JPH0738541B2 - 増幅器装置 - Google Patents
増幅器装置Info
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- JPH0738541B2 JPH0738541B2 JP59000934A JP93484A JPH0738541B2 JP H0738541 B2 JPH0738541 B2 JP H0738541B2 JP 59000934 A JP59000934 A JP 59000934A JP 93484 A JP93484 A JP 93484A JP H0738541 B2 JPH0738541 B2 JP H0738541B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、増幅器装置であって、 入力端子と出力端子とを有し、且つ前記増幅器装置の動
作領域内において略平坦な周波数特性を有する第１の増
幅部と、 前記第１の増幅部の出力端子に接続された入力端子と、
出力端子と、少なくとも１個の第１の出力トランジスタ
と、該第１の出力トランジスタを駆動する第１の駆動ト
ランジスタとを有し、且つ利得が第１の角周波数から前
記増幅器装置が最大の帰還係数においても安定に動作す
る第２の角周波数を越える周波数点まで周波数の増加に
伴い6dB/オクターブで低下するように周波数補償された
第２の増幅部と、 前記第２の増幅部の出力端子から前記第１の増幅部の入
力端子への負帰還路と、 前記第１の出力トランジスタを過負荷から保護する過負
荷保護回路と、 を具備するような増幅器装置に関するものである。
作領域内において略平坦な周波数特性を有する第１の増
幅部と、 前記第１の増幅部の出力端子に接続された入力端子と、
出力端子と、少なくとも１個の第１の出力トランジスタ
と、該第１の出力トランジスタを駆動する第１の駆動ト
ランジスタとを有し、且つ利得が第１の角周波数から前
記増幅器装置が最大の帰還係数においても安定に動作す
る第２の角周波数を越える周波数点まで周波数の増加に
伴い6dB/オクターブで低下するように周波数補償された
第２の増幅部と、 前記第２の増幅部の出力端子から前記第１の増幅部の入
力端子への負帰還路と、 前記第１の出力トランジスタを過負荷から保護する過負
荷保護回路と、 を具備するような増幅器装置に関するものである。
［従来の技術］ この種の増幅器装置は例えばオーディオ信号用の集積化
電力増幅器として用いられる。このような増幅器の出力
トランジスタは、電圧と電流の両方または何れか一方の
過負荷または電圧と電流の組合せによる過負荷より保護
されねばならない（所謂SOAR保護）。
電力増幅器として用いられる。このような増幅器の出力
トランジスタは、電圧と電流の両方または何れか一方の
過負荷または電圧と電流の組合せによる過負荷より保護
されねばならない（所謂SOAR保護）。
冒頭に記載した形式の増幅器装置は「アイ・イー・イー
・イー・ジャーナル・オブ・ソリッド・ステート・サー
キッツ（IEEE Journal of Solid State Circuits）」19
71年12月、第357頁〜366頁の記載より知られている。こ
の既知の増幅器装置では、保護回路は第２増幅部の回り
にループを形成すると共にこの第２増幅部の入力に作用
し、その結果として駆動トランジスタの利得の利用によ
り当該保護ループに高い利得が生じる。しかしながら、
上述した従来の増幅装置においては、上記保護ループに
おける高い利得のため高い周波数の信号に対して保護回
路の動作が不安定になる（例えば、発振する）という欠
点があった。
・イー・ジャーナル・オブ・ソリッド・ステート・サー
キッツ（IEEE Journal of Solid State Circuits）」19
71年12月、第357頁〜366頁の記載より知られている。こ
の既知の増幅器装置では、保護回路は第２増幅部の回り
にループを形成すると共にこの第２増幅部の入力に作用
し、その結果として駆動トランジスタの利得の利用によ
り当該保護ループに高い利得が生じる。しかしながら、
上述した従来の増幅装置においては、上記保護ループに
おける高い利得のため高い周波数の信号に対して保護回
路の動作が不安定になる（例えば、発振する）という欠
点があった。
本発明の目的は、周波数に依存しない特性を持つ第１の
増幅部と、所定の周波数から6dB/オクターブで低下する
ような周波数特性を持つように周波数補償された第２の
増幅部とを有し且つ全体に負帰還が掛けられた増幅器装
置において、第２の増幅部の出力トランジスタを過負荷
保護回路により保護する場合、高い周波数の信号に対し
ても上記過負荷保護回路により当該増幅器装置が発振等
の不安定さを生じることがなく、広い周波数範囲にわた
って上記保護回路により確実な保護動作が行われるよう
な増幅器装置を提供することにある。
増幅部と、所定の周波数から6dB/オクターブで低下する
ような周波数特性を持つように周波数補償された第２の
増幅部とを有し且つ全体に負帰還が掛けられた増幅器装
置において、第２の増幅部の出力トランジスタを過負荷
保護回路により保護する場合、高い周波数の信号に対し
ても上記過負荷保護回路により当該増幅器装置が発振等
の不安定さを生じることがなく、広い周波数範囲にわた
って上記保護回路により確実な保護動作が行われるよう
な増幅器装置を提供することにある。
上記の目的を達成するために、本発明は、冒頭に記載し
た形式の増幅器装置において、前記過負荷保護回路が、
前記第１の出力トランジスタの出力電流又は出力電圧又
はこれらの組み合せの中の少なくとも何れか一つの値が
所定のレベルを越えたことを検出する検出手段と、前記
値が前記所定のレベルを越えた場合に前記検出手段によ
り作動され、前記第２の増幅部の出力端子における信号
を、周波数の増加に伴い低下するが前記第２の角周波数
の周りに平坦な部分を有するような周波数特性を持つ相
互コンダクタンス又は利得で増幅し、これにより前記第
２の増幅段を経る開ループ利得のモジュラスが前記第２
の角周波数において１に近づくようにする増幅手段と、
上記増幅手段の出力信号を前記第２の増幅部の入力端子
における信号から減算する減算手段と、を具備している
ことを特徴とするものである。
た形式の増幅器装置において、前記過負荷保護回路が、
前記第１の出力トランジスタの出力電流又は出力電圧又
はこれらの組み合せの中の少なくとも何れか一つの値が
所定のレベルを越えたことを検出する検出手段と、前記
値が前記所定のレベルを越えた場合に前記検出手段によ
り作動され、前記第２の増幅部の出力端子における信号
を、周波数の増加に伴い低下するが前記第２の角周波数
