JPH0738615A - Ｃｎ比測定手段 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 受信信号に無変調部分がなくても、また、準
同期検波された信号に対してでも、復調前にＣ／Ｎ測定
を行う。 【構成】 直交検波器３で検波された、位相変調された
バ−スト信号の同相直交成分ををＡ／Ｄ変換器４で標本
化および量子化し、フィルタ５で波形整形した後にバッ
ファメモリ６に１バースト分蓄積する。ＸＹ−Ｒ² 変換
器７はバッファメモリ６から出力される信号の振幅の２
乗を計算し、セレクタ８では、その値をどの累積加算器
に入力するかを選択する。雑音電力計算部１０では、累
積加算部９から出力される複数個の累積加算値を用いて
受信信号の雑音電力を求め、さらに、Ｃ／Ｎ計算部１１
では、累積加算部９から出力される累積加算値および雑
音電力計算部１０から出力される雑音電力から計算によ
りＣ／Ｎを推定し、出力端子１２からＣ／Ｎ計算部１１
で推定されたＣ／Ｎを出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、衛星通信や移動体衛
星通信システムにおいて受信信号を復調する復調装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のＣＮ比測定方式としては、受信波
を同相、直交検波した後に、検波出力の無変調部分をＡ
／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換されたデータ系列より統計
的にＣ／Ｎを求める方式が提案されている。図１５は従
来のＣＮ比測定器であり、例えば信学技報、CS82-73 (1
982)、”ＴＤＭＡ衛星通信用ＣＮ比測定方式”（水野
他）に記載されている。図１５において、５１は入力端
子であり、５２はＣＮ比測定回路の帯域幅を決定するＢ
ＰＦ、５３、５４はリミッタと乗算器で構成される直交
検波用の位相検出部、５５、５６は高調波成分を除去す
るＬＰＦ、５７は同相検波出力の平均値を２乗する演算
部１、５８は直交検波出力の２乗平均値を計算する演算
部２、５９は直交検波出力の平均値を２乗する演算部
３、６０は演算部２の出力と演算部３の出力を加算する
加算器、６１は同期検波時に使用するタンク、６２は遅
延検波時に使用する遅延素子、６３はタンク６１または
遅延素子６２出力の位相をシフトするπ／２位相シフ
タ、６４は加算器６０出力を２倍する乗算器、６５は演
算部１出力を加算器６０出力または乗算器６４出力で割
る除算器、６６は除算結果を出力する出力端子である。

【０００３】一般に受信信号からＣ／Ｎを求めるにあた
っては、復調された信号のナイキスト点におけるデータ
または、受信信号の無変調部分の同相または直交成分の
平均値を２乗することにより搬送波電力を求めることが
でき、また、分散を求めることによって雑音電力を求め
ることができる。ただし、受信信号の雑音電力は、同相
および直交成分の雑音電力の和であるため、同相または
直交成分を用いて求めた分散を２倍する必要がある。以
上の方法に基づいて受信信号のＣ／Ｎを求める。

