JPH0734653B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH0734653B2 JPH0734653B2 JP1228194A JP22819489A JPH0734653B2 JP H0734653 B2 JPH0734653 B2 JP H0734653B2 JP 1228194 A JP1228194 A JP 1228194A JP 22819489 A JP22819489 A JP 22819489A JP H0734653 B2 JPH0734653 B2 JP H0734653B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- power supply
- conducting state
- secondary side
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、１次側回路に接続されているスイッチング素
子をデューティ制御することにより２次側回路にパルス
幅変調された電圧を出力する電源装置に関するものであ
る。
子をデューティ制御することにより２次側回路にパルス
幅変調された電圧を出力する電源装置に関するものであ
る。
（従来の技術） １次側回路に設けたスイッチング素子をデューティ制御
して２次側回路にパルス幅変調された電圧を出力するス
イッチング電源装置が実用化されており、このスイッチ
ング回路は小形で効率が高いため情報処理装置等の電源
装置として広く使用されている。
して２次側回路にパルス幅変調された電圧を出力するス
イッチング電源装置が実用化されており、このスイッチ
ング回路は小形で効率が高いため情報処理装置等の電源
装置として広く使用されている。
第５図は従来のスイッチング電源回路の一例を示す回路
図である。直流電源１に直列にスイッチ２が接続され、
このスイッチと直流電源との間に変圧器３の１次側巻線
3aが接続される。変圧器３の２次側にダイオード４及び
出力コンデンサ５が直列接続され、出力コンデンサ５の
両端間に負荷６が接続される。
図である。直流電源１に直列にスイッチ２が接続され、
このスイッチと直流電源との間に変圧器３の１次側巻線
3aが接続される。変圧器３の２次側にダイオード４及び
出力コンデンサ５が直列接続され、出力コンデンサ５の
両端間に負荷６が接続される。
図中、黒点は巻線の極性、ｎは変圧器３の巻線比を表
す。動作時にはスイッチ２をオン・オフさせ、その時の
比率Ｄ（繰り返し周期Ｔに対するスイッチ２のオン期間
の割合）を制御すると、パルス幅変調された矩形波電圧
が変圧器３の巻線に発生する。この矩形波電圧をダイオ
ード４で整流してコンデンサ５に蓄えれば、直流電源１
の電圧をEiとすると次式で表される出力電圧Eoが得られ
る。
す。動作時にはスイッチ２をオン・オフさせ、その時の
比率Ｄ（繰り返し周期Ｔに対するスイッチ２のオン期間
の割合）を制御すると、パルス幅変調された矩形波電圧
が変圧器３の巻線に発生する。この矩形波電圧をダイオ
ード４で整流してコンデンサ５に蓄えれば、直流電源１
の電圧をEiとすると次式で表される出力電圧Eoが得られ
る。
Eo＝nEiD/（１−Ｄ） ここで、スイッチ２、ダイオード４及び変圧器３が理想
的素子であれば問題は生じないが、実際の素子ではその
素子が持つ固有の特性のためにスイッチを切り替える際
にノイズが生ずる。スイッチ素子として電界効果トラン
ジスタ（FET）を用いた場合を例にとりこの問題点につ
いて述べる。第６図は、第５図に示すスイッチ１の具体
例としてFETを用いた例を示す。第５図と同一の符号は
同一の部材を表している。FET7にはドレイン−ソース間
に静電容量7a（数百pF〜数十nF程度）が存在する。ダイ
オード４の両端にも等価的容量4aが存在する。また、変
圧器３の各巻線には数μＨ程度の漏れインダクタンス3c
及び3dが存在する。まず、FET7がオンの時、巻線の漏れ
インダクタンスにはFET7を流れる電流によりエネルギが
蓄えられる。FET7がオフになった時、このエネルギによ
り巻線の漏れインダクタンスに電流が流れ続けFET7のド
レイン−ソース間の浮遊容量を充電するため、巻線の漏
れインダクタンスとFET7のドレイン−ソース間の浮遊容
量との間で共振が生じ、第７図に示す様な振動電圧がFE
T7の両端及びダイオード４の両端に生じてしまう。
的素子であれば問題は生じないが、実際の素子ではその
素子が持つ固有の特性のためにスイッチを切り替える際
にノイズが生ずる。スイッチ素子として電界効果トラン
ジスタ（FET）を用いた場合を例にとりこの問題点につ
いて述べる。第６図は、第５図に示すスイッチ１の具体
例としてFETを用いた例を示す。第５図と同一の符号は
同一の部材を表している。FET7にはドレイン−ソース間
に静電容量7a（数百pF〜数十nF程度）が存在する。ダイ
オード４の両端にも等価的容量4aが存在する。また、変
圧器３の各巻線には数μＨ程度の漏れインダクタンス3c
及び3dが存在する。まず、FET7がオンの時、巻線の漏れ
インダクタンスにはFET7を流れる電流によりエネルギが
