JPH0736137B2 - 無効電力補償装置 - Google Patents
無効電力補償装置Info
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- JPH0736137B2 JPH0736137B2 JP60019010A JP1901085A JPH0736137B2 JP H0736137 B2 JPH0736137 B2 JP H0736137B2 JP 60019010 A JP60019010 A JP 60019010A JP 1901085 A JP1901085 A JP 1901085A JP H0736137 B2 JPH0736137 B2 JP H0736137B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は無効電力補償装置特に、無効電力補償機能を果
たす高インピーダンス変圧器、リアクトルの偏磁を抑制
しつつ、遅れ変動負荷に対して無効電力を補償し、速い
電圧変動を抑制することができる無効電力補償装置に係
わる。
たす高インピーダンス変圧器、リアクトルの偏磁を抑制
しつつ、遅れ変動負荷に対して無効電力を補償し、速い
電圧変動を抑制することができる無効電力補償装置に係
わる。
［背景技術と問題点］ 無効電力補償装置（以下TQC（日新電機登録商標）と略
す）に用いられる高インピーダンス変圧器は母線に対
し、変動負荷に並列に接続されており、前記負荷の変動
に応じ、高インピーダンス変圧器の二次側電流を正．負
逆並列のサイリスタで半サイクルごとに高速に制御する
方法で母線電圧の変動を抑制している。
す）に用いられる高インピーダンス変圧器は母線に対
し、変動負荷に並列に接続されており、前記負荷の変動
に応じ、高インピーダンス変圧器の二次側電流を正．負
逆並列のサイリスタで半サイクルごとに高速に制御する
方法で母線電圧の変動を抑制している。
このような制御中、変動負荷が正．負アンバランスな負
荷電流を消費した場合、制御はこれを打消す方向に機能
するので、高インピーダンス変圧器に偏磁を生じるが、
偏磁の発生は変圧器自体でも、運転上でも好ましいこと
でない。このような現象はリアクトルを用いた場合にも
生じる。
荷電流を消費した場合、制御はこれを打消す方向に機能
するので、高インピーダンス変圧器に偏磁を生じるが、
偏磁の発生は変圧器自体でも、運転上でも好ましいこと
でない。このような現象はリアクトルを用いた場合にも
生じる。
このようなTQCの運転時における偏磁を抑制しつつ無効
電力補償を行える装置を特願昭59−53079号で提案し
た。第４図はその概略を示す。１は無限大母線、２は電
源インピーダンス、３は母線を示す。この母線３に、例
えばアーク炉のような遅れ電流の変動負荷８が接続され
るが、これによる母線３の電圧変動を抑制するため、母
線３に高インピーダンス変圧器４と逆並列接続サイリス
タ５を直列に接続して補償回路を構成し、前記サイリス
タ５の位相制御によって母線電圧変動を抑制する。６は
母線電圧検出のためのPTであり、７は変動負荷電流検出
のためのCTであり、両出力はＱ（無効電力）検出器９に
入力される。
電力補償を行える装置を特願昭59−53079号で提案し
た。第４図はその概略を示す。１は無限大母線、２は電
源インピーダンス、３は母線を示す。この母線３に、例
えばアーク炉のような遅れ電流の変動負荷８が接続され
るが、これによる母線３の電圧変動を抑制するため、母
線３に高インピーダンス変圧器４と逆並列接続サイリス
タ５を直列に接続して補償回路を構成し、前記サイリス
タ５の位相制御によって母線電圧変動を抑制する。６は
母線電圧検出のためのPTであり、７は変動負荷電流検出
のためのCTであり、両出力はＱ（無効電力）検出器９に
入力される。
また11は高インピーダンス変圧器４の一次側の各相巻線
に結合されたCTであり、14は二次側電流を検出するCTで
あり、前記CT11および14の出力は補正回路12に入力さ
れ、同時にPTよりの同期信号も補正回路12に入力され、
前記補正回路12の出力とＱ検出器９の出力が加算器13に
入力され、この加算器13の出力がパルス発生器10に入力
され、パルス発生器10による半サイクルごとの位相点弧
パルスによって、サイリスタ５の通電制御を行う。つま
り、補正回路12、加算器13、パルス発生器10、高インピ
ーダンス変圧器４に結合したCT11、14によってフィード
バックループが構成され、変圧器の一次側がアンバラン
スとなるのを抑制するものである。
に結合されたCTであり、14は二次側電流を検出するCTで
あり、前記CT11および14の出力は補正回路12に入力さ
れ、同時にPTよりの同期信号も補正回路12に入力され、
前記補正回路12の出力とＱ検出器９の出力が加算器13に
入力され、この加算器13の出力がパルス発生器10に入力
され、パルス発生器10による半サイクルごとの位相点弧
パルスによって、サイリスタ５の通電制御を行う。つま
り、補正回路12、加算器13、パルス発生器10、高インピ