【０００４】次に動作について、図１５を参照して説明
する。以下のＣ／Ｎ測定においては、受信信号の無変調
部分のみを用いるものとし、図には、遅延検波の場合も
示したが、簡単のため、同期検波の場合についてのみ説
明する。また、以下の処理において使用するデータの総
ポイント数をＬとし、直交検波され、ＬＰＦを通された
信号の同相および直交成分を各々ｅi 、ｅq とする。さ
らにｘの平均をＥ［ｘ］と表すことにする。受信波ｙ
(t) をＢＰＦ５２に通し、測定回路のＣ／Ｎを受信Ｃ／
Ｎより高くすることで、測定の正確さを確保する。ＴＡ
ＮＫ６１は、ＢＰＦ５２出力から搬送波を再生し、再生
された搬送波（以下、再生搬送波）を出力する。リミッ
タと乗算器で構成される位相検出器１（５３）からは、
ＢＰＦ５２を通された受信波と再生搬送波を用いて直交
検波した受信信号の同相成分が出力され、位相検出器２
（５４）からは、同様にして直交成分が出力される。演
算部１（５７）では、ＬＰＦ１（５５）を通された信号
の同相成分ｅi のＬポイントにわたる振幅の平均の２乗
値（Ｅ［ｅi ］）² を求める。ガウス雑音の性質より、
振幅の平均値を求めることで雑音成分は０となるので、
受信信号の搬送波電力を求めることができる。演算部２
（５８）では、ＬＰＦ２（５６）を通された信号の直交
成分ｅq のＬポイントにわたる振幅の２乗平均値Ｅ［ｅ
q ² ］を求める。演算部３（５９）では、演算部１（５
７）と同様に信号の直交成分のＬポイントにわたる振幅
の平均の２乗値（Ｅ［ｅq ］）² を求める。加算器６０
では演算部２（５８）から出力されるＥ［ｅq ² ］か
ら、演算部３（５９）から出力される（Ｅ［ｅq ］）²
を引くことによって直交成分の分散を求める。乗算器６
４では加算器６０から出力される分散を２倍することで
受信信号の雑音電力を求める。除算器６５では、演算部
１（５７）から出力された搬送波電力を乗算器６４から
出力された雑音電力で割ることによりＣ／Ｎを求め、そ
の値を出力端子６６から出力する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のＣ
Ｎ比測定器では、受信波の無変調部分を用いてＣ／Ｎ測
定を行うため、送信側で送信データに無変調部分を付加
して送信しなければならないという欠点があり、また、
搬送波電力および雑音電力を求めるにあたっては、受信
波の同相または直交成分を用いて計算していたため、図
１５に示されるように、遅延検波または同期検波された
後でないとＣ／Ｎ測定は行えないという欠点があった。
更に、分散の計算においては、１バースト分のデータを
蓄積した後に平均を求め、その値を用いて分散を求める
ために、演算量が多くリアルタイム処理が行えないとい
う欠点があった。

【０００６】この発明は上記のような欠点を解決するた
めになされたもので、サンプリングされたデータ系列を
累積加算することで変調成分を除去することができ、無
変調部分がなくてもＣ／Ｎ測定を行い、受信波の振幅の
２乗値を用いることで、準同期検波された信号に対して
でもＣ／Ｎ測定を行い、また、復調前にＣ／Ｎ測定を行
うことを目的とする。さらに、演算量を減らすことを目
的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係るＣＮ比
測定手段は上記の目的を達成するために、位相変調され
た受信信号を変換しその値に応じた出力を生ずる演算
器、所定のサンプリング周期に対応して前記演算器の出
力を周期的に選択する選択器、上記選択器により選択し
た信号を累積加算する累積加算器、上記累積加算値を用
いて受信信号の電力対雑音電力比を求めるＣ／Ｎ測定部
を備える。

【０００８】第２の発明に係るＣＮ比測定手段は上記の
目的を達成するために、位相変調された受信信号から信
号の同相、直交成分を取り出す直交検波器、前記直交検
波器出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、上記Ａ／Ｄ変
換器出力を変換しその値に応じた出力を生ずる演算器、
所定のサンプリング周期に対応して前記演算器の出力を
周期的に選択する選択器、上記選択器により選択した信
号を累積加算する累積加算器、上記累積加算値を用いて
受信信号の電力対雑音電力比を求めるＣ／Ｎ測定部を備
える。

【０００９】第３の発明に係るＣＮ比測定手段は上記の
目的を達成するために、位相変調された受信信号をＡ／
Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、前記Ａ／Ｄ変換器出力から信
号の同相、直交成分を取り出す直交検波手段、上記直交
検波手段出力を変換しその値に応じた出力を生ずる演算
器、所定のサンプリング周期に対応して前記演算器出力
を周期的に選択する選択器、上記選択器により選択した
信号を累積加算する累積加算器、上記累積加算値を用い
て受信信号の電力対雑音電力比を求めるＣ／Ｎ測定部を
備える。

【００１０】第４の発明に係るＣ／Ｎ測定部は上記の目
的を達成するために、第１の発明〜第３の発明に記載さ
れたＣ／Ｎ測定部において、複数個の累積加算値の比か
らＣ／Ｎを求めるＣ／Ｎ計算部とを備える。

【００１１】第５の発明に係るＣ／Ｎ測定部は上記の目
的を達成するために、第１の発明〜第３の発明に記載さ
れたＣ／Ｎ測定部において、複数個の累積加算値を用い
てその形状を推定し、推定された形状とリファレンスと
を比較することによってＣ／Ｎを決定する比較器とを備
える。