蓄えられる。FET7がオフになった時、このエネルギによ
り巻線の漏れインダクタンスに電流が流れ続けFET7のド
レイン−ソース間の浮遊容量を充電するため、巻線の漏
れインダクタンスとFET7のドレイン−ソース間の浮遊容
量との間で共振が生じ、第７図に示す様な振動電圧がFE
T7の両端及びダイオード４の両端に生じてしまう。
この振動電圧は電源電圧の２〜３倍に達するため、従来
の電源装置では例えば抵抗素子とコンデンサとを直列接
続したスナバ回路のような電圧の急変を抑制する素子を
スイッチング素子に並列に接続して電圧サージの発生を
防止している。
の電源装置では例えば抵抗素子とコンデンサとを直列接
続したスナバ回路のような電圧の急変を抑制する素子を
スイッチング素子に並列に接続して電圧サージの発生を
防止している。
（発明が解決しようとする課題） 従来の技術ではスイッチ素子の切り替えによって生じる
サージ電圧から素子を保護するためFETのゲートに数百
オーム程度のゲート抵抗を接続してゲート電圧の立ち上
がりをゆるやかにしてFETがターンオンするときのFETの
ドレイン−ソース間抵抗を徐々に完全なオン状態の値に
することで電流のピーク値を抑えたり、FETと直列に可
飽和磁心を接続したり、または抵抗素子とコンデンサを
使用したスナバ回路等の電圧電流の急変をおさえる素子
を使用してサージ発生を防止している。
サージ電圧から素子を保護するためFETのゲートに数百
オーム程度のゲート抵抗を接続してゲート電圧の立ち上
がりをゆるやかにしてFETがターンオンするときのFETの
ドレイン−ソース間抵抗を徐々に完全なオン状態の値に
することで電流のピーク値を抑えたり、FETと直列に可
飽和磁心を接続したり、または抵抗素子とコンデンサを
使用したスナバ回路等の電圧電流の急変をおさえる素子
を使用してサージ発生を防止している。
しかしながら、これらの対策を講じてもサージ電圧の発
生を完全に除去することができず、スイッチング周波数
が高周波数になるに従って電力消費が増大し、スナバ回
路の抵抗体での発熱量が増大してしまう欠点があった。
生を完全に除去することができず、スイッチング周波数
が高周波数になるに従って電力消費が増大し、スナバ回
路の抵抗体での発熱量が増大してしまう欠点があった。
従って、本発明の目的は上述した欠点を除去し、簡単な
構成でサージ電圧の発生を防止し、高いスイッチング周
波数で使用しても高い電力効率を得ることができる電源
装置を提供するものである。
構成でサージ電圧の発生を防止し、高いスイッチング周
波数で使用しても高い電力効率を得ることができる電源
装置を提供するものである。
（課題を解決するための手段及び作用） 本発明による電源装置は、入力電源と、変圧器と、入力
電源と変圧器の１次側巻線との間に接続した主スイッチ
ング素子と、前記変圧器の２次側巻線に直列に接続した
２次側スイッチング素子とを具え、前記主スイッチング
素子をデューティ制御することにより２次側回路にパル
ス幅変調された電圧を出力する電源装置において、前記
主スイッチング素子と並列に第１のスイッチング素子及
びコンデンサを含む直列回路を接続し、前記２次側巻線
に直列に接続した２次側のスイッチング素子と並列に第
２のスイッチング素子及びコンデンサを含む直列回路を
接続し、前記主スイッチング素子が導通状態にあるとき
前記第１のスイッチング素子が非導通状態となり、主ス
イッチング素子が非導通状態にあるとき第１のスイッチ
ング素子が導通状態となると共に主スイッチング素子が
低周波低インピーダンス状態に短絡され、前記２次側の
スイッチング素子が導通状態にあるとき第２のスイッチ
ング素子が非導通状態となり、前記２次側のスイッチン
グ素子が非導通状態にあるとき第２のスイッチング素子
が導通状態となるように構成したことを特徴とするもの
である。このように構成すれば、主スイッチング素子が
導通状態から非導通状態に切り換わると、主スイッチン
グ素子の代わりに静電容量の大きいコンデンサが１次側
回路に挿入されるので、主スイッチング素子は低周波低
インピーダンス状態に短絡されることになる。この結
果、主スイッチング素子の両端間がほぼ一定に維持さ
れ、サージ電圧の発生を有効に防止することができる。
電源と変圧器の１次側巻線との間に接続した主スイッチ
ング素子と、前記変圧器の２次側巻線に直列に接続した
２次側スイッチング素子とを具え、前記主スイッチング
素子をデューティ制御することにより２次側回路にパル
ス幅変調された電圧を出力する電源装置において、前記
主スイッチング素子と並列に第１のスイッチング素子及
びコンデンサを含む直列回路を接続し、前記２次側巻線
に直列に接続した２次側のスイッチング素子と並列に第
２のスイッチング素子及びコンデンサを含む直列回路を
接続し、前記主スイッチング素子が導通状態にあるとき
前記第１のスイッチング素子が非導通状態となり、主ス
イッチング素子が非導通状態にあるとき第１のスイッチ
ング素子が導通状態となると共に主スイッチング素子が
低周波低インピーダンス状態に短絡され、前記２次側の
スイッチング素子が導通状態にあるとき第２のスイッチ
ング素子が非導通状態となり、前記２次側のスイッチン