の周りに平坦な部分を有するような周波数特性を持つ相
互コンダクタンス又は利得で増幅し、これにより前記第
２の増幅段を経る開ループ利得のモジュラスが前記第２
の角周波数において１に近づくようにする増幅手段と、
上記増幅手段の出力信号を前記第２の増幅部の入力端子
における信号から減算する減算手段と、を具備している
ことを特徴とするものである。
この構成によれば、低い周波数に関しては確実な過負荷
保護動作が保証され、高い周波数に関しても発振等を生
じない安定した過負荷保護動作が保証される。
保護動作が保証され、高い周波数に関しても発振等を生
じない安定した過負荷保護動作が保証される。
前記第２の増幅部の利得が第１の角周波数から当該増幅
器装置の開ループ利得が該増幅器装置が安定に動作する
最大の負帰還係数の逆数に等しくなる第２の角周波数を
越える周波数点まで周波数の増加に伴って低下するよう
に当該第２の増幅部が周波数補償されているような増幅
器装置においては、保護特性の低下部分においてこの第
２の増幅部が位相ずれを生じるので、保護回路の利得が
周波数の関数として低下するだけでは十分ではない。こ
のような場合には、本発明による増幅器装置は過負荷保
護回路の周波数特性が前記の周波数に依存して低下する
周波数領域より高い側に周波数に依存しない周波数領域
を有し、この周波数に依存しない周波数領域は前記第２
の角周波数より低い第３の角周波数の周りに位置し、当
該過負荷保護回路が作動状態にある場合に前記第２の増
幅部を経る開ループ利得のモジュラスが上記第３の角周
波数において値１に近づくことを特徴とする。
器装置の開ループ利得が該増幅器装置が安定に動作する
最大の負帰還係数の逆数に等しくなる第２の角周波数を
越える周波数点まで周波数の増加に伴って低下するよう
に当該第２の増幅部が周波数補償されているような増幅
器装置においては、保護特性の低下部分においてこの第
２の増幅部が位相ずれを生じるので、保護回路の利得が
周波数の関数として低下するだけでは十分ではない。こ
のような場合には、本発明による増幅器装置は過負荷保
護回路の周波数特性が前記の周波数に依存して低下する
周波数領域より高い側に周波数に依存しない周波数領域
を有し、この周波数に依存しない周波数領域は前記第２
の角周波数より低い第３の角周波数の周りに位置し、当
該過負荷保護回路が作動状態にある場合に前記第２の増
幅部を経る開ループ利得のモジュラスが上記第３の角周
波数において値１に近づくことを特徴とする。
保護回路については、本発明による増幅器装置の保護回
路が、第１の出力トランジスタの電圧及び電流の両方ま
たは何れか一方の尺度である信号を供給する検出回路
と、当該保護回路の伝達特性の所望の周波数依存性を得
るための周波数依存型回路網と、緩衝増幅器とを有する
ことを特徴とし、更に、この周波数依存型回路網につい
ては、当該増幅器装置が、前記検出回路が出力電流回路
に出力電流を供給するように配設され、前記の周波数依
存型回路網が前記の出力回路内に抵抗と容量の直列回路
を有し、この出力回路の電圧が前記緩衝増幅器を経て電
流に変換され、この電流が第２の増幅部の入力端子に供
給されることを特徴とする。
路が、第１の出力トランジスタの電圧及び電流の両方ま
たは何れか一方の尺度である信号を供給する検出回路
と、当該保護回路の伝達特性の所望の周波数依存性を得
るための周波数依存型回路網と、緩衝増幅器とを有する
ことを特徴とし、更に、この周波数依存型回路網につい
ては、当該増幅器装置が、前記検出回路が出力電流回路
に出力電流を供給するように配設され、前記の周波数依
存型回路網が前記の出力回路内に抵抗と容量の直列回路
を有し、この出力回路の電圧が前記緩衝増幅器を経て電
流に変換され、この電流が第２の増幅部の入力端子に供
給されることを特徴とする。
保護回路の作動範囲と非作動範囲との間の明確な移行を
得るために、本発明の好ましい増幅器装置では、電流源
が前記の直列回路と並列に接続され、単一方向クランプ
回路が前記検出回路の出力端に配設され、このクランプ
回路が、前記検出回路の出力電流が前記電流源からの電
流を越えない限り前記緩衝増幅器の入力を相対的に一定
の電位にクランプすることを特徴とする。この場合、上
記クランプ回路は、前記検出回路の出力電流が前記電流
源の電流よりも少ない場合に、該電流源に上記両電流の
差分電流を供給する一方、前記緩衝増幅器を非動作状態
に維持するよう作用する。
得るために、本発明の好ましい増幅器装置では、電流源
が前記の直列回路と並列に接続され、単一方向クランプ
回路が前記検出回路の出力端に配設され、このクランプ
回路が、前記検出回路の出力電流が前記電流源からの電
流を越えない限り前記緩衝増幅器の入力を相対的に一定
の電位にクランプすることを特徴とする。この場合、上
記クランプ回路は、前記検出回路の出力電流が前記電流
源の電流よりも少ない場合に、該電流源に上記両電流の
差分電流を供給する一方、前記緩衝増幅器を非動作状態
に維持するよう作用する。
更に、この好ましい増幅器装置が、第１の出力トランジ
スタと共にプッシュプルで駆動される第２の出力トラン
ジスタを有する一方、前記保護回路に加えて２の出力ト
ランジスタの過負荷保護用の第２の保護回路を有し、第
１の増幅部がコレクタ信号電流が逆位相で第２の増幅部
に加えられるような差動対のトランジスタを有する場合
は、一方の保護回路の出力端子が前記差動対の一方のト
ランジスタのコレクタ回路に接続され、他方の保護回路
の出力端子が同差動対の他方のトランジスタのコレクタ
回路に接続されることを特徴とする。
スタと共にプッシュプルで駆動される第２の出力トラン
ジスタを有する一方、前記保護回路に加えて２の出力ト
ランジスタの過負荷保護用の第２の保護回路を有し、第
１の増幅部がコレクタ信号電流が逆位相で第２の増幅部
に加えられるような差動対のトランジスタを有する場合
は、一方の保護回路の出力端子が前記差動対の一方のト
ランジスタのコレクタ回路に接続され、他方の保護回路
の出力端子が同差動対の他方のトランジスタのコレクタ
回路に接続されることを特徴とする。
［実施例］ 以下、本発明を図面の実施例でより詳細に説明する。
第１図は本発明による保護回路を加えることが可能な公
知の増幅器装置を示す。この公知の増幅器は形式番号μ
A741として市販されている演算増幅器と同じタイプのも
のである。この増幅器は電圧−電流コンバータの性質を
もつ第１増幅部10を有し、この部分には一対のトランジ
スタT1とT2とがあり、これらのトランジスタは差動増幅
器として配され、各々のベースは当該増幅器の反転入力
端子１と非反転入力端子２とを形成する。前記のトラン