【００１２】

【作用】第１の発明のＣＮ比測定手段は、複数個の累積
加算値を求め雑音電力と信号電力を求め、前記雑音電力
と信号電力からＣＮ比を測定する。

【００１３】第２の発明のＣＮ比測定手段は、まず受信
波を直交検波することによって同相、直交成分に分け、
この信号をＡ／Ｄ変換した後、演算しその演算値より複
数個の累積加算値を求め、さらに、これら複数個の累積
加算値を用いて受信信号の雑音電力を求め、累積加算値
および雑音電力から計算によりＣ／Ｎを推定し出力す
る。

【００１４】第３の発明のＣＮ比測定手段は、まず受信
波をＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換された信号から同相成分
（Ｘ）、直交成分（Ｙ）を取り出した後、演算しその演
算値より複数個の累積加算値を求め、さらに、これら複
数個の累積加算値を用いて受信信号の雑音電力を求め、
累積加算値および雑音電力から計算によりＣ／Ｎを推定
し出力する。

【００１５】第４の発明のＣ／Ｎ測定部は、第１〜第３
の発明のＣ／Ｎ測定部において、複数個の累積加算値か
ら計算によりＣ／Ｎを推定し出力する。

【００１６】第５の発明のＣ／Ｎ測定部は、第１〜第３
の発明のＣ／Ｎ測定部において、複数個の累積加算値を
用いてその形状を推定する。さらに、推定された形状と
リファレンスを比較することによってＣ／Ｎを推定し出
力する。

【００１７】

【実施例】実施例１．図１はこの発明の実施例を示すＣ
Ｎ比測定手段のブロック図であり、図２は図１の動作を
示すフローチャートである。従来、直交検波において
は、受信側で再生した再生搬送波を用いるが、準同期検
波の場合も考慮し、ここでは簡単のために、必ずしも送
信側の搬送波とは同期していない受信機の固定発振器を
用いる場合も直交検波と呼ぶことにする。図１におい
て、１は受信波形の入力端子、２は直交検波用の固定発
振器、３は直交検波器、４は直交検波器３出力の同相、
直交成分をサンプリングおよび量子化するＡ／Ｄ変換
器、５はＡ／Ｄ変換された信号の波形整形を行うフィル
タ、６は波形整形された信号を１バースト分メモリに蓄
えるバッファメモリ、７はバッファメモリ６の出力を用
いて信号の振幅の２乗を計算するＸＹ−Ｒ² 変換器、８
はＸＹ−Ｒ² 変換器７出力をどの加算器に入力するかを
選択するセレクタ、９はＮ個の累積加算器で構成される
累積加算部、１０は累積加算部９から出力される複数個
の累積加算値を用いて受信信号の雑音電力を求める雑音
電力計算部、１１は累積加算部９から出力される累積加
算値および雑音電力計算部１０から出力される雑音電力
から計算によりＣ／Ｎを推定するＣ／Ｎ計算部、１２は
Ｃ／Ｎ計算部１１で推定されたＣ／Ｎを出力する出力端
子、１００はセレクタ８、累積加算部９、雑音電力計算
部１０、および、Ｃ／Ｎ計算部１１で構成されるＣ／Ｎ
測定部である。

【００１８】以下、ＣＮ測定手段の動作について図１に
従い説明する。ここでは、説明を簡単にするために、バ
ーストモードの場合について実施例を示し、図３に示す
ように、メモリに蓄積されるバースト長をＬシンボルと
し、１シンボル当りＮサンプルするものとする。また、
サンプル時における送信側サンプル点との初期位相差は
０（１番目のサンプル点がナイキスト点）であるとす
る。Ａ／Ｄ変換された直交検波器出力の内、ｉ番目のシ
ンボルのｊ番目のサンプル点の同相成分のデータおよび
ノイズを各々Ｘ(i,j）、ｎ１(i,j) とし、直交成分のデ
ータおよびノイズを各々Ｙ(i,j）、ｎ２(i,j) とする(1
≦ｉ≦Ｌ,1≦ｊ≦Ｎ) 。これらをＸＹ−Ｒ² 変換器に通
すことにより求まった信号の振幅の２乗値をＲ(i,j) と
すれば、Ｒ(i,j) は式１のように表すことができる。 Ｒ(i,j) ＝｛Ｘ(i,j)+ｎ１(i,j)}² ＋｛Ｙ(i,j)+ｎ２(i,j)}² （式１） 各シンボルにおけるｊ番目の信号の振幅の２乗値をセレ
クタで抜きだし、累積加算器ｊにおいて１バーストにわ
たって累積した累積加算値をＰｊとすると、Ｐｊは式２
で表される。