グ素子が非導通状態にあるとき第２のスイッチング素子
が導通状態となるように構成したことを特徴とするもの
である。このように構成すれば、主スイッチング素子が
導通状態から非導通状態に切り換わると、主スイッチン
グ素子の代わりに静電容量の大きいコンデンサが１次側
回路に挿入されるので、主スイッチング素子は低周波低
インピーダンス状態に短絡されることになる。この結
果、主スイッチング素子の両端間がほぼ一定に維持さ
れ、サージ電圧の発生を有効に防止することができる。
さらに、２次側巻線に直列に接続した２次側のスイッチ
ング素子に並列に第２のスイッチング素子及びコンデン
サを含む直列回路を接続し、２次側のスイッチング素子
が非導通状態から導通状態に切り換わると第２のスイッ
チング素子が導通状態に切り換わるため、２次側のスイ
ッチング素子の両端間電圧がほぼ一定値に維持され２次
側での電圧サージの発生も有効に防止することができ
る。
ング素子に並列に第２のスイッチング素子及びコンデン
サを含む直列回路を接続し、２次側のスイッチング素子
が非導通状態から導通状態に切り換わると第２のスイッ
チング素子が導通状態に切り換わるため、２次側のスイ
ッチング素子の両端間電圧がほぼ一定値に維持され２次
側での電圧サージの発生も有効に防止することができ
る。
（実施例） 第１図は本発明による電源装置の一例の構成を示す回路
図である。直流電源10に直列に主スイッチング素子とし
て機能するFET11を接続し、このFETに直列に変圧器12の
１次巻線12aを接続する。変圧器12の２次巻線12bに直列
に整流用のダイオード13を接続し、このダイオードに直
列に出力コンデンサ14を接続し、出力コンデンサ14に並
列が負荷15を接続する。本発明では、FET11がスイッチ
ング動作するとき発生するサージ電圧の発生を防止する
ため、FET11に並列にコンデンサ16と補助スイッチング
用のFET17とから成る直列回路を接続する。また、２次
側回路のダイオード13にも並列に同様にコンデンサ18と
FET19とから成る直列回路を接続する。これら補助用のF
ET17は、FET11がオン状態すなわち導通状態にあるとき
非導通状態となり、FET11が非導通にあるときは導通状
態になるように制御する。また、補助用のFET19も同様
に、ダイオード13がオン状態にあるとき非導通状態とな
りオフ状態にあるときは導通状態となるように制御す
る。また、コンデンサ16の静電容量は、FET11の浮遊容
量の数10倍以上の大きさ、少なくとも10倍以上の値、例
えば0.1μＦ程度に設定する。同様に、ダイオード13に
並列に接続したコンデンサ18の値もダイオードの浮遊容
量の数10倍以上に設定する。
図である。直流電源10に直列に主スイッチング素子とし
て機能するFET11を接続し、このFETに直列に変圧器12の
１次巻線12aを接続する。変圧器12の２次巻線12bに直列
に整流用のダイオード13を接続し、このダイオードに直
列に出力コンデンサ14を接続し、出力コンデンサ14に並
列が負荷15を接続する。本発明では、FET11がスイッチ
ング動作するとき発生するサージ電圧の発生を防止する
ため、FET11に並列にコンデンサ16と補助スイッチング
用のFET17とから成る直列回路を接続する。また、２次
側回路のダイオード13にも並列に同様にコンデンサ18と
FET19とから成る直列回路を接続する。これら補助用のF
ET17は、FET11がオン状態すなわち導通状態にあるとき
非導通状態となり、FET11が非導通にあるときは導通状
態になるように制御する。また、補助用のFET19も同様
に、ダイオード13がオン状態にあるとき非導通状態とな
りオフ状態にあるときは導通状態となるように制御す
る。また、コンデンサ16の静電容量は、FET11の浮遊容
量の数10倍以上の大きさ、少なくとも10倍以上の値、例
えば0.1μＦ程度に設定する。同様に、ダイオード13に
並列に接続したコンデンサ18の値もダイオードの浮遊容
量の数10倍以上に設定する。
FET11は制御回路（図示せず）の制御のもとで所望の周
波数でスイッチング動作を繰り返し、２次側回路にパル
ス幅変調された矩形波電圧を出力する。この場合、主ス
イッチング素子であるFET11が非導通状態に切り換わる
と補助用のスイッチング素子であるFET17が導通状態に
切り換えられるため、FET11の両端が低周波、低インピ
ーダンス状態に短絡されることになる。すなわち、コン
デンサ16はFET11の浮遊容量の数10倍以上の静電容量に
設定されているから、FET11が非導通状態に切り換わる
と１次側回路が低周波低インピーダンス状態に切り換わ
り、この結果コンデンサ16と変圧器の漏れインダクタン
スとの間で共振が生じても共振周波数が数10分の１程度
に低くなり、FET11の両端間の電圧はほとんど一定の値
に維持されることになる。一方、FET11が非導通状態か
ら導通状態に切り換わるとFET17が非導通状態に切り換
わるので、コンデンサ16の電圧はそのままの状態に維持
され、電力損失は発生しない。また、２次側回路に含ま
れているスイッチング素子であるダイオード13にも同様
