JPH089641A - 直流−直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 共振を使用して電力損失を低減させるように
構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を簡単にす
る。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１のスイ
ッチＱ1 と第１の相互結合用インダクタンスＬ1 との第
１の直列回路及び第２の相互結合用インダクタンスＬ2
と第２のスイッチＱ2 との第２の直列回路を接続する。
第１のスイッチＱ1 と第１の相互結合用インダクタンス
Ｌ1 との相互接続点Ａと電源１の他端との間に第１の共
振用コンデンサと共振用インダクタンスＬr と出力トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ1 との直列回路を接続する。第２の
相互結合用インダクタンスＬ2 と第２のスイッチＱ2 の
相互接続点と共振用インダクタンスＬr との間に第２の
共振用コンデンサＣ2 を接続する。１次巻線Ｎ1 に並列
に共振用インダクタンスＬrよりも大きいバイアス共振
用インダクタンスＬp を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチと、出力トラン
スと、出力整流平滑回路と、共振用のインダクタンス及
びコンデンサとから成る共振型直流−直流変換器（ＤＣ
−ＤＣコンバータ）に関する。

【０００２】

【従来の技術】ゼロ電流スイッチングを達成するため
に、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示すように
達成することができる。この回路では交流電源に接続さ
れた整流器と平滑用コンデンサ（省くことも可能）から
成る電源回路又は電池等から成る直流電源１の一端と他
端との間にＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の直列回路が接続されていると共に、同一容量
の第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が接
続されている。出力トランスＴの１次巻線Ｎ1 は共振用
インダクタンスＬr を介して第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の相互接続点２と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の相互接続点３との間に接続されている。出力
トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップ形式に形成さ
れ、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介して平滑
用コンデンサＣ0 の一端に接続され、センタタップはコ
ンデンサＣ0 の他端に接続されている。直流電圧を負荷
（図示せず）に供給するための出力端子４、５はコンデ
ンサＣ0 の両端に接続されている。制御回路６はスイッ
チＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御するための信号を
発生する。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
ソースをサブストレートに接続した構造の絶縁ゲート型
（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、等価的に
ドレイン・ソース間に第１及び第２の制御スイッチＳ1
、Ｓ2 とこれに逆並列に接続された第１及び第２のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 を有する。この第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 はバイポーラトランジスタとこれに逆並
列接続されたダイオードとで構成することもできる。

【０００３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する場
合には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート
（制御端子）に図２（Ａ）（Ｂ）に示すように一定周期
で制御信号（ゲート信号）Ｖg1、Ｖg2を供給し、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を相互間に僅かなデッド・
タイム（休止期間）を設けて一定周期で交互にオン・オ
フする。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間
は共振電流の半波の期間に対応させる。直列共振回路
は、インダクタンスＬr と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の並列回路に相当する等価コンデンサＣr とで
形成される。第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds2 と電流Ｉ
d1とは図２（Ｃ）（Ｄ）に示すように変化する。電流Ｉ
d1は共振作用によって第１のスイッチＱ1 がオンになっ
てから正弦波で立上り、半波だけ流れる。この半波が流
れ終って電流がゼロになった時に第１のスイッチＱ1 を
ターンオフすれば、ゼロ電流スイッチングが達成され、
スイッチング損失が少なくなる。第２のスイッチＱ2 の
電流及び電圧も同様に変化する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１に示す
ＤＣ−ＤＣコンバータではＬr Ｃr の回路定数で決定さ
れる共振電流の半サイクルに対応して第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が固定されている。従っ
て、この回路のみでは出力電圧の調整を行うことができ
ない。

【０００５】上記問題を解決するために、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間にデット・タ
イム（休止期間）の時間幅を制御することが考えられ
る。しかし、回路が複雑になるのみでなく、スイッチの
オン・オフの周波数が大幅に変化する。また、電圧制御
のために、共振電流の半波が流れ終る前にスイッチをオ
フにする方式も考えられるが、ターンオフ時のゼロ電流
スイッチができなくなるばかりでなく、無負荷の場合に
はスイッチのオン時間幅が狭くなって動作が不安定にな
る。