【００１９】

【数１】

【００２０】式２において、Ｘ(i,j) とｎ１(i,j）、Ｙ
(i,j) とｎ２(i,j) は各々独立であるので、第３項はＬ
が十分大きいと仮定すれば０になる。また、ｎ１(i,j)
、ｎ２(i,j) ともに全てのｉについて独立であると仮
定すれば、ｎ１(i,j) 、ｎ２(i,j) は各々ｉ番目のシン
ボルのｊ番目のサンプル点におけるノイズの同相、直交
成分であるから、第２項はｊ番目のサンプル点における
ノイズのトータル電力となるが、その電力値はｊによら
ず同じになるので、ここでは、それをＮとおく。以上の
結果より、式２は簡単に式３のようになる。

【００２１】

【数２】

【００２２】式３における第１項について考える。以下
では４相位相シフトキーイング（以下、ＱＰＳＫと呼
ぶ）の場合について説明する。ただし、簡単のため、直
交検波においては送受信の搬送波は同期しているものと
し、周波数差、および初期位相差はないものとし、さら
に、サンプルされた信号の前後各々ｋシンボルまでの符
号間干渉の影響があるとする。

【００２３】図４は直交検波出力の同相または直交成分
を初期位相差＝０として、１シンボル当たりＮサンプル
する様子を示す図である。図４において、実線は振幅
ａ、シンボル周期Ｔの受信信号の波形を示し、ここでは
１，−１からなる一連のデータを送信した場合の受信波
形の例を示している。サンプル点が本来のナイキスト点
からτ（０≦τ≦Ｔ）だけずれていると仮定する。サン
プルされた信号ｙはその時刻における信号成分と符号間
干渉の成分との和で表されるが、送受信合わせたフィル
タのインパルス応答を式４で表すとすれば、一般的にｉ
番目のサンプルされた信号ｙi は、送信データをｄ（−
１又は１）として式５の様に表される。ここでαはフィ
ルタのロールオフ率であり、αを説明するために、送受
信合わせたフィルタの伝達関数の一例を図５に示す。

【００２４】

【数３】

【００２５】これより、Ｘ(i,j）、Ｙ(i,j) は式６、式
７のように表すことができる。

【００２６】

【数４】

【００２７】式６および式７より、式３における第１項
を求めると、

【００２８】

【数５】

【００２９】式８において、ｄi 、ｄi (i≦０,L+1≧
ｉ) は存在しないが、ここでは、後での式の近似を考え
てｄi 、ｄi (i≦０,L+1≧ｉ) はＰＮパターンであると
すれば、

【００３０】

【数６】

【００３１】ここで、ナイキスト点における、信号の振
幅の絶対値を１（２ａ² ＝１）とおき、また、Ｌは十分
大きいとし、データはＰＮパターンであるのでランダム
であるとすると、式９において第２項は第１項に比べて
無視できるため、結局、簡単に式１０の様に近似でき
る。

【００３２】

【数７】

【００３３】よって、Ｐｊは以下のようになる。

【００３４】

【数８】

【００３５】式１１におけるＣｊについて考える。ここ
までは、ＣｊおよびＰｊは離散値として考えていたが、
初期位相差＝０とは限らないので、Ｃｊ、Ｐｊを連続関
数Ｃ（τ) 、Ｐ（τ) (-T/２≦τ≦T/2)として考える。
バースト長Ｌを固定した場合、Ｃ（τ) はロールオフ率
によって一意的に決定されるので、例えば、Ｃ（τ)(-T
/２≦τ≦T/2)をＣ(0) で正規化した値は式１２のよう
に表すことができる。

【００３６】

【数９】

【００３７】今、τ＝０およびｔ１における累積加算値
は各々 Ｐ(0) ＝Ｃ(0) ＋Ｎ （式１３） Ｐ(t1)＝Ｃ(t1)＋Ｎ （式１４） と表すことができる。よって式１２〜式１４より、Ｎに
相当する分を推定すればＣ／Ｎが求まることがわかる。
以下に、Ｎを推定する方法の一例を示す。