に適用される。すなわち、ダイオード13が導通状態から
非導通状態に切り換わるとFET19が導通状態に切り換わ
り、２次側回路が低周波低インピーダンス状態に切り換
わる。この結果、変圧器12の２次側巻線の漏れインダク
タンスとコンデンサ18との間で共振が生じ、その共振周
波数は極めて周波数であるため、ダイオード13の両端間
の電圧はほぼ一定値に維持され電圧サージの発生を有効
に防止できる。
波数でスイッチング動作を繰り返し、２次側回路にパル
ス幅変調された矩形波電圧を出力する。この場合、主ス
イッチング素子であるFET11が非導通状態に切り換わる
と補助用のスイッチング素子であるFET17が導通状態に
切り換えられるため、FET11の両端が低周波、低インピ
ーダンス状態に短絡されることになる。すなわち、コン
デンサ16はFET11の浮遊容量の数10倍以上の静電容量に
設定されているから、FET11が非導通状態に切り換わる
と１次側回路が低周波低インピーダンス状態に切り換わ
り、この結果コンデンサ16と変圧器の漏れインダクタン
スとの間で共振が生じても共振周波数が数10分の１程度
に低くなり、FET11の両端間の電圧はほとんど一定の値
に維持されることになる。一方、FET11が非導通状態か
ら導通状態に切り換わるとFET17が非導通状態に切り換
わるので、コンデンサ16の電圧はそのままの状態に維持
され、電力損失は発生しない。また、２次側回路に含ま
れているスイッチング素子であるダイオード13にも同様
に適用される。すなわち、ダイオード13が導通状態から
非導通状態に切り換わるとFET19が導通状態に切り換わ
り、２次側回路が低周波低インピーダンス状態に切り換
わる。この結果、変圧器12の２次側巻線の漏れインダク
タンスとコンデンサ18との間で共振が生じ、その共振周
波数は極めて周波数であるため、ダイオード13の両端間
の電圧はほぼ一定値に維持され電圧サージの発生を有効
に防止できる。
第２図は本発明による電源装置の変形例の構成を示す回
路図である。第１図で用いた構成要素と同一の構成要素
には同一の符号を付して説明する。本例ではフォワード
形のスイッチング電源装置に本発明を適用した例を示
す。１次側回路のスイッチング素子20と２次側のスイッ
チング素子21とは対をなしており、一方が導通状態に切
り換わると他方のスイッチング素子が非導通状態に切り
換わるように制御され、またスイッチング素子22はスイ
ッチ素子20とほぼ対応してスイング動作を行なう。この
フォワード形スイッチング電源装置においても、各スイ
ッチング素子20,21,22にコンデンサとFETとからなる直
列回路を並列にそれぞれ接続することにより電圧サージ
の発生を有効に防止できる。
路図である。第１図で用いた構成要素と同一の構成要素
には同一の符号を付して説明する。本例ではフォワード
形のスイッチング電源装置に本発明を適用した例を示
す。１次側回路のスイッチング素子20と２次側のスイッ
チング素子21とは対をなしており、一方が導通状態に切
り換わると他方のスイッチング素子が非導通状態に切り
換わるように制御され、またスイッチング素子22はスイ
ッチ素子20とほぼ対応してスイング動作を行なう。この
フォワード形スイッチング電源装置においても、各スイ
ッチング素子20,21,22にコンデンサとFETとからなる直
列回路を並列にそれぞれ接続することにより電圧サージ
の発生を有効に防止できる。
第３図はインバータ回路で得られた交流電圧を変圧器12
を通して２次側回路に接続したダイオード30及び31で整
流し、直流電圧を発生させる電源装置に本発明を適用し
た実施例を示す。本例においても各スイッチング素子32
及び33並びにダイオード30及び31にコンデンサとFETと
から成る直列回路を並列に接続することにより、スイッ
チングによる電圧サージの発生を有効に防止することが
できる。
を通して２次側回路に接続したダイオード30及び31で整
流し、直流電圧を発生させる電源装置に本発明を適用し
た実施例を示す。本例においても各スイッチング素子32
及び33並びにダイオード30及び31にコンデンサとFETと
から成る直列回路を並列に接続することにより、スイッ
チングによる電圧サージの発生を有効に防止することが
できる。
第４図は本発明による電源装置の別の変形例の構成を示
す回路図である。本例では、フルブリッジインバータ回
路で得た交流電圧を変圧器12を通して２次側に接続した
ダイオード40及び41で整流し、直流の出力電圧を発生さ
せる電源装置に本発明を適用した例を示す。スイッチン
グ素子42,44並びに43,45がそれぞれ対をなし、一方が導
通状態に切り換わると他方が非導通状態に切り換わるよ
うに制御し、スイッチング素子42,44と43,45のスイッチ
ングの位相差を制御することにより所望のパルス幅のパ
ルス幅変調された電圧を出力する。本例においても各ス
イッチング素子及びダイオードに静電容量の大きいコン
デンサとFETとの直列回路をそれぞれ並列に接続するこ
とにより電圧サージの発生を有効に防止することができ
る。
す回路図である。本例では、フルブリッジインバータ回
路で得た交流電圧を変圧器12を通して２次側に接続した