ーダンス変圧器４に結合したCT11、14によってフィード
バックループが構成され、変圧器の一次側がアンバラン
スとなるのを抑制するものである。
ところで、前記TQCでは、一次電流と二次電流を比較す
る方法を採っているので、これ等を検出するためのCTま
たはDC−CT等の高価な物品が必要であり、また、通常の
CTはDC成分は伝送できないので、特定の区間のみサンプ
ルホールドして比較する必要があり、機能、調整とも複
雑となる。
る方法を採っているので、これ等を検出するためのCTま
たはDC−CT等の高価な物品が必要であり、また、通常の
CTはDC成分は伝送できないので、特定の区間のみサンプ
ルホールドして比較する必要があり、機能、調整とも複
雑となる。
［問題を解決するための手段］ 以上高インピーダンス変圧器に逆並列接続サイリスタを
接続したTQCにより、変動負荷による電圧変動を抑制制
御する際生じる高インピーダンス変圧器の偏磁を抑制す
る従来の手段について説明したが、本発明は高インピー
ダンス変圧器一次側、二次側にCTを結合するような手段
は全く採ることなく、高インピーダンス変圧器またはリ
アクトルをサイリスタで位相制御するTQCにおいて、サ
イリスタのゲートが点弧し、同期電源電圧が零となるま
での区間を正．負半サイクルごとに検出し、正負の差を
とって比例積分器を通した後、アンバランスを打消す方
向にパルス発生器の入力として加えてサイリスタを位相
制御するように構成した無効電力補償装置にある。
接続したTQCにより、変動負荷による電圧変動を抑制制
御する際生じる高インピーダンス変圧器の偏磁を抑制す
る従来の手段について説明したが、本発明は高インピー
ダンス変圧器一次側、二次側にCTを結合するような手段
は全く採ることなく、高インピーダンス変圧器またはリ
アクトルをサイリスタで位相制御するTQCにおいて、サ
イリスタのゲートが点弧し、同期電源電圧が零となるま
での区間を正．負半サイクルごとに検出し、正負の差を
とって比例積分器を通した後、アンバランスを打消す方
向にパルス発生器の入力として加えてサイリスタを位相
制御するように構成した無効電力補償装置にある。
以下、第１図（イ）、（ロ）に示す実施例、第２図に詳
細を示す偏磁補正回路、第３図に示す各部分のタイミン
グチャートにより本発明を説明する。
細を示す偏磁補正回路、第３図に示す各部分のタイミン
グチャートにより本発明を説明する。
高インピーダンス変圧器４は、その内部に誘導性リアク
タンスを持たせたものが一般的であるが、本明細書では
第１図（ロ）に示すように、4aで示した変圧器41a、リ
アクトル42aの直列回路を使用するもの、またはリアク
トル42aのみを用いるものに適用される。
タンスを持たせたものが一般的であるが、本明細書では
第１図（ロ）に示すように、4aで示した変圧器41a、リ
アクトル42aの直列回路を使用するもの、またはリアク
トル42aのみを用いるものに適用される。
第１図（イ）において、第４図と同一部分は同一符号で
示す。
示す。
図示のように母線３に接続される変動負荷８に対し、並
列に、高インピーダンス変圧器４と逆並列接続サイリス
タ５が直列に接続される。図は一相分のみを示してい
る。変動負荷８の回路にCT7が結合され、母線３に接続
されたPT6の出力と前記CT7の出力がＱ検出器９に入力さ
れる。
列に、高インピーダンス変圧器４と逆並列接続サイリス
タ５が直列に接続される。図は一相分のみを示してい
る。変動負荷８の回路にCT7が結合され、母線３に接続
されたPT6の出力と前記CT7の出力がＱ検出器９に入力さ
れる。
11は偏磁補正回路であり、PT6よりの同期電源信号とパ
ルス発生器10よりの正側．負側の位相点弧パルスが入力
される。偏磁補正回路11については、後に詳述するが、
偏磁補正回路11よりの出力側はＱ検出器９の出力側とと
もに、加算器12に導入され、加算器12の出力側は前記の
パルス発生器10に接続される。パルス発生器10の出力側
はそれぞれ前記の偏磁補正回路11とサイリスタ５の点弧
極に接続される。
ルス発生器10よりの正側．負側の位相点弧パルスが入力
される。偏磁補正回路11については、後に詳述するが、
偏磁補正回路11よりの出力側はＱ検出器９の出力側とと
もに、加算器12に導入され、加算器12の出力側は前記の
パルス発生器10に接続される。パルス発生器10の出力側
はそれぞれ前記の偏磁補正回路11とサイリスタ５の点弧
極に接続される。
前記偏磁補正回路11の詳細は第２図に示される。
111は同期電圧零点検出回路であり、電源はPT6より入力
される。112は波形整形回路であり、図示のように正弦
波を矩形波に変換する。
される。112は波形整形回路であり、図示のように正弦
波を矩形波に変換する。
113,114はそれぞれパルス発生器10より出力する点弧パ
ルスの正および負のパルス伸長回路であり、正パルス伸
長回路113および負パルス伸長回路114の出力側はそれぞ
れ正信号出力回路115および負信号出力回路118に接続さ
れる。
ルスの正および負のパルス伸長回路であり、正パルス伸