【００３８】雑音計算部１０では、図６のように、Ｐ
(0) 、Ｐ(t1)から、Ｎより十分小さい値ｎ0 を減算し、
Ｐ(t1)／Ｐ(0) と既知であるｋ(t1)を比較し、両者の差
が最も小さくなるまで、この動作を繰り返す。ｐ回繰り
返した後に両者の差が最も小さくなったとすると、雑音
電力Ｎは Ｎ ＝ｐ・ｎ0 （式１５） と表すことができる。Ｃ／Ｎ計算部では、雑音計算部１
０から出力される雑音電力Ｎと、ナイキスト点における
累積値Ｐ(0) を用いてまず、信号電力Ｃを求める。 Ｃ(0) ＝Ｐ(0) −ｐ・ｎ0 （式１６） さらに、ＣとＮを用いて以下のようにＣ／Ｎを求める。 Ｃ／Ｎ＝（Ｐ(0) −ｐ・ｎ0 ）／（ｐ・ｎ0 ） （式１７） このＣ／Ｎ計算部１１で求まったＣ／Ｎを出力端子１２
から出力する。

【００３９】以上の検討においては、サンプル点の中に
τ＝０の点があると仮定し、Ｐ(0)、Ｃ(0) を用いてＣ
／Ｎを求めていたが、実際の動作においてはτ＝０の点
があるとは限らない。この場合には、複数個のＰｊの値
から補間等によりＰ（τ)を推定し、Ｐ（τ) が最大に
なる点をτ＝０の点と仮定し、さらにこの推定されたＰ
（τ) においてτ＝ｔ１の点における値を求めることに
よって、同様の処理を行えば良い。

【００４０】実施例２．図７はこの発明の他の実施例を
示すＣＮ比測定手段のブロック図であり、図８は図７の
動作を示すフローチャートである。図７において、入力
端子１、Ａ／Ｄ変換器４、フィルタ５、メモリ６、ＸＹ
−Ｒ² 変換器、Ｃ／Ｎ測定部１００、出力端子１２は実
施例１と同じである。１３はＩＦ（Intermediate Frequ
ency）でＡ／Ｄ変換されメモリに蓄積された信号から同
相成分（Ｘ）、直交成分（Ｙ）を取り出す直交変換器
と、直交変換器と直交変換器出力信号の振幅（Ｒ）の２
乗を求めるＸＹ−Ｒ² 変換回路と、第２の発明記載のＣ
／Ｎ測定部とを備える。

【００４１】実施例１においては、Ｃ／Ｎを行う前に直
交検波により準同期または同期検波を行った信号に対し
てＡ／Ｄ変換を行っていたが、ここでは、ＩＦ信号を直
接Ａ／Ｄ変換し（以下、ＩＦサンプリングと呼ぶ）、Ａ
／Ｄ変換した後に、例えばディジタル乗算等の信号処理
により直交変換を行い同相成分（Ｘ）、直交成分（Ｙ）
を取り出し、実施例１と同様の処理を行う。

【００４２】実施例３．図９はこの発明の他の実施例を
示すＣ／Ｎ測定部のブロック図であり、図１０は図９の
動作を示すフローチャートである。図９において、セレ
クタ８と累積加算部９は実施例１または実施例２と同じ
である。１４は累積加算部部９から出力される複数個の
累積加算値を用いて受信信号のＣ／Ｎを計算するＣ／Ｎ
計算部である。

【００４３】実施例１または実施例２と同様にして、累
積加算部９ではＮ個の累積加算値を求める。Ｐ(0) とＰ
(t1)の比をＰRATE(t1)とすると、式１３および式１４よ
りＰRATE(t1)は式１８のようになる。

【００４４】

【数１０】

【００４５】式１８より Ｘ＝Ｃ／Ｎ＝−（ＰRATE(t1)−１）／（ＰRATE(t1)−ｋ(t1)） （式１９） ここで、前述のようにｋ(t1)はロールオフ率αによって
一意的に決まるので、Ｃ／ＮはＰRATE(t1)によって一意
的に決まることになる。このようにしてＣ／Ｎ計算部１
４ではＣ／Ｎを推定する。

【００４６】実施例３についても実施例１または実施例
２の場合と同様に、サンプル点の中にτ＝０の点がない
場合には、複数個のＰｊの値から補間等によりＰ（τ)
を推定し、Ｐ(0）、およびＰ(t1)の値を求めれば良い。

【００４７】実施例４．図１１はこの発明の実施例を示
すＣ／Ｎ測定部のブロック図であり、図１２は図１１の
動作を示すフローチャートである。図１１において、セ
レクタ８と累積加算部９は実施例１または実施例２と同
じである。１５は累積加算部部９から出力される複数個
の累積加算値を用いてＰの形状を推定する形状推定回
路、１６は形状推定回路１５で推定された形状をリファ
レンスと比較することによりＣ／Ｎを推定する比較器で
ある。

【００４８】実施例３で求まったように、ロールオフ率
を固定にした場合、ＰRATE(t1)はＣ／Ｎによって一意的
に決まることになる。Ｃ／Ｎを変えた場合のＰRATE
（τ) (-T/２≦τ≦T/2)を図１３に示す。ここでは、予
め求めておいた数種類のＰRATE（τ) と、複数個の累積
加算値から求めたＰ１〜ＰＮで構成されるＰの形状を比
較することによりＣ／Ｎを推定する。以下にその方法に
ついて述べる。まず、実施例１と同様にして、累積加算
部９でＮ個の累積加算値を求める。形状推定回路１５で
は、このＮ個の累積加算値の中から複数個の累積加算値
を取りだし、それらを用いて図１４のように補間式等に
よりＰ1 〜ＰN で構成されるＰの形状を推定する。比較
器１６では、形状推定回路１５で推定されたＰの形状と
予め求めておいた数種類のＰRATE（τ) の形状を比較
し、一致または両者の形状が最も近くなった場合に、そ
のＰRATE（τ) のＣ／Ｎを受信信号のＣ／Ｎと判定し、
出力する。

【００４９】その他の実施例１ 実施例１〜実施例４においては、受信信号をバースト毎
に一旦バッファメモリに蓄積した後にＣ／Ｎを求めてい
たが、累積加算するシンボル数が多い方がよりノイズが
平均化され、Ｃ／Ｎ推定精度が向上するので、遅延が許
容されるようなシステムにおいては、例えば２バースト
毎にＣ／Ｎを測定する等、処理するバースト数を増やし
ても良い。また、受信信号をバッファメモリに蓄積せず
に、この処理をリアルタイムで行っても良い。

【００５０】その他の実施例２ 実施例１においては、直交検波において送受信の搬送波
は同期しているものとし、周波数差および初期位相差は
ないものとしていたが、Ｐｊの導出にあたっては、受信
信号の振幅の２乗値を用いて計算を行うため、準同期の
状態でも同様の結果が得られる。

【００５１】その他の実施例３ 実施例１〜実施例４においては、受信信号の振幅の２乗
値を用いて計算を行っていたが、例えば受信信号の振幅
の絶対値を用いても良い。

【００５２】その他の実施例４ 実施例１において、Ｐ(0）、Ｐ(t1)から、Ｎより十分小
さい値ｎ0 を繰り返し減算していたが、 ｜ＰRATE(t1)−ｋ(t1)｜＞＞０ （式２０） の場合には、ｎ0 の値を大きくし、 ｜ＰRATE(t1)−ｋ(t1)｜≒０ （式２１） の場合には、ｎ0 の値を小さくする等の適応処理を用い
ることにより、より速く正確に推定することができる。

【００５３】その他の実施例５ 実施例２および実施例３において、波形整形フィルタは
Ａ／Ｄ変換器の後段においていたが、このフィルタは、
その動作が行える任意の場所（例えばＩＦ帯）に置き換
えても良い。ただし、この場合には、直交検波器で生じ
る高調波を取り除くフィルタが必要であるのはいうまで
もない。

【００５４】

【発明の効果】以上のように、第１の発明によれば、受
信信号を累積する方法を取るために、従来のＣＮ比測定
器に比べ、無変調部分が無くてもＣ／Ｎ測定ができ、ま
た、復調前にＣ／Ｎ測定をリアルタイムで行うことがで
きる。さらに、分散等の演算を行う必要がなく、演算量
を減少させることができ、従来よりも回路構成を簡単に
することができる。

【００５５】以上のように、第２の発明によれば、第１
の発明と同様の効果を得ることができる。

【００５６】以上のように、第３の発明によれば、ＩＦ
受信信号からＣ／Ｎ測定を行うことができるので、ＩＦ
サンプリングデータから復調を行う復調器に対しても適
用することができ、この場合、ベースバンド信号を作る
必要がなくなるため、従来よりも回路構成を簡単にする
ことができ、さらに、第１の発明と同様の効果を得るこ
とができる。