ジスタT1とT2のエミッタは電流源４を経て正の電源端子
５に接続される。トランジスタT1とT2のコレクタは前記
の増幅部10の出力端子３に接続されるが、トランジスタ
T1のコレクタは、トランジスタT3とT4とからなる電流ミ
ラーを経て出力端子３に接続される。この出力端子３
は、電流−電圧コンバータの性質をもつ後続の増幅部11
の入力端子３でもある。この部分は駆動トランジスタT5
を有し、このトランジスタは、出力端子８、ダイオード
D1とD2、出力トランジスタTA、TBおよび電流源７を有す
る通常のＢ級出力段を駆動する。この増幅器は、ミラー
キャパシタCmを増幅部11の両端間に設けることによって
周波数補償されている。
知の増幅器装置を示す。この公知の増幅器は形式番号μ
A741として市販されている演算増幅器と同じタイプのも
のである。この増幅器は電圧−電流コンバータの性質を
もつ第１増幅部10を有し、この部分には一対のトランジ
スタT1とT2とがあり、これらのトランジスタは差動増幅
器として配され、各々のベースは当該増幅器の反転入力
端子１と非反転入力端子２とを形成する。前記のトラン
ジスタT1とT2のエミッタは電流源４を経て正の電源端子
５に接続される。トランジスタT1とT2のコレクタは前記
の増幅部10の出力端子３に接続されるが、トランジスタ
T1のコレクタは、トランジスタT3とT4とからなる電流ミ
ラーを経て出力端子３に接続される。この出力端子３
は、電流−電圧コンバータの性質をもつ後続の増幅部11
の入力端子３でもある。この部分は駆動トランジスタT5
を有し、このトランジスタは、出力端子８、ダイオード
D1とD2、出力トランジスタTA、TBおよび電流源７を有す
る通常のＢ級出力段を駆動する。この増幅器は、ミラー
キャパシタCmを増幅部11の両端間に設けることによって
周波数補償されている。
第２図はフィードバックループを設けた第１図の増幅器
装置のブロック図、第３図はこのような増幅器の周波数
特性を説明するための該増幅器装置の周波数応答を示
す。第２図からわかるように、増幅器は、増幅部11の出
力端子８と増幅部10の入力端子１との間にあって負帰還
係数Ｋをつくる回路網12を経て負帰還を受ける。
装置のブロック図、第３図はこのような増幅器の周波数
特性を説明するための該増幅器装置の周波数応答を示
す。第２図からわかるように、増幅器は、増幅部11の出
力端子８と増幅部10の入力端子１との間にあって負帰還
係数Ｋをつくる回路網12を経て負帰還を受ける。
第１図に示したような負帰還のない周波数補償増幅器は
第３図の周波数応答を有し、ここで利得Ａ（ω）は低周
波数に対してはAoで、補償キャパシタCmにより決まる特
定の角周波数ω１から周波数ω２まで6dB/オクターブで
低下し、そこからは当該増幅器の他の時定数によって12
dB/オクターブの周波数ロールオフが生じる。
第３図の周波数応答を有し、ここで利得Ａ（ω）は低周
波数に対してはAoで、補償キャパシタCmにより決まる特
定の角周波数ω１から周波数ω２まで6dB/オクターブで
低下し、そこからは当該増幅器の他の時定数によって12
dB/オクターブの周波数ロールオフが生じる。
帰還係数Ｋで負のフィードバックが当該増幅器に加えら
れると、この増幅器の利得は角周波数ωＫ迄（1/K）に
等しく、ここではＡ（ωＫ）＝（1/K）であり、それ以
上では、当該増幅器の周波数応答は負帰還のない増幅器
と同じになる。安定のためには．ω＝ωＫにおける周波
数ロールオフは6dB/オクターブを越えてはならず、6dB/
オクターブ以上の如何なる周波数ロールオフも周波数軸
上においてこの周波数から少なくとも或る特定の距離離
れていなければならない。このことはωＫ＜ω２を意味
し、したがって、 Ｋ＜＝Kmax （１） となり、ここでωＫ＜＝ωKmax＜ω２ であり、この場合Kmaxとその対応する値ωKmaxとは特に
角周波数ω２の値によって決まる。一般に条件（１）
は、保護回路のない増幅器、したがって作動されてない
保護回路を有する増幅器に適用される。
れると、この増幅器の利得は角周波数ωＫ迄（1/K）に
等しく、ここではＡ（ωＫ）＝（1/K）であり、それ以
上では、当該増幅器の周波数応答は負帰還のない増幅器
と同じになる。安定のためには．ω＝ωＫにおける周波
数ロールオフは6dB/オクターブを越えてはならず、6dB/
オクターブ以上の如何なる周波数ロールオフも周波数軸
上においてこの周波数から少なくとも或る特定の距離離
れていなければならない。このことはωＫ＜ω２を意味
し、したがって、 Ｋ＜＝Kmax （１） となり、ここでωＫ＜＝ωKmax＜ω２ であり、この場合Kmaxとその対応する値ωKmaxとは特に
角周波数ω２の値によって決まる。一般に条件（１）
は、保護回路のない増幅器、したがって作動されてない
保護回路を有する増幅器に適用される。
前記部分10が相互コンダクタンスg1を有するものとする
と、部分11の利得はＡ（ω）/g1となる。この場合、負
帰還を有する増幅器は利得係数Vo/Viを有する。ここでV
oは出力端子８上の出力電圧、Viは入力端子２上の入力
電圧で、次の式で与えられる。
と、部分11の利得はＡ（ω）/g1となる。この場合、負
帰還を有する増幅器は利得係数Vo/Viを有する。ここでV
oは出力端子８上の出力電圧、Viは入力端子２上の入力
電圧で、次の式で与えられる。
ここで、角周波数ω１及び一般に角周波数ω２は第２増
幅部で決められ、したがって周波数スペクトルの関係部
分における利得g1は周波数に無関係であるということに
留意すべきである。
幅部で決められ、したがって周波数スペクトルの関係部
分における利得g1は周波数に無関係であるということに
留意すべきである。
第４図は、本発明に従って保護回路を設けた演算増幅器
のブロック図を示す。このブロック図は保護回路13が設
けられた点以外は第２図と同様で、この保護回路は、２
つの増幅部分の間の点３に作用する。この保護回路は出
力トランジスタよりその情報を受け、作動されると、増
幅部11の出力端子と入力端子３との間に相互コンダクタ
ンスgbをもつ相互コンダクタンス増幅器13を構成する。
のブロック図を示す。このブロック図は保護回路13が設
けられた点以外は第２図と同様で、この保護回路は、２
つの増幅部分の間の点３に作用する。この保護回路は出
力トランジスタよりその情報を受け、作動されると、増
幅部11の出力端子と入力端子３との間に相互コンダクタ
ンスgbをもつ相互コンダクタンス増幅器13を構成する。
保護回路が作動されると、第４図の演算増幅器の利得は
次のとおりになり、 この式は次のように書くことができる。
次のとおりになり、 この式は次のように書くことができる。