【０００６】そこで、本発明の目的は、スイッチにおけ
る電力損失を比較的簡単な回路構成で達成することがで
き、且つスイッチのオン・オフ繰返し周波数の大幅な変
動を伴わないで、出力電圧を安定化させることができる
直流−直流変換器を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源の一端と他端との間に接続された
第１のスイッチと第１の相互結合用インダクタンスとの
直列回路と、前記直流電源の一端と他端との間に接続さ
れた第２のスイッチと前記第１の相互結合用インダクタ
ンスに電磁結合された第２の相互結合用インダクタンス
との直列回路と、前記第１のスイッチと前記第１の相互
結合用インダクタンスとの接続点と前記直流電源の他端
との間に接続された第１の共振用コンデンサと主共振用
インダクタンスと出力トランスの１次巻線との直列回路
と、前記第２のスイッチと前記第２の相互結合用インダ
クタンスとの接続点と前記第１の共振用コンデンサの一
端及び／又は他端との間に接続された第２及び／又は第
３の共振用コンデンサと、前記トランスの２次巻線に接
続された整流平滑回路と、前記１次巻線に対して前記主
共振用インダクタンスを介して又は介さないで並列に、
又は前記１次巻線に対して電磁結合された前記２次巻線
又は別の巻線に対して並列に接続されたバイアス共振用
インダクタンスと、前記第１及び第２のスイッチを交互
にオン状態にするための制御信号を発生する回路であっ
て、前記第１及び第２のスイッチのオン時間幅が前記主
共振用インダクタンスと前記第１及び／又は第２の共振
用コンデンサとの直列共振回路に基づいて流れる直列共
振電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１
及び第２のスイッチのオン・オフの周期を変えて前記整
流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制御
回路とを備えている直流−直流変換器に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、共振用コンデンサを
１つのみとすることができる。また、請求項３に示すよ
うに、主共振用インダクタンスを省き、この代りに、１
次巻線のインダクタンスを共振に使用することができ
る。

【０００８】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、バイ
アス共振用インダクタンスの蓄積及び放出エネルギーの
大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従っ
て、第１及び第２のスイッチのオン時間幅を変えてバイ
アス共振用インダクタンスの蓄積及び放出エネルギーを
調整すると、出力電圧が変化し、電圧調整が達成され
る。また、第１及び第２のスイッチのオン時間幅即ちオ
ン・オフ周波数を大幅に変えることなしに出力電圧の調
整が可能である。請求項２及び３の発明によれば、回路
構成が簡単になる。

【０００９】

【実施例】次に、図３〜図６を参照して本発明の実施例
の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図３
において図１と共通する部分には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。図３の回路のトランスＴの２次側は
図１と同一であるが、トランスＴの１次側が図１と異な
る。図３においては、第１のスイッチＱ1 がコイルから
成る第１の相互結合用インダクタンスＬ1 （リアクト
ル）を介して電源１の一端と他端との間に接続され、第
２のスイッチＱ2 もコイルから成る第２の相互結合用イ
ンダクタンスＬ2 （リアクトル）を介して電源１の一端
と他端との間に接続されている。第１及び第２の相互結
合用インダクタンスＬ1 、Ｌ2 は共通の磁性体コアによ
って相互に電磁結合されている。第１の共振用コンデン
サＣ1 は第１のスイッチＱ1 と第１の相互結合用インダ
クタンスＬ1 との接続中点Ａと共振用インダクタンスＬ
r との間に接続され、第２の共振用コンデンサＣ2 は第
２のスイッチＱ2と第２の相互結合用インダクタンスＬ2
の接続点Ｂと主共振用インダクタンスＬr との間に接
続されている。トランスＴの１次巻線Ｎ1 に並列にコイ
ルから成るバイアス共振用インダクタンスＬp が接続さ
れている。このバイアス共振用インダクタンスＬp は主
共振用インダクタンスＬr よりも大きなインダクタンス
値を有する。接続点ＡとＢの間には第３の共振用コンデ
ンサＣ3 が接続されている。また、第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 に並列に第１及び第２の部分共振用（電
圧共振用）コンデンサＣa 、Ｃb が接続されている。

【００１０】制御回路６ａは出力電圧又は入力電圧の変
動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構
成されている。このため、制御回路６ａは図４に示すよ
うに出力端子４、５間に接続された電圧検出用分圧抵抗
７、８と、基準電圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）
１０と、発光ダイオード１１と、ホトトランジスタ１２
と、抵抗１３と、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波
形整形回路とデットタイム付加回路を含む制御信号形成
回路１５とから成る。

【００１１】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が高くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数信号を出力する。ＶＣＯ１４
に接続された制御信号形成回路１５はＶＣＯ１４の出力
を方形波に整形してライン１６ａで第１のスイッチＱ1
の制御端子（ゲート）に第１の制御信号を供給すると共
に、ライン１６ａの方形波を位相反転し且つ相互間に僅
かなデット・タイム（休止期間）を設けた第２の制御信
号（パルス）をライン１６ｂを介して第２のスイッチＱ
2 の制御端子（ゲート）に供給する。