【００５７】以上のように、第４の発明によれば、第１
の発明〜第３の発明と同様の効果を得ることができる。

【００５８】以上のように、第４の発明によれば、第１
の発明〜第３の発明と同様の効果を得ることができ、さ
らに、補間の後にリファレンスと比較することでさらに
精度良くＣ／Ｎを測定することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１を示すＣＮ比測定器のブロ
ック図。

【図２】図１の動作を示すフローチャート。

【図３】バーストとサンプルの様子を説明する図。

【図４】受信信号を１シンボル当りＮサンプルする動作
を説明する図。

【図５】フィルタのロールオフ率αを説明する図。

【図６】Ｐ（τ）の形状を示す図。

【図７】この発明の実施例２を示すＣＮ比測定器のブロ
ック図。

【図８】図７の動作を示すフローチャート。

【図９】この発明の実施例３を示すＣ／Ｎ測定部のブロ
ック図。

【図１０】図９の動作を示すフローチャート。

【図１１】この発明の実施例４を示すＣ／Ｎ測定部のブ
ロック図。

【図１２】図１１の動作を示すフローチャート。

【図１３】ＰRATE（τ) の一例を示す図。

【図１４】Ｐの形状を推定する方法を説明する図。

【図１５】従来例のＣＮ比測定器のブロック図。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 固定発振器 ３ 直交検波器 ４ Ａ／Ｄ変換器 ５ フィルタ ６ バッファメモリ ７ ＸＹ−Ｒ² 変換器 ８ セレクタ ９ 累積加算部 １０ 雑音電力計算部 １１ Ｃ／Ｎ計算部 １２ 出力端子 １３ 直交変換器 １４ Ｃ／Ｎ計算部 １５ 形状推定回路 １６ 比較器 ５１ 入力端子 ５２ ＢＰＦ ５３ 位相検出部１ ５４ 位相検出部２ ５５ ＬＰＦ１ ５６ ＬＰＦ２ ５７ 演算部１ ５８ 演算部２ ５９ 演算部３ ６０ 加算器 ６１ ＴＡＮＫ ６２ 遅延素子 ６３ π／２位相シフタ ６４ 乗算器 ６５ 除算器 ６６ 出力端子 １００ Ｃ／Ｎ測定部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 位相変調された受信信号を変換しその値
   に応じた出力を生ずる演算器、所定のサンプリング周期
   に対応して前記演算器の出力を周期的に選択する選択
   器、上記選択器により選択した信号を累積加算する累積
   加算器、上記累積加算値を用いて受信信号の電力対雑音
   電力比を求めるＣ／Ｎ測定部を備えたことを特徴とする
   ＣＮ比測定手段。
2. 【請求項２】 位相変調された受信信号から信号の同
   相、直交成分を取り出す直交検波器、前記直交検波器出
   力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、上記Ａ／Ｄ変換器出
   力を変換しその値に応じた出力を生ずる演算器、所定の
   サンプリング周期に対応して前記演算器の出力を周期的
   に選択する選択器、上記選択器により選択した信号を累
   積加算する累積加算器、上記累積加算値を用いて受信信
   号の電力対雑音電力比を求めるＣ／Ｎ測定部を備えたこ
   とを特徴とするＣＮ比測定手段。
3. 【請求項３】 位相変調された受信信号をＡ／Ｄ変換す
   るＡ／Ｄ変換器、前記Ａ／Ｄ変換器出力から信号の同
   相、直交成分を取り出す直交検波手段、上記直交検波手
   段出力を変換しその値に応じた出力を生ずる演算器、所
   定のサンプリング周期に対応して前記演算器出力を周期
   的に選択する選択器、上記選択器により選択した信号を
   累積加算する累積加算器、上記累積加算値を用いて受信
   信号の電力対雑音電力比を求めるＣ／Ｎ測定部を備えた
   ことを特徴とするＣＮ比測定手段。
4. 【請求項４】 複数個の累積加算値の比からＣ／Ｎを求
   めるＣ／Ｎ測定部を備えたことを特徴とする請求項第１
   項及び請求項第２項及び請求項第３項に記載のＣＮ比測
   定手段。
5. 【請求項５】 複数個の累積加算値の形状からＣ／Ｎを
   求めるＣ／Ｎ測定部を備えたことを特徴とする請求項第
   １項及び請求項第２項及び請求項第３項に記載のＣＮ比
   測定手段。