ｌr2、Ｑ2
、Ｃ4 を省いた回路とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。

【図２】図１の回路の各部の状態を概略的に示す波形図
である。

【図３】本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図である。

【図４】図３の制御回路を示す図である。

【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図６】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図７】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図８】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【符号の説明】

Ｌr1、Ｌr2 共振用インダクタンス Ｌp1、Ｌp2 バイアス共振用インダクタンス

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と出力トランスの１次巻線との
   間に第１のインダクタンスとコンデンサとの直列共振回
   路及び前記直流電源の電圧をオン・オフするためのスイ
   ッチを含み、前記出力トランスの２次巻線に平滑整流回
   路が接続された構成の共振型直流−直流変換器におい
   て、 前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
   て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
   磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
   １のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
   する第２のインダクタンスと、 前記スイッチに並列に接続されたコンデンサと、 前記スイッチをオン・オフするための制御信号を発生す
   る回路であって、前記スイッチのオン時間幅が前記第１
   のインダクタンスと前記コンデンサとの直列共振回路に
   基づいて流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設
   定され、且つ前記スイッチのオン・オフの周期を変えて
   前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成され
   た制御回路とを備えていることを特徴とする直流−直流
   変換器。
2. 【請求項２】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１のコンデンサと第１の１次巻線と第１の共振用イ
   ンダクタンスと第１のスイッチとの直列回路と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第２のコ
   ンデンサと第２の１次巻線と第２の共振用インダクタン
   スと第２のスイッチとの直列回路と、 前記第１及び第２の１次巻線に電磁結合されたトランス
   の２次巻線と、 前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記第１及び第２の１次巻線に対して前記第１及び第２
   の共振用インダクタンスを介して又は介さないで並列
   に、又は前記第１及び第２の１次巻線に対して電磁結合
   された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第１及び
   第２の共振用インダクタンスよりも大きなインダクタン
   ス値を有する第１及び第２のバイアス共振用インダクタ
   ンス又は単一のバイアス共振用インダクタンスと、 前記第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及
   び第４のコンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
   めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
   ２のスイッチのオン時間幅が前記第１及び第２の共振用
   インダクタンスと前記第１及び第２のコンデンサとの直
   列共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半波の期間
   よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ
   のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電
   圧を調整するように構成された制御回路とを備えている
   ことを特徴とする直流−直流変換器。
3. 【請求項３】 請求項２の直流−直流変換器における第
   １及び第２のコンデンサの代りに第１及び第２の共振用
   インダクタンスに対してそれぞれ直列になるように接続
   された１つの共振用コンデンサを設けたことを特徴とす
   る直流−直流変換器。