【００１２】この制御回路６ａにおいて重要なことは、
共振用コンデンサＣ1 〜Ｃ3 と共振用インダクタンスＬ
r との直列共振回路に基づく共振電流の半波の時間幅よ
りも第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が
長くなるようにＶＣＯ１４の周波数が設定されているこ
とである。この理由は追って説明する。

【００１３】

【動作】次に、図３の回路の動作を、図３の各部の波形
を示す図５及び図６を参照して説明する。図５の左半分
は全負荷時の図３の各部の状態を概略的に示し、右半分
はこれよりも軽負荷の場合の図５の各部の状態を概略的
に示す。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン制御パルスの相互間には僅かなデット・タイムがある
が省略されている。図３の第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 を図５（Ａ）（Ｂ）に示す制御信号Ｖg1、Ｖg2
によって交互にオン・オフした時の第１のスイッチＱ1
のドレイン・ソース間電圧Ｖds1 は図５（Ｃ）となり、
このドレイン電流Ｉd2は図５（Ｄ）となる。第１のスイ
ッチＱ1 のオン期間（図５のｔ0 〜ｔ4 ）におけるドレ
イン電流Ｉd1は１次巻線Ｎ1 を通って流れる正弦波の半
波から成るＣrＬr （但しＣr はＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 の合
成容量）共振による電流Ｉr とバイアス共振用インダク
タンスＬp を通って流れるバイアス電流Ｉp との和の波
形となり、図５（Ｄ）に示すように変化する。図５には
第２のスイッチＱ2 のドレイン電流Ｉd2が示されていな
いが、第１のスイッチＱ1 のそれと同様に流れる。次
に、理解を容易にするために、ドレイン電流Ｉd1を高周
波共振電流Ｉr と低周波バイアス共振電流Ｉp とに分け
て説明する。

【００１４】今、図５のｔ0 時点で第１のスイッチＱ1
をオンにするための制御信号が図５（Ａ）に示すように
発生すると、電源１と第１のスイッチＱ1 と第１の共振
用コンデンサＣ1 と共振用インダクタンスＬr と１次巻
線Ｎ1 との閉回路が形成される。また、この時第１の共
振用コンデンサＣ1 に並列に接続された第２及び第３の
共振用コンデンサＣ2 、Ｃ3 にも電流が流れる。以下に
おいて、説明を簡略化するために、３つのコンデンサＣ
1 、Ｃ2 、Ｃ3 の合成容量を共振容量Ｃr と呼ぶことに
する。第１のスイッチＱ1 のオンによって共振容量Ｃr
と共振用インダクタンスＬr との直列共振回路が形成さ
れると、これによる共振電流Ｉr が図６（Ｂ）に示すよ
うに正弦波形で流れる。共振電流Ｉr がｔ3 でゼロにな
った後には、出力整流ダイオードＤa 、Ｄb によってコ
ンデンサＣ0 がトランスＴの２次巻線Ｎ2 から切り離さ
れた状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ1 が無限大の
インピーダンスとなり、負の半波の共振電流がｔ3 以後
に流れない。一方、バイアス共振用インダクタンスＬp
のエネルギーの蓄積及び放出に基づくバイアス共振電流
Ｉp が図６（Ｃ）に示すように流れる。図６のｔ0 〜ｔ
2 期間では電流Ｉpが上向きに流れている。この上向き
の電流Ｉp は、ｔ0 よりも前の第２のスイッチＱ2 のオ
ン期間にはここを通って流れているが、ｔ0 で第２のス
イッチＱ2 がオフになると、バイアス共振用インダクタ
ンスＬp と共振用インダクタンスＬrと第１の共振用コ
ンデンサＣ1 と第１の部分共振用コンデンサＣa と電源
１との閉回路で流れる。これにより、第１の部分共振用
コンデンサＣa が逆充電され、第１のスイッチＱ1 のオ
フ期間に充電されたコンデンサＣa のエネルギーが電源
１に戻され、このエネルギーの第１のスイッチＱ1 を通
る放出が制限され、電力損失が小さくなる。部分共振用
コンデンサＣa の逆充電によってこの電圧がダイオード
Ｄ1 の順方向電圧まで低下すると、ダイオードＤ1 の逆
バイアスが解除され、バイアス共振用インダクタンスＬ
p による上向きの電流Ｉp がダイオードＤ1 に流れる。
これにより、第１の共振用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が
図３で示すように充電され、図６（Ｄ）に示すように徐
々に高くなる。