ダイオード40及び41で整流し、直流の出力電圧を発生さ
せる電源装置に本発明を適用した例を示す。スイッチン
グ素子42,44並びに43,45がそれぞれ対をなし、一方が導
通状態に切り換わると他方が非導通状態に切り換わるよ
うに制御し、スイッチング素子42,44と43,45のスイッチ
ングの位相差を制御することにより所望のパルス幅のパ
ルス幅変調された電圧を出力する。本例においても各ス
イッチング素子及びダイオードに静電容量の大きいコン
デンサとFETとの直列回路をそれぞれ並列に接続するこ
とにより電圧サージの発生を有効に防止することができ
る。
本発明は上述した実施例だけに限定されるものではなく
種々の変更や変形が可能である。例えば、上述した実施
例ではスイッチング素子としてFETを用いたが、バイポ
ーラトランジスタ、サイリスタ等のスイッチング素子を
用いることができる。
種々の変更や変形が可能である。例えば、上述した実施
例ではスイッチング素子としてFETを用いたが、バイポ
ーラトランジスタ、サイリスタ等のスイッチング素子を
用いることができる。
（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、変圧器の１次側巻
線及び２次側巻線にそれぞれ接続したスイッチング素子
が非導通状態に切り換わると、これらスイッチング素子
が低周波低インピーダンス状態に短絡されるので、サー
ジ電圧の発生を有効に防止することができる。この結
果、電力効率が一層増大すると共に、ノイズが低減され
素子の耐久性も向上する。さらに、電源装置のスイッチ
ング周波数を一層高周波化することも可能になる。
線及び２次側巻線にそれぞれ接続したスイッチング素子
が非導通状態に切り換わると、これらスイッチング素子
が低周波低インピーダンス状態に短絡されるので、サー
ジ電圧の発生を有効に防止することができる。この結
果、電力効率が一層増大すると共に、ノイズが低減され
素子の耐久性も向上する。さらに、電源装置のスイッチ
ング周波数を一層高周波化することも可能になる。
第１図は本発明による電源装置の一例の構成を示す回路
図、 第２図〜第４図は本発明による電源装置の変形例を示す
回路図、 第５図及び第６図は従来の電源装置の構成を示す回路
図、 第７図は従来の電源装置において発生する振動電圧を示
すグラフである。 10……直流電源、11,17,19……FET 12……変圧器、13……ダイオード 14……出力コンデンサ、15……負荷 16,18……コンデンサ
図、 第２図〜第４図は本発明による電源装置の変形例を示す
回路図、 第５図及び第６図は従来の電源装置の構成を示す回路
図、 第７図は従来の電源装置において発生する振動電圧を示
すグラフである。 10……直流電源、11,17,19……FET 12……変圧器、13……ダイオード 14……出力コンデンサ、15……負荷 16,18……コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】入力電源と、変圧器と、入力電源と変圧器
の１次側巻線との間に接続した主スイッチング素子と、
前記変圧器の２次側巻線に直列に接続した２次側スイッ
チング素子とを具え、前記主スイッチング素子をデュー
ティ制御することにより２次側回路にパルス幅変調され
た電圧を出力する電源装置において、前記主スイッチン
グ素子と並列に第１のスイッチング素子及びコンデンサ
を含む直列回路を接続し、前記２次側巻線に直列に接続
した２次側のスイッチング素子と並列に第２のスイッチ
ング素子及びコンデンサを含む直列回路を接続し、前記
主スイッチング素子が導通状態にあるとき前記第１のス
イッチング素子が非導通状態となり、主スイッチング素
子が非導通状態にあるとき第１のスイッチング素子が導
通状態となると共に主スイッチング素子が低周波低イン
ピーダンス状態に短絡され、前記２次側のスイッチング
素子が導通状態にあるとき第２のスイッチング素子が非
導通状態となり、前記２次側のスイッチング素子が非導
通状態にあるとき第２のスイッチング素子が導通状態と
なるように構成したことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】前記コンデンサの静電容量が、対応する主
スイッチング素子の浮遊容量の10倍以上とされているこ
とを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
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| US5414609A (en) * | 1992-08-25 | 1995-05-09 | Square D Company | DC to DC/DC to AC power conversion system |
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| US5363289A (en) * | 1992-12-15 | 1994-11-08 | At&T Bell Laboratories | Control apparatus for limiting voltage on a core reset capacitor |