この利得は（２）式と合致した利得である。即ち、保護
回路のない場合の利得に保護回路の動作の結果として利
得の低減を表す係数1/fを乗じたような利得である。こ
の低減係数（reduction factor）ｆは次の式に従う。
回路のない場合の利得に保護回路の動作の結果として利
得の低減を表す係数1/fを乗じたような利得である。こ
の低減係数（reduction factor）ｆは次の式に従う。
Ａ（ω）≫１とすると、この式は次のように簡約でき
る。
る。
gb＝g1K（ｆ−１） 満足すべき保護動作を得るには低減係数は大きくしなけ
ればならないので、 gb≫g1K …（４） となる。また、式（３）を書き直すと次の通りとなる。
ればならないので、 gb≫g1K …（４） となる。また、式（３）を書き直すと次の通りとなる。
増幅器は保護回路が作動状態の時に安定を保つべきなの
で、式（５）は安定基準を満たさねばならない。このこ
とは、ナイキスト線図の−１なる点が囲まれるべきでな
いことを意味する。安定度に関しては、式（５）を満た
す増幅器は、一定の利得係数g1を無視すると、係数（Kg
1＋gb）のフィードバックを受ける利得Ａ（ω）/g1の増
幅器と見做すことができ、このような増幅器のブロック
図が第５図に示されている。第２図及び第３図に示した
状態では、Ａ（ω）なる利得の増幅器に対して安定動作
の為に最大帰還係数Kmaxの条件が考慮されねばならなか
ったが、増幅部11の増幅特性Ａ（ω）/g1の角周波数ω
２における前述した12dB/オクターブのロールオフ（第6
a図も参照）に鑑み、第５図のブロック図においては同
様の考え方で増幅部11に対して安定動作の為に最大帰還
係数Kmax・g1の条件を考慮しなければならない。
で、式（５）は安定基準を満たさねばならない。このこ
とは、ナイキスト線図の−１なる点が囲まれるべきでな
いことを意味する。安定度に関しては、式（５）を満た
す増幅器は、一定の利得係数g1を無視すると、係数（Kg
1＋gb）のフィードバックを受ける利得Ａ（ω）/g1の増
幅器と見做すことができ、このような増幅器のブロック
図が第５図に示されている。第２図及び第３図に示した
状態では、Ａ（ω）なる利得の増幅器に対して安定動作
の為に最大帰還係数Kmaxの条件が考慮されねばならなか
ったが、増幅部11の増幅特性Ａ（ω）/g1の角周波数ω
２における前述した12dB/オクターブのロールオフ（第6
a図も参照）に鑑み、第５図のブロック図においては同
様の考え方で増幅部11に対して安定動作の為に最大帰還
係数Kmax・g1の条件を考慮しなければならない。
即ち、 Kg1＋gb≦Kmaxg1 又は gb≦（Kmax−Ｋ）g1 …（６） したがって安定基準（６）は利得gbの比較的小さな値を
必要とするが、一方基準（４）は、高い利得低減を達成
するために利得gbが十分高いことを必要とする。これ等
２つの要求はＫの値が小であるという以外は互に相反す
るように見え、したがって、この方法による保護は、増
幅器に負帰還が殆ど加えられない場合にだけ可能である
と云う結論に至るように見える。
必要とするが、一方基準（４）は、高い利得低減を達成
するために利得gbが十分高いことを必要とする。これ等
２つの要求はＫの値が小であるという以外は互に相反す
るように見え、したがって、この方法による保護は、増
幅器に負帰還が殆ど加えられない場合にだけ可能である
と云う結論に至るように見える。
けれども本発明によれば、安定条件（６）は高い周波数
に対して満たされ、また十分に高い利得低減の条件
（４）は低い周波数に対して満たされるので、両方の条
件を満足することが可能である。このように、gbが低い
周波数に対してはg1Kよりも十分大きく、角周波数ωKma
xにおいて（Kmax−Ｋ）g1よりも小さな値にまで減少す
れば、両条件を満足することが出来る。
に対して満たされ、また十分に高い利得低減の条件
（４）は低い周波数に対して満たされるので、両方の条
件を満足することが可能である。このように、gbが低い
周波数に対してはg1Kよりも十分大きく、角周波数ωKma
xにおいて（Kmax−Ｋ）g1よりも小さな値にまで減少す
れば、両条件を満足することが出来る。
条件（６）を満足するために、ループ利得Ａ（ω）/g1
・（Kg1＋gb）（式（５）参照）のモジュラスが１にな
る点は、Ａ（ω２）が180°の位相ずれ（12dB/オクター
ブロールオフ）を呈し始めるω２より十分手前に位置さ
れる。この条件は、項（Kg1＋gb）も位相ずれを生じる
ので、十分ではない。けれども、条件（６）が満足さ
れ、またループ利得のモジュラスが１になる前記点の周
囲で項（Kg1＋gb）がＡ（ω）/g1の位相ずれに対して著
しい位相ずれを加えなければ、増幅器は安定になり、こ
の２番目の条件は、前記の点の近くで項gbを周波数に依
存させないようにすることによって満たされる。
・（Kg1＋gb）（式（５）参照）のモジュラスが１にな
る点は、Ａ（ω２）が180°の位相ずれ（12dB/オクター
ブロールオフ）を呈し始めるω２より十分手前に位置さ
れる。この条件は、項（Kg1＋gb）も位相ずれを生じる
ので、十分ではない。けれども、条件（６）が満足さ
れ、またループ利得のモジュラスが１になる前記点の周
囲で項（Kg1＋gb）がＡ（ω）/g1の位相ずれに対して著
しい位相ずれを加えなければ、増幅器は安定になり、こ
の２番目の条件は、前記の点の近くで項gbを周波数に依
存させないようにすることによって満たされる。
これを図示するために第６図は幾つかの周波数特性を示
すもので、第6a図は利得Ａ（ω）/g1を角周波数ωの関
数として示し、第6b図は保護段の利得gbのモジュラス
を、第6c図は保護回路が作動状態の時の増幅部11のルー
プ利得Ａ（ω）/g1（Kg1＋gb）のモジュラスを示す。
すもので、第6a図は利得Ａ（ω）/g1を角周波数ωの関
数として示し、第6b図は保護段の利得gbのモジュラス
を、第6c図は保護回路が作動状態の時の増幅部11のルー
プ利得Ａ（ω）/g1（Kg1＋gb）のモジュラスを示す。
項g1は一定と見做せるので、特性Ａ（ω）/g1は第３図
に示した特性Ａ（ω）と同じように変化する。増幅器の
負帰還係数はＫで、この係数は、Ａ（ωＫ）/g1がω＝
ωＫに対して1/g1Kに等しく、またω＝ωKmaxに対して
は1/g1Kmaxとなるようなものである。
に示した特性Ａ（ω）と同じように変化する。増幅器の
負帰還係数はＫで、この係数は、Ａ（ωＫ）/g1がω＝
ωＫに対して1/g1Kに等しく、またω＝ωKmaxに対して
は1/g1Kmaxとなるようなものである。
|gb|に関しては、|gb|がω＝０ではgboに等しく、また