【００１５】ｔ1 時点で第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds
1 がゼロになり、Ａ点の電圧ＶA が図６（Ｅ）に示すよ
うに電源１の電圧Ｅと同じ値になり、第１の共振用コン
デンサＣ1 の電荷のすべてが放出された状態になると、
電源１と第１のスイッチＱ1と第１の共振用コンデンサ
Ｃ1 と共振用インダクタンスＬr と１次巻線Ｎ1 との閉
回路におけるＬr Ｃ1 直列共振（電流共振）に基づく電
流Ｉr が図６（Ｂ）に示すように流れ始める。第１のス
イッチＱ1 の電流Ｉd1は前述したようにバイアス電流Ｉ
p と共振電流Ｉr との和であって図５（Ｄ）に示すよう
に流れる。図５（Ｄ）に示す電流Ｉd1は図５（Ｃ）に示
す第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds1 がゼロになってから
流れ始めるので、このスイッチング損失は小さい。

【００１６】図６のｔ2 時点でバイアス共振用インダク
タンスＬp の上向きの蓄積エネルギーの放出が終了する
と、コンデンサＣ1 の右から左に向かう充電が終了し、
その後は左から右に向かう充電が始まるので、図６のｔ
2 〜ｔ5 期間ではコンデンサＣ1 の右端の電位が徐々に
低下する。ｔ2 〜ｔ4 期間の電流Ｉp は、電源１と第１
のスイッチＱ1 と第１の共振用コンデンサＣ1 と共振用
インダクタンスＬr とバイアス共振用インダクタンスＬ
p との閉回路で流れる。第１のスイッチＱ1 のオン期間
には、Ａ点の電位ＶA が電源電圧Ｅと同じになるので、
第１の相互結合インダクタンスＬ1 に電磁結合された第
２の相互結合インダクタンスＬ2 に電圧Ｅが誘起し、Ｂ
点の電位ＶB は図６（Ｆ）に示すように２Ｅになる。こ
の結果、第３の共振用コンデンサＣ3 の電圧Ｖc3はＶB
−ＶA ＝２Ｅ−Ｅ＝Ｅになる。また、第２の共振用コン
デンサＣ2 の電圧Ｖc2はＶc1−Ｖc3になる。

【００１７】ところで、ｔ0 〜ｔ4 期間に第１の共振用
コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高められた状態になると、
第１の共振用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と共振用イ
ンダクタンスＬr と第１のスイッチＱ1 とから成る共振
回路の動作は、電源電圧Ｅを高めた場合と同様な動作と
なり、振幅の大きな共振電流Ｉr を流すことができる。
これはバイアス共振用インダクタンスＬp のエネルギー
の大小で共振電流Ｉrを制御できることを意味する。

【００１８】図６のｔ4 で第１のスイッチＱ1 がオフ制
御されると、これに並列の部分共振用コンデンサＣa の
充電が始まり、このコンデンサＣa の電圧即ち第１のス
イッチＱ1 の電圧Ｖds1 が図５（Ｃ）に示すように傾斜
を有して立上り、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達
成され、電力損失が小さくなる。

【００１９】図５（Ｂ）に示すようにｔ4 で第１のスイ
ッチＱ1 がオフ制御されると、バイアス共振用インダク
タンスＬp に流れている下向きの電流Ｉp が第２の部分
共振用コンデンサＣb を通って流れる。即ち、Ｌp 、Ｃ
b 、Ｃ2 及びＣ3 とＣ1 、Ｌr の閉回路で流れる。これ
により、第２の部分共振用コンデンサＣb の電荷がコン
デンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 に移され、損失が小さくなる。
第２の部分共振用コンデンサＣb の電圧がダイオードＤ
2 の順方向電圧よりも低くなると、ダイオードＤ2 が順
バイアスとなり、ここを通ってバイアス共振電流Ｉp が
流れる。ｔ4 の直後においてＢ点の電位ＶB が実質的に
ゼロになると、第２の相互結合用インダクタンスＬ2 に
電源電圧Ｅが印加され、第１の相互結合用インダクタン
スＬ1 に電圧Ｅが誘起し、これを電源として、第１の相
互結合用インダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 と共振用イ
ンダクタンスＬr と第１の共振用コンデンサＣ1 との閉
回路によるＬr Ｃ1 直列共振回路が形成され、図６
（Ｂ）に示す負方向の共振電流Ｉr が流れる。この負方
向の共振電流Ｉr の振幅は第１の相互結合用インダクタ
ンスＬ1 の電圧と共振用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の和
に比例的に変化する。共振用コンデンサＣ1 の電圧はバ
イアス共振用インダクタンスＬp のエネルギーによって
変化するので、バイアス共振電流Ｉp によって共振電流
Ｉr 即ちトランスＴの２次側に供給する電力を制御する
ことができる。

【００２０】ところで、図３の回路において、出力端子
４、５間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振
電流Ｉr の振幅が変化する。即ち、例えば負荷のインピ
ーダンスが大きくなって軽負荷になると図３の１次巻線
Ｎ1 から負荷までの交流インピーダンスが大きくなり、
共振電流Ｉr の最大振幅が低下する。共振電流Ｉr の最
大振幅が低下すれば、出力平滑用コンデンサＣ0 及び負
荷に対して供給するエネルギーも低下し、負荷変動に基
づく出力電圧変動を自動的に補償することができる。し
かし、電源１の電圧変動に基づく出力電圧変動の補償は
上記の共振電流Ｉr の振幅変化によって達成できない。

【００２１】そこで、本実施例では次のようにして電源
電圧Ｅの変動による出力電圧の制御を行う。誤差増幅器
１０は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する出
力を発生し、発光ダイオード１１は誤差出力に対応して
発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった
場合には、発光ダイオード１１の発光の強さが基準値よ
りも大きくなる。これにより、発光ダイオード１１に光
結合されたホトカプラー１２の抵抗は低下し、抵抗１３
の電圧が今までよりも高くなり、ＶＣＯ１４の出力周波
数が今までよりも高くなる。この結果、図５の右半分の
ｔ7 〜ｔ11期間に示すように第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 のオン・オフ周期Ｔ2 が左半分のＴ1 よりも短
くなる。このため、インダクタンスＬp のエネルギーの
蓄積及び放出に基づく第１及び第２の共振用コンデンサ
Ｃ1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2の振幅の変動幅が小さくな
る。今、第１のスイッチＱ1 のオン期間ｔ0 〜ｔ4 につ
いて考察すると、第１の共振用コンデンサＣ1 の電圧Ｖ
c1が図６（Ｄ）の実線から点線に変化したということは
共振回路の電源電圧を低下させたことに相当し、共振電
流Ｉr の最大振幅の低下が生じる。このため、出力平滑
用コンデンサＣ0 に対する電力供給量が低下し、出力電
圧を所望値に向かって低下させる作用が生じる。出力電
圧が所望値よりも低くなった時には上述と逆の動作が生
じる。この実施例では電源１の電圧変動分にほぼ相当す
る調整を行うのみであるから、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数の大幅の変動が生じな
い。従って、無負荷から全負荷まで安定的に動作させる
ことができる。

【００２２】

【別の実施例】次に、図７を参照して別の実施例のＤＣ
−ＤＣコンバ−タを説明する。但し、図７において図１
及び図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図７の回路は、図３のコンデンサＣ1 、
Ｃ2 、Ｃ3 の代りに１つの共振用コンデンサＣr を１次
巻線に直列に接続し、この直列回路を第２のスイッチＱ
2 に対して並列に接続したものである。また、図７では
１次巻線Ｎ1 の漏洩インダクタンスが主共振に使用され
ている。これ以外は図３と同一であるので、図７の回路
においても図３の回路と同一の作用効果を得ることがで
きる。更に、主共振用インダクタンスを省き且つコンデ
ンサを低減した分だけ構成が簡単になり、低コスト化、
小型化が達成される。勿論、図７の回路においても、図
３の回路と同様に独立の主共振用インダクタンスＬr を
コンデンサＣr に直列に接続することができる。