| US5434768A (en) * | 1993-02-12 | 1995-07-18 | Rompower | Fixed frequency converter switching at zero voltage |
| US5490055A (en) * | 1993-03-03 | 1996-02-06 | At&T Corp. | Multiloop feedback control apparatus for DC/DC converters with frequency-shaping band pass current control |
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| US5455757A (en) * | 1994-01-28 | 1995-10-03 | Compaq Computer Corp. | Power converter having regeneration circuit for reducing oscillations |
| KR0144540B1 (ko) * | 1994-08-25 | 1998-10-01 | 김광호 | 스위칭 모드 파워 써플라이의 서지 보호 회로 |
| FR2729515B1 (fr) * | 1995-01-13 | 1997-04-18 | Sextant Avionique | Convertisseurs de tension bidirectionnels de type continu-continu et capteur de courant |
| FR2729516B1 (fr) * | 1995-01-13 | 1997-04-18 | Sextant Avionique | Convertisseurs de tension bidirectionnels de type continu-continu et capteur de courant |
| US5590032A (en) | 1995-05-25 | 1996-12-31 | Lucent Technologies Inc. | Self-synchronized drive circuit for a synchronous rectifier in a clamped-mode power converter |
| US5619402A (en) * | 1996-04-16 | 1997-04-08 | O2 Micro, Inc. | Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply |
| EP0954899A2 (en) | 1997-01-24 | 1999-11-10 | Fische, LLC | High efficiency power converter |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US5943223A (en) * | 1997-10-15 | 1999-08-24 | Reliance Electric Industrial Company | Electric switches for reducing on-state power loss |
| JP2001519999A (ja) * | 1998-02-03 | 2001-10-23 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 同期整流による切換電圧変換器 |
| WO1999054937A1 (en) | 1998-04-23 | 1999-10-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method of designing power supply circuit and semiconductor chip |
| SE514850C2 (sv) * | 1998-05-07 | 2001-04-30 | Ericsson Telefon Ab L M | Synkronlikriktare i flybacktopologi |
| US6081432A (en) * | 1998-05-26 | 2000-06-27 | Artesyn Technologies, Inc. | Active reset forward converter employing synchronous rectifiers |
| US6021051A (en) * | 1998-12-29 | 2000-02-01 | General Electric Company | Power converter with crowbar circuit and control for very fast output voltage turn-off |