長回路113および負パルス伸長回路114の出力側はそれぞ
れ正信号出力回路115および負信号出力回路118に接続さ
れる。
また正信号出力回路115および負信号出力回路118の入力
側は波形整形回路112の出力側と接続される。
側は波形整形回路112の出力側と接続される。
正信号出力回路115および負信号出力回路118の出力側は
ともに比例積分器116に接続され、その出力側は波形整
形回路112の出力側とともに乗算器117に入力される。
ともに比例積分器116に接続され、その出力側は波形整
形回路112の出力側とともに乗算器117に入力される。
第３図において、（イ）は同期電源と（ロ）の点弧角β
１による正パルスP1による高インピーダンス変圧器４の
通電電流と点弧角β２における負パルスP2による通電電
流を示す。
１による正パルスP1による高インピーダンス変圧器４の
通電電流と点弧角β２における負パルスP2による通電電
流を示す。
一般的に（イ）に示すようにTQCに正．負アンバランス
の電流が継続して流れた場合、偏磁を発生する。
の電流が継続して流れた場合、偏磁を発生する。
（ハ）は波形整形回路112の波形を示し、（ニ）は正パ
ルス伸長回路113の出力波形、（ホ）は負パルス伸長回
路114の出力波形を示し、波形整形回路112、正パルス伸
長回路113および負パルス伸長回路114の出力により、正
信号出力回路115と負信号出力回路118で、伸長された正
パルスおよび負パルスの波尾を切断し、（ヘ）、（ト）
に示すように、同期電源電圧が零点を指す位置で終る波
形に整形される。
ルス伸長回路113の出力波形、（ホ）は負パルス伸長回
路114の出力波形を示し、波形整形回路112、正パルス伸
長回路113および負パルス伸長回路114の出力により、正
信号出力回路115と負信号出力回路118で、伸長された正
パルスおよび負パルスの波尾を切断し、（ヘ）、（ト）
に示すように、同期電源電圧が零点を指す位置で終る波
形に整形される。
整形された正負両信号は比例積分器116に入力され、
（チ）に示すような波形出力に変換される。（チ）に示
す波形出力ΔＶは正側および負側の点弧角β1,β２のち
がいによって生ずるものであり、偏磁補正信号を含んで
いる。
（チ）に示すような波形出力に変換される。（チ）に示
す波形出力ΔＶは正側および負側の点弧角β1,β２のち
がいによって生ずるものであり、偏磁補正信号を含んで
いる。
この出力ΔＶと波形整形回路112の出力、例えば±10VP
を乗算器117に入力すれば として（リ）に示すように、加算器12に対する入力信号
が形成される。乗算器117は偏磁補正信号Vaの半サイク
ルごとの極性変換を行うだけのものであるので、例えば
アナロックスイッチ等で構成してもよい。
を乗算器117に入力すれば として（リ）に示すように、加算器12に対する入力信号
が形成される。乗算器117は偏磁補正信号Vaの半サイク
ルごとの極性変換を行うだけのものであるので、例えば
アナロックスイッチ等で構成してもよい。
パルス発生器10の入出力特性が、入力Ｖεが０→にな
るとき、点弧角βが０→大の関係があるならば、乗算器
117の出力、Va,−Vaによりサイリスタ点弧パルスP1の点
弧角β１は大の方向に、同P2の点弧角β２は小の方向に
動作し、乗算器117の出力Ｖ≒±OVに落ち着く。すなわ
ち、サイリスタの点弧パルスの点弧角β１≒β２とな
り、サイリスタの位相制御による高インピーダンス変圧
器４の通電電流の正負アンバランスが解消され偏磁は抑
制されることになる。
るとき、点弧角βが０→大の関係があるならば、乗算器
117の出力、Va,−Vaによりサイリスタ点弧パルスP1の点
弧角β１は大の方向に、同P2の点弧角β２は小の方向に
動作し、乗算器117の出力Ｖ≒±OVに落ち着く。すなわ
ち、サイリスタの点弧パルスの点弧角β１≒β２とな
り、サイリスタの位相制御による高インピーダンス変圧
器４の通電電流の正負アンバランスが解消され偏磁は抑
制されることになる。
本発明に示すようなTQCの本来の目的は例えばフリッカ
ーのような速い変動に対応できるように構成されたもの
であるが、本発明においては比例積分器116の比例要
素、時定数を適当に選ぶことにより、偏磁補正信号Vaは
Ｑ検出器９中に含まれる正．負アンバランス信号分を打
消すように制御する時定数回路のため、変動の速い無効
電力補償成分には悪影響を及ぼすことはない。
ーのような速い変動に対応できるように構成されたもの
であるが、本発明においては比例積分器116の比例要
素、時定数を適当に選ぶことにより、偏磁補正信号Vaは
Ｑ検出器９中に含まれる正．負アンバランス信号分を打
消すように制御する時定数回路のため、変動の速い無効
電力補償成分には悪影響を及ぼすことはない。
［効果］ 本発明による効果は次のとおりである。
（１）信号処理は制御回路内部の制御信号のみで行うこ
とができるので、CT等のパワー部品の低減ができ、ノイ
ズ処理等の必要がない。
とができるので、CT等のパワー部品の低減ができ、ノイ
ズ処理等の必要がない。
（２）変動負荷の偶数調波の波形歪が大なるときは、制