ω＝ωKmaxなる角周波数の近くでは式（６）で許される
最大値である（Kmax−Ｋ）g1となるような変化が選ばれ
る（第6b図）。前記の点以外では応答はそれ程重要では
なく、この実施例ではω＝ωｇ迄平坦で、その後は角周
波数ω＝ω４迄6dB/オクターブの傾斜が続く。この周波
数以上では当該応答はω＝ω３迄平坦で、そこから|gb|
は更に下降する。組合せた特性（第6c図）は、初めは平
坦で、角周波数ω１に対する角周波数ωｇの位置に応じ
て１つかまたは２つの区切点を経て、最大は12dB/オク
ターブであって、項gb単独の6dB/オクターブの傾斜に対
する項Kg1＋gbの傾斜によって決まる傾斜に変化し、そ
の後角周波数ω＝ω４以上では、当該周波数でのgbに対
する平坦な特性の結果、6dB/オクターブの割合で下降す
る。このグラフが１の線と交わる角周波数は、傾斜が12
dB/オクターブよりもかなり小さい部分、即ちこの傾斜
が6dB/オクターブである部分に位置しなければならない
ことは明らかであり、この要件は当該状態で満足される
ことがわかる。
ω＝ωKmaxなる角周波数の近くでは式（６）で許される
最大値である（Kmax−Ｋ）g1となるような変化が選ばれ
る（第6b図）。前記の点以外では応答はそれ程重要では
なく、この実施例ではω＝ωｇ迄平坦で、その後は角周
波数ω＝ω４迄6dB/オクターブの傾斜が続く。この周波
数以上では当該応答はω＝ω３迄平坦で、そこから|gb|
は更に下降する。組合せた特性（第6c図）は、初めは平
坦で、角周波数ω１に対する角周波数ωｇの位置に応じ
て１つかまたは２つの区切点を経て、最大は12dB/オク
ターブであって、項gb単独の6dB/オクターブの傾斜に対
する項Kg1＋gbの傾斜によって決まる傾斜に変化し、そ
の後角周波数ω＝ω４以上では、当該周波数でのgbに対
する平坦な特性の結果、6dB/オクターブの割合で下降す
る。このグラフが１の線と交わる角周波数は、傾斜が12
dB/オクターブよりもかなり小さい部分、即ちこの傾斜
が6dB/オクターブである部分に位置しなければならない
ことは明らかであり、この要件は当該状態で満足される
ことがわかる。
前述の状態では、ω＝ωKmaxに対してgb＝（Kmax−Ｋ）
g1と仮定した。けれどもこれは式（６）によるgbの最大
値である。種々のパラメータはバラツキを呈し、更に、
多少とも自由に選べるので（例えばパラメータＫ）、gb
は実際には（Kmax−Ｋ）g1より小さく、このため|gb|の
値は減少し（第6b図の点線）、この結果|A（ω）/g1・
（Kg1＋gb）｜の値は減少し（第6c図の点線）、線|A
（ω）/g1・（Kg1＋gb）｜＝１は、角周波数ωKmaxより
も低い角周波数ω５で交わることになる。従って、特性
gbの平坦部分は周波数ω５を含む程十分に広くなくては
ならない。高い周波数に関しての値（Kmax−Ｋ）g1に対
するgbの減少は、項Kg1が増加するか又はgb（ω１）の
量（値ω＝ω１に対するgb）が減少する場合、又は保護
回路13を経ての負帰還の効果が負帰還路12を経ての負帰
還の効果に比して減少する場合に生じる。項Kg1＋gbに
おいては、このことは周波数依存項gbの位相ずれの効果
の減少を意味する。（Kmax−Ｋ）g1に比してのgb
（ω１）の上記の減少がgb≦Kg1であるようなものであ
るとすると、 |A（ω）/g1・（Kg1＋gb）｜＝１ の点はω＝ωＫにあることになる。
g1と仮定した。けれどもこれは式（６）によるgbの最大
値である。種々のパラメータはバラツキを呈し、更に、
多少とも自由に選べるので（例えばパラメータＫ）、gb
は実際には（Kmax−Ｋ）g1より小さく、このため|gb|の
値は減少し（第6b図の点線）、この結果|A（ω）/g1・
（Kg1＋gb）｜の値は減少し（第6c図の点線）、線|A
（ω）/g1・（Kg1＋gb）｜＝１は、角周波数ωKmaxより
も低い角周波数ω５で交わることになる。従って、特性
gbの平坦部分は周波数ω５を含む程十分に広くなくては
ならない。高い周波数に関しての値（Kmax−Ｋ）g1に対
するgbの減少は、項Kg1が増加するか又はgb（ω１）の
量（値ω＝ω１に対するgb）が減少する場合、又は保護
回路13を経ての負帰還の効果が負帰還路12を経ての負帰
還の効果に比して減少する場合に生じる。項Kg1＋gbに
おいては、このことは周波数依存項gbの位相ずれの効果
の減少を意味する。（Kmax−Ｋ）g1に比してのgb
（ω１）の上記の減少がgb≦Kg1であるようなものであ
るとすると、 |A（ω）/g1・（Kg1＋gb）｜＝１ の点はω＝ωＫにあることになる。
この様に、gbに関する特性の平坦部分が角周波数ωＫよ
りも更に拡がれば安定性の問題はないであろう。しかし
ながら、角周波数ωＫは負帰還係数Ｋに依存する。けれ
ども、安定条件が満足されるように、負帰還係数Ｋに関
して実際にはより正確に規定された値が必要であろう。
実際の例において選ばれた値は、３ω４≦ωKmax≦1/3
ω３であった。
りも更に拡がれば安定性の問題はないであろう。しかし
ながら、角周波数ωＫは負帰還係数Ｋに依存する。けれ
ども、安定条件が満足されるように、負帰還係数Ｋに関
して実際にはより正確に規定された値が必要であろう。
実際の例において選ばれた値は、３ω４≦ωKmax≦1/3
ω３であった。
第７図は第６図の周波数応答を与える保護回路13の実施
例を示す。この保護回路は、出力端子８以外からも他の
入力信号を受けることの出来る周波数に依存しない部分
12aと、周波数応答を決める部分12bとを有する。部分12
aは相互コンダクタンスgmを有し、電流imを供給する。
この電流は、抵抗値Rxの抵抗15と容量Cxのキャパシタ16
とを含むRC回路網により電圧に変換され、この電圧は、
例えばエミッタ・フォロワ等の緩衝増幅器14を介して、
抵抗値Roの抵抗17を通る電流ibに変換される。更に、こ
の回路は、値がCpのスプリアスキャパシタンス117と値
がRpの漏洩抵抗18とを有し、これ等は第6b図の特性のω
＝ωｇとω＝ω３における区切点を左右する。抵抗値Rp
が抵抗値Rxよりも非常に大きいと仮定すると、伝達関数
は近似により次のように書くことができる。
例を示す。この保護回路は、出力端子８以外からも他の
入力信号を受けることの出来る周波数に依存しない部分
12aと、周波数応答を決める部分12bとを有する。部分12
aは相互コンダクタンスgmを有し、電流imを供給する。
この電流は、抵抗値Rxの抵抗15と容量Cxのキャパシタ16
とを含むRC回路網により電圧に変換され、この電圧は、
例えばエミッタ・フォロワ等の緩衝増幅器14を介して、
抵抗値Roの抵抗17を通る電流ibに変換される。更に、こ
の回路は、値がCpのスプリアスキャパシタンス117と値
がRpの漏洩抵抗18とを有し、これ等は第6b図の特性のω
＝ωｇとω＝ω３における区切点を左右する。抵抗値Rp
が抵抗値Rxよりも非常に大きいと仮定すると、伝達関数
は近似により次のように書くことができる。
ここでτ１＝Rp（Cx＋Cp） τ２＝Rx（Cx＋Cp） τ３＝RxCp である。この場合の第6b図の特性の種々のパラメータは
次のとおりである。
次のとおりである。
第８図は第７図に示した保護回路13の実際的な実施例で
ある。保護すべき出力トランジスタTAのコレクタは、抵
抗値R23（例えば0.03Ω）の検知抵抗23を経て正の電源
端子５に接続され、エミッタは出力端子８に接続され、
この出力端子には値RLの終端インピーダンス26が接続さ
れている。トランジスタTAは、過度の電流、過度の電圧
およびこれらの２つの組合せから保護する必要がある
（所謂SOAR保護）。この目的で、コレクタ電流Icは抵抗
23により測定される。この抵抗23は、トランジスタ
T14、T15と、抵抗25と、入力電流源26とを有する電流ミ
ラーの入力回路部分を形成する。
ある。保護すべき出力トランジスタTAのコレクタは、抵
抗値R23（例えば0.03Ω）の検知抵抗23を経て正の電源
端子５に接続され、エミッタは出力端子８に接続され、
この出力端子には値RLの終端インピーダンス26が接続さ
れている。トランジスタTAは、過度の電流、過度の電圧
およびこれらの２つの組合せから保護する必要がある
（所謂SOAR保護）。この目的で、コレクタ電流Icは抵抗
23により測定される。この抵抗23は、トランジスタ
T14、T15と、抵抗25と、入力電流源26とを有する電流ミ
ラーの入力回路部分を形成する。
トランジスタT14及びT15を通る電流と、抵抗23及び25の
電圧との両方または何れか一方が、トランジスタT14とT
15のベース−エミッタ電圧の差がさほど重要とならない
ような大きさの場合には、出力電流Ic15は、抵抗23と25
の電圧が互に略等しくなるような大きさとなるが、この
ことは被測定電流Icの十分に広い範囲に亘って得ること
ができる。この場合、電流Ic15は次のとおりである。
電圧との両方または何れか一方が、トランジスタT14とT
15のベース−エミッタ電圧の差がさほど重要とならない
ような大きさの場合には、出力電流Ic15は、抵抗23と25
の電圧が互に略等しくなるような大きさとなるが、この
ことは被測定電流Icの十分に広い範囲に亘って得ること
ができる。この場合、電流Ic15は次のとおりである。
ここでR23は抵抗23の値、R25は抵抗25の値、IIは電流源
26からの電流の結果としての直流電流項である。
26からの電流の結果としての直流電流項である。
トランジスタTAのコレクタ電圧を測定するために、抵抗
19（値R19）と抵抗20（値R20）とを有する分圧器が電源
端子５と出力端子８との間に接続される。前記の抵抗20
は、トランジスタT12およびT13と、抵抗20および24（値
R24）と、直流電流源27とを持つ電流ミラーの入力回路
における抵抗でもある。抵抗19と20との接続点の電圧
は、ツェナーダイオードとして配されたトランジスタT
11によって制限される。
19（値R19）と抵抗20（値R20）とを有する分圧器が電源
端子５と出力端子８との間に接続される。前記の抵抗20
は、トランジスタT12およびT13と、抵抗20および24（値
R24）と、直流電流源27とを持つ電流ミラーの入力回路
における抵抗でもある。抵抗19と20との接続点の電圧
は、ツェナーダイオードとして配されたトランジスタT
11によって制限される。
２つのトランジスタT12、T13のベース−エミッタ電圧の
差が二次的な役割しか果たさないと仮定した場合は、こ
の電流ミラー内の抵抗20と24の電圧は互に略等しくな
る。この場合、トランジスタT13のコレクタ電流Ic13は
次のとおりである。
差が二次的な役割しか果たさないと仮定した場合は、こ
の電流ミラー内の抵抗20と24の電圧は互に略等しくな
る。この場合、トランジスタT13のコレクタ電流Ic13は
次のとおりである。
ここでI2は入力電流源27からの電流に基づく直流電流項
である。
である。
式（８）と（９）およびIc＝Vo/RL（RLは出力端子８に
接続された負荷の値）からIm＝Ic13＋Ic15に対して次の
式が導かれる。
接続された負荷の値）からIm＝Ic13＋Ic15に対して次の
式が導かれる。
このことは式（７）の相互コンダクタンスgmが であることを意味する。
この点に関して次のことに留意すべきである。即ち、負
荷RLが伝達特性内に現れるので、少なくともωＫ近くの
関係ある周波数範囲においてこの負荷が抵抗の性質を有
すべきである。電流源28からの電流IRは前記の電流Imよ
り差引かれ、これが保護回路の作動点を規定する。電流
Imが電流IRを越えると、その差電流imは、第７図の場合
と同じように、抵抗15とキャパシタ16の直列回路を通っ
て流れ、かくして得られた電圧は、エミッタホロワ−ト
ランジスタT16を有する増幅器14を経て、トランジスタT
16のエミッタと、増幅部10と11との接続点３との間に設
けられた抵抗17に加えられる。点３とアースとの間のベ
ース−エミッタ接合は抵抗17の電流−電圧変換に殆ど影
響を与えない。
荷RLが伝達特性内に現れるので、少なくともωＫ近くの
関係ある周波数範囲においてこの負荷が抵抗の性質を有
すべきである。電流源28からの電流IRは前記の電流Imよ
り差引かれ、これが保護回路の作動点を規定する。電流
Imが電流IRを越えると、その差電流imは、第７図の場合
と同じように、抵抗15とキャパシタ16の直列回路を通っ
て流れ、かくして得られた電圧は、エミッタホロワ−ト
ランジスタT16を有する増幅器14を経て、トランジスタT
16のエミッタと、増幅部10と11との接続点３との間に設
けられた抵抗17に加えられる。点３とアースとの間のベ
ース−エミッタ接合は抵抗17の電流−電圧変換に殆ど影
響を与えない。
第８図の保護回路において、トランジスタT16のベース
は、トランジスタT17によって基準電圧VRを有する点で
クランプされる。この方法は、保護回路の作動が必要な
く、また電流Imが特定の値IRを越えない場合に、保護回
路13の作動を防ぐのに役立つ。クランプ用トランジスタ
T17の導通は、電流源28からの超過電流によって維持さ
れる。実際に、電流Icまたは電圧Voが、抵抗20と23の電
圧降下が不十分であるような大きさである場合には、関
連電流ミラーT14、T15およびT12、T13の出力電流の和は
電流IRよりも小さくなるが電流源28はトランジスタT17
を経て電流を流すことが出来る。電圧V2は、保護回路が
作動されない場合にはトランジスタT16がターンオンさ
れないような大きさである。保護回路が作動されると、
電流Imが値IRを越え、トランジスタT16がターンオンさ
れるので、トランジスタT17はカットオフされる。この
結果、２つの状態（作動時と非作動時）の間の移行が極
めて急峻となる。
は、トランジスタT17によって基準電圧VRを有する点で
クランプされる。この方法は、保護回路の作動が必要な
く、また電流Imが特定の値IRを越えない場合に、保護回
路13の作動を防ぐのに役立つ。クランプ用トランジスタ
T17の導通は、電流源28からの超過電流によって維持さ
れる。実際に、電流Icまたは電圧Voが、抵抗20と23の電
圧降下が不十分であるような大きさである場合には、関
連電流ミラーT14、T15およびT12、T13の出力電流の和は
電流IRよりも小さくなるが電流源28はトランジスタT17
を経て電流を流すことが出来る。電圧V2は、保護回路が
作動されない場合にはトランジスタT16がターンオンさ
れないような大きさである。保護回路が作動されると、
電流Imが値IRを越え、トランジスタT16がターンオンさ
れるので、トランジスタT17はカットオフされる。この
結果、２つの状態（作動時と非作動時）の間の移行が極
めて急峻となる。
第９図は本発明の好ましい実施例を示す。第１および第
２の増幅部10と11は第１図のものと本質的に同じで、対
応部分は同一符号を有する。相互コンダクタンス増幅部
10では、トランジスタT3のコレクタ−ベース間はトラン
ジスタT6のベース−エミッタ接合によって結ばれてい
る。出力増幅部11では、駆動トランジスタT5がトランジ
スタT7と電流源29と共にダーリントン（Darlington）段
として配され、一方出力段自身は、出力トランジスタTA
とTBが同じ導電タイプで、夫々トランジスタT8、T9とダ
ーリントン回路を形成することによって、ダーリントン
出力トランジスタと準コンプリメンタリ（quasicomplem
entary）出力段として配される。この準コンプリメンタ
リ動作は、図に示すようにpnpトランジスタT10とT21を
加えることによって得られる。出力トランジスタTAは第
８図に示した回路と同じで各部分に同じ符号を有する保
護回路13によって保護される。出力トランジスタTBは、
回路13に殆んど対応し且つ対応部分の同じ符号にａを付
けた符号を有する回路13aによって同様にして保護され
る。この回路は第８図の回路と同様に働くが、トランジ
スタT12a〜T15aを含む電流ミラーは相補タイプなので、
電流Imは、トランジスタT22とT23および抵抗30と31を含
む電流ミラーによってトランジスタT16aのベースに反射
される。
２の増幅部10と11は第１図のものと本質的に同じで、対
応部分は同一符号を有する。相互コンダクタンス増幅部
10では、トランジスタT3のコレクタ−ベース間はトラン
ジスタT6のベース−エミッタ接合によって結ばれてい
る。出力増幅部11では、駆動トランジスタT5がトランジ
スタT7と電流源29と共にダーリントン（Darlington）段
として配され、一方出力段自身は、出力トランジスタTA
とTBが同じ導電タイプで、夫々トランジスタT8、T9とダ
ーリントン回路を形成することによって、ダーリントン
出力トランジスタと準コンプリメンタリ（quasicomplem
entary）出力段として配される。この準コンプリメンタ
リ動作は、図に示すようにpnpトランジスタT10とT21を
加えることによって得られる。出力トランジスタTAは第
８図に示した回路と同じで各部分に同じ符号を有する保
護回路13によって保護される。出力トランジスタTBは、
回路13に殆んど対応し且つ対応部分の同じ符号にａを付
けた符号を有する回路13aによって同様にして保護され
る。この回路は第８図の回路と同様に働くが、トランジ
スタT12a〜T15aを含む電流ミラーは相補タイプなので、
電流Imは、トランジスタT22とT23および抵抗30と31を含
む電流ミラーによってトランジスタT16aのベースに反射
される。
トランジスタT16のエミッタは抵抗17を介して点３に直
接に結ばれる。トランジスタT16aのエミッタ電流は、点
３からのトランジスタTBのコンプリメンタリの駆動のた
めに、反転する必要がある。この反転は、トランジスタ
T16aのエミッタを抵抗17aを経て電流ミラーT3、T4の入
力端子に接続し、この電流ミラーが前記トランジスタの
出力端子３へのエミッタ電流を反転することによって行
われる。
接に結ばれる。トランジスタT16aのエミッタ電流は、点
３からのトランジスタTBのコンプリメンタリの駆動のた
めに、反転する必要がある。この反転は、トランジスタ
T16aのエミッタを抵抗17aを経て電流ミラーT3、T4の入
力端子に接続し、この電流ミラーが前記トランジスタの
出力端子３へのエミッタ電流を反転することによって行
われる。
以上の構成において、出力トランジスタTAが過負荷状態
になると、保護回路13のトランジスタT16から電流が出
力され、増幅部11の端子３を介してトランジスタT7及び
T5を駆動するので出力トランジスタTAは非導通方向に駆
動され保護される。一方、出力トランジスタTBが過負荷
状態になると、保護回路13aのトランジスタT16aから電
流が出力される。この電流は増幅部10における電流ミラ
ーのトランジスタT3に流されるので、同電流ミラーのト
ランジスタT4にも同一の電流が流れる。この電流は端子
３から吸収される方向であるので、増幅部11のトランジ
スタT7及びT5は非導通方向に駆動され、これにより出力
トランジスタTBも非導通方向に駆動されて保護される。
になると、保護回路13のトランジスタT16から電流が出
力され、増幅部11の端子３を介してトランジスタT7及び
T5を駆動するので出力トランジスタTAは非導通方向に駆
動され保護される。一方、出力トランジスタTBが過負荷
状態になると、保護回路13aのトランジスタT16aから電
流が出力される。この電流は増幅部10における電流ミラ
ーのトランジスタT3に流されるので、同電流ミラーのト
ランジスタT4にも同一の電流が流れる。この電流は端子
３から吸収される方向であるので、増幅部11のトランジ
スタT7及びT5は非導通方向に駆動され、これにより出力
トランジスタTBも非導通方向に駆動されて保護される。
第１図は本発明による保護回路を用いることができる公
知の増幅器装置のブロック図、 第２図は負帰還を設けた第１図の増幅器装置のブロック
図、 第３図は第２図の増幅器装置の周波数特性、 第４図は保護回路を加えた第２図の増幅器装置のブロッ
ク図、 第５図は第４図の増幅器装置の一部のブロック図、 第６図は第４図の増幅器装置の周波数特性、 第７図は保護回路（第４図）の一例を示すブロック図、 第８図は第７図の保護回路における検出回路の詳細を示
す回路図、 第９図は本発明の好適な実施例の回路図である。 １……第１増幅部の反転入力端子、２……第１増幅部の
非反転入力端子、３……第１増幅部の出力端子または第
２増幅部の入力端子、８……第２増幅部の出力端子、10
……第１増幅部、11……第２増幅部、13……保護回路、
T5……駆動トランジスタ、TA……出力トランジスタ、TB
……出力トランジスタ。
知の増幅器装置のブロック図、 第２図は負帰還を設けた第１図の増幅器装置のブロック
図、 第３図は第２図の増幅器装置の周波数特性、 第４図は保護回路を加えた第２図の増幅器装置のブロッ
ク図、 第５図は第４図の増幅器装置の一部のブロック図、 第６図は第４図の増幅器装置の周波数特性、 第７図は保護回路（第４図）の一例を示すブロック図、 第８図は第７図の保護回路における検出回路の詳細を示
す回路図、 第９図は本発明の好適な実施例の回路図である。 １……第１増幅部の反転入力端子、２……第１増幅部の
非反転入力端子、３……第１増幅部の出力端子または第
２増幅部の入力端子、８……第２増幅部の出力端子、10
……第１増幅部、11……第２増幅部、13……保護回路、
T5……駆動トランジスタ、TA……出力トランジスタ、TB
……出力トランジスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−186816（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−21106（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−68009（ＪＰ，Ａ) 実開 昭53−83054（ＪＰ，Ｕ)
Claims (4)
- 【請求項１】増幅器装置であって、 入力端子と出力端子とを有し、且つ前記増幅器装置の動
作領域内において略平坦な周波数特性を有する第１の増
幅部と、 前記第１の増幅部の出力端子に接続された入力端子と、
出力端子と、少なくとも１個の第１の出力トランジスタ
と、該第１の出力トランジスタを駆動する第１の駆動ト
ランジスタとを有し、且つ利得が第１の角周波数から前
記増幅器装置が最大の帰還係数においても安定に動作す
る第２の角周波数を越える周波数点まで周波数の増加に
伴い6dB/オクターブで低下するように周波数補償された
第２の増幅部と、 前記第２の増幅部の出力端子から前記第１の増幅部の入
力端子への負帰還路と、 前記第１の出力トランジスタを過負荷から保護する過負
荷保護回路と、を具備するような増幅器装置において、 前記過負荷保護回路が、 前記第１の出力トランジスタの出力電流又は出力電圧又
はこれらの組み合せの中の少なくとも何れか一つの値が
所定のレベルを越えたことを検出する検出手段と、 前記値が前記所定のレベルを越えた場合に前記検出手段
により作動され、前記第２の増幅部の出力端子における
信号を、周波数の増加に伴い低下するが前記第２の角周
波数の周りに平坦な部分を有するような周波数特性を持
つ相互コンダクタンス又は利得で増幅し、これにより前
記第２の増幅段を経る開ループ利得のモジュラスが前記
第２の角周波数において１に近づくようにする増幅手段
と、 上記増幅手段の出力信号を前記第２の増幅部の入力端子
における信号から減算する減算手段と、 を具備していることを特徴とする増幅器装置。 - 【請求項２】前記過負荷保護回路は前記第１の出力トラ
ンジスタの出力電圧又は出力電流の中の少なくとも何れ
か一方の尺度である電流を出力する出力端子を具備する
検出回路と、抵抗と容量との直列接続を有し且つ前記検
出回路の出力端子に結合された周波数依存型回路網と、
前記検出回路の出力端子に結合された入力端子と前記第
２の増幅部の入力端子に結合された出力端子とを具備す
るバッファ増幅器とを有することを特徴とする特許請求
の範囲第１項に記載の増幅器装置。 - 【請求項３】前記過負荷保護回路は、更に、前記抵抗と
容量との直列接続に並列に接続されると共に基準電流を
発生する電流源と、前記検出回路の出力電流が前記基準
電流を越えない限り該検出回路の出力端子における電圧
を所定の電位にクランプする単一方向クランプ回路とを
有していることを特徴とする特許請求の範囲第２項に記
載の増幅器装置。 - 【請求項４】前記増幅器装置は前記第１の出力トランジ
スタと共にプッシュプル駆動される第２の出力トランジ
スタを有する一方、前記過負荷保護回路に加えて前記第
２の出力トランジスタを過負荷するための第２の過負荷
保護回路を更に有し、前記第１の増幅部はコレクタ信号
電流が逆位相で前記第２の増幅部に供給されるような差
動対のトランジスタを有し、前記２個の過負荷保護回路
の中の一方の保護回路の出力端子は前記差動対のトラン
ジスタの中の一方のトランジスタのコレクタ回路に結合
され、他方の保護回路の出力端子は前記差動対の他方の
トランジスタのコレクタ回路に結合されていることを特
徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３項の何れか１
項に記載の増幅器装置。
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|---|---|---|---|
| NL8300078A NL8300078A (nl) | 1983-01-11 | 1983-01-11 | Versterkerschakeling. |
| NL8300078 | 1983-01-11 |
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|---|---|
| JPS59135910A JPS59135910A (ja) | 1984-08-04 |
| JPH0738541B2 true JPH0738541B2 (ja) | 1995-04-26 |
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| JP (1) | JPH0738541B2 (ja) |
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1988
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