| DE29901322U1 (de) * | 1999-01-28 | 1999-07-08 | Melcher Ag, Uster | Spannungskonverter |
| ES2157784B1 (es) * | 1999-05-06 | 2002-02-16 | Cit Alcatel | Convertidor de alimentacion conmutado a tension cero. |
| JP3626072B2 (ja) * | 2000-05-31 | 2005-03-02 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| RU2224351C2 (ru) * | 2001-07-24 | 2004-02-20 | ООО "Аргонавт - ПЛЮС" | Электронный трансформатор |
| DE10156763A1 (de) * | 2001-11-19 | 2003-06-05 | Siemens Ag | Anordnung zur DC/DC-Wandlung |
| US6882548B1 (en) * | 2003-02-24 | 2005-04-19 | Tyco Electronics Power Systems, Inc. | Auxiliary active clamp circuit, a method of clamping a voltage of a rectifier switch and a power converter employing the circuit or method |
| JP2006149107A (ja) * | 2004-11-19 | 2006-06-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多出力電源回路 |
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| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Family Cites Families (12)
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|---|---|---|---|---|
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| DE2632423C3 (de) * | 1976-07-19 | 1979-09-13 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Transistor-Durchfluflumrichter |
| SU883339A2 (ru) * | 1979-02-06 | 1981-11-23 | Северо-Кавказский Государственный Научно-Исследовательский И Проектный Институт Нефтяной Промышленности | Устройство дл подвески потайных обсадных колонн |
| US4336587A (en) * | 1981-06-29 | 1982-06-22 | Boettcher Jr Charles W | High efficiency turn-off loss reduction network with active discharge of storage capacitor |
| US4441146A (en) * | 1982-02-04 | 1984-04-03 | Vicor Corporation | Optimal resetting of the transformer's core in single ended forward converters |
| EP0104278A1 (en) * | 1982-09-29 | 1984-04-04 | Johannes Mannessen | Combustion engine comprising a vaporizer-pressure regulator |
| US4607322A (en) * | 1984-09-17 | 1986-08-19 | Sundstrand Corporation | Energy recovery snubber |
| US4618919A (en) * | 1984-10-04 | 1986-10-21 | Sperry Corporation | Topology for miniature power supply with low voltage and low ripple requirements |
| JPS6351584U (ja) * | 1986-09-18 | 1988-04-07 | ||
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-
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