【００２３】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） バイアス共振用インダクタンスＬp の代りに２
次巻線Ｎ2 に並列にインダクタンスを接続することがで
きる。また、センタタップを有する２次巻線Ｎ2 の上半
分と下半分とにそれぞれ並列にインダクタンスＬp に相
当するものを接続することができる。また、トランスＴ
に３次巻線を設け、ここに並列にインダクタンスＬp に
相当するものを接続することができる。なお、トランス
の巻数比によってはインダクタンスＬp の値を共振用イ
ンダクタンスＬr よりも小さくできる。 （２） インダクタンスＬr とトランスＴの１次巻線Ｎ
1 とを同一のコアに巻回すこと、またインダクタンスＬ
p とトランスＴの１次巻線Ｎ1 とを同一のコアに巻回す
ことができる。また、図３において１次巻線Ｎ1 のイン
ダクタンス成分をインダクタンスＬr として兼用するこ
とができる。また、インダクタンスＬrに中間タップを
設け、ここにインダクタンスＬp の上端を接続すること
ができる。また、インダクタンスＬr をＬp よりも出力
側に移して１次巻線Ｎ1 に直列に接続することができ
る。 （３） 制御回路６ａで電圧制御するために出力電圧を
検出する代りに、電源１の電圧を検出し、これを所望値
にするように制御パルスを形成してもよい。 （４） 図３において第１、第２及び第３の共振用コン
デンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 内のいずれか１つを省いた回路
にすることができる。なお、省いたコンデンサ部分は開
放状態とする。 （５） 第１及び第２のスッチＱ1 、Ｑ2 がキャリアの
ストレージ作用を実質的に有さない半導体スイッチの場
合には、第１及び第２のスッチＱ1 、Ｑ2 を相互間にデ
ット・タイムを設けないで交互にオン・オフ制御するこ
とができる。 （６） デット・タイムの時間幅を出力電圧に応じて制
御するように構成することができる。 （７） スイッチＱ1 、Ｑ2 をバイポーラトランジスタ
等の半導体スイッチ素子とダイオードの逆並列回路にす
ることができる。 （８） 第１及び第２の部分共振用コンデンサＣa 、Ｃ
b を第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のストレーキャ
パシタンスで得ることができる。 （９） 電源１を正弦波交流電源に接続された全波整流
器とし平滑されない脈流を入力させ、力率改善効果を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。

【図２】図１の回路の各部の状態を概略的に示す波形図
である。

【図３】本発明の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図４】図３の制御回路を示す図である。

【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図６】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図７】別の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回路
図である。

【符号の説明】

Ｌr 共振用インダクタンス Ｌp バイアス共振用インダクタンス Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 共振用コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１のスイッチと第１の相互結合用インダクタンスと
   の直列回路と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第２のス
   イッチと前記第１の相互結合用インダクタンスに電磁結
   合された第２の相互結合用インダクタンスとの直列回路
   と、 前記第１のスイッチと前記第１の相互結合用インダクタ
   ンスとの接続点と前記直流電源の他端との間に接続され
   た第１の共振用コンデンサと主共振用インダクタンスと
   出力トランスの１次巻線との直列回路と、 前記第２のスイッチと前記第２の相互結合用インダクタ
   ンスとの接続点と前記第１の共振用コンデンサの一端及
   び／又は他端との間に接続された第２及び／又は第３の
   共振用コンデンサと、 前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記１次巻線に対して前記主共振用インダクタンスを介
   して又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して
   電磁結合された前記２次巻線又は別の巻線に対して並列
   に接続されたバイアス共振用インダクタンスと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
   めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
   ２のスイッチのオン時間幅が前記主共振用インダクタン
   スと前記第１及び／又は第２の共振用コンデンサとの直
   列共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半波の期間
   よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ
   のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電
   圧を調整するように構成された制御回路とを備えている
   ことを特徴とする直流−直流変換器。
2. 【請求項２】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   た第１のスイッチと第１の相互結合用インダクタンスと
   の直列回路と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第２のス
   イッチと前記第１の相互結合用インダクタンスに電磁結
   合された第２の相互結合用インダクタンスとの直列回路
   と、 前記第１のスイッチと前記第１の相互結合用インダクタ
   ンスとの接続点と前記直流電源の他端との間に接続され
   た共振用コンデンサと主共振用インダクタンスと出力ト
   ランスの１次巻線との直列回路と、 前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記１次巻線に対して前記主共振用インダクタンスを介
   して又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して
   電磁結合された前記２次巻線又は別の巻線に対して並列
   に接続されたバイアス共振用インダクタンスと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
   めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
   ２のスイッチのオン時間幅が前記主共振用インダクタン
   スと前記第１及び／又は第２の共振用コンデンサとの直
   列共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半波の期間
   よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ
   のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電
   圧を調整するように構成された制御回路とを備えている
   ことを特徴とする直流−直流変換器。
3. 【請求項３】 前記主共振用インダクタンスを省いて前
   記１次巻線のインダクタンスを共振用インダクタンスと
   することを特徴とする請求項１又は２記載の直流−直流
   変換器。