御装置が２倍周波を拡大し、フリッカー改善効果に悪影
響を及ぼすことがあるが、これを改善する方向に制御す
るので、フリッカー改善率アップが期待できる。
御装置が２倍周波を拡大し、フリッカー改善効果に悪影
響を及ぼすことがあるが、これを改善する方向に制御す
るので、フリッカー改善率アップが期待できる。
（３）サンプルホールド回路が不要となる。
（４）Ｑ検出器中に含まれている正．負アンバランス信
号に無効電力検出用CTの偏磁誤差成分が含まれていれ
ば、これを補正するので改善率アップが期待できる。
号に無効電力検出用CTの偏磁誤差成分が含まれていれ
ば、これを補正するので改善率アップが期待できる。
第１図（イ）、（ロ）は本発明の実施例を示す。 第２図は偏磁補正回路を示す。 第３図は各部のタイミングチャートである。 第４図は従来の偏磁抑制機能を備えるTQCの概略図であ
る。 １……無限大母線、２……電源インピーダンス、３……
母線、４……高インピーダンス変圧器、５……サイリス
タ、６……PT、７……CT、８……変動負荷、９……Ｑ検
出器、10……パルス発生器、11……偏磁補正回路、12…
…加算器。
る。 １……無限大母線、２……電源インピーダンス、３……
母線、４……高インピーダンス変圧器、５……サイリス
タ、６……PT、７……CT、８……変動負荷、９……Ｑ検
出器、10……パルス発生器、11……偏磁補正回路、12…
…加算器。
Claims (1)
- 【請求項１】高インピーダンス変圧器またはリアクトル
を逆並列接続サイリスタで位相制御する無効電力補償装
置において、電源電圧の波形成形回路出力とパルス発生
器の正負位相点弧パルスとにより、前記サイリスタのゲ
ートが点弧してから同期電源電圧が零となるまでの区間
を正負半サイクルごとに検出して取り出す正信号出力回
路と負信号出力回路を比例積分器に接続し、前記比例積
分器出力と前記波形成形回路出力を乗算器に入力し、こ
の乗算器出力を変動負荷のＱ検出器出力に加えて前記パ
ルス発生器に入力して、前記乗算器出力が零となるよう
に前記パルス発生器の正負位相点弧パルスの両点弧角を
動作させて前記逆並列接続サイリスタを制御するように
したことを特徴とする無効電力補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60019010A JPH0736137B2 (ja) | 1985-02-01 | 1985-02-01 | 無効電力補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60019010A JPH0736137B2 (ja) | 1985-02-01 | 1985-02-01 | 無効電力補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61177519A JPS61177519A (ja) | 1986-08-09 |
| JPH0736137B2 true JPH0736137B2 (ja) | 1995-04-19 |
Family
ID=11987529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60019010A Expired - Lifetime JPH0736137B2 (ja) | 1985-02-01 | 1985-02-01 | 無効電力補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0736137B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7944184B2 (en) * | 2008-04-07 | 2011-05-17 | Korea Electric Power Corporation | Static compensator apparatus for HVDC system |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS525452A (en) * | 1975-07-01 | 1977-01-17 | Fuji Electric Co Ltd | Control process of reactive power readjusting system |
| JPS5690313A (en) * | 1979-12-22 | 1981-07-22 | Fuji Electric Co Ltd | Ignition system of thyristor converting equipment |
-
1985
- 1985-02-01 JP JP60019010A patent/JPH0736137B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61177519A (ja) | 1986-08-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |