JPH074070B2 - 電圧形インバ−タの出力電圧ベクトル検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多相ブリッジ結線された複数の半導体スイッ
チのアームからなる電圧形インバータの出力電圧をベク
トルとして検出する装置に関する。

〔従来技術とその問題点〕

高性能な交流機の可変速制御としてベクトル制御が知ら
れている。ベクトル制御は、電動機の電流，電圧などを
空間ベクトル量とみなし、固定子巻線上から観測すると
交流量となっているこれらの量を、電動機の回転磁界上
から観測（座標変換）して直流量に変換し、これを磁界
に平行な成分と直交する成分とに分解してそれぞれを独
立に制御するものである。

このようなベクトル制御を実現する制御装置において
は、しばしば電圧，電流のベクトルを任意の座標軸を基
準とする量に変換することが要求される。

第３図はこの種の従来の電圧ベクトル検出装置を示すブ
ロック図である。１は電圧形インバータであり、このイ
ンバータの交流出力端子a,b,cには３相誘導電動機が接
続されている。電圧形インバータ１は直流入力端子P,N
間に平滑コンデンサ12を備え、図示されていない直流電
源部に接続されている。第２図に示すように、電圧形イ
ンバータ１は３相ブリッジ結線された６つのアームから
構成されていて、各アームは例えばそれぞれダイオード
D_U〜D_Zを逆並列接続されたトランジスタT_U〜T_Zからな
り、個々のトランジスタは図示されていないPWM制御回
路からの制御パルス信号にしたがってオン・オフ制御さ
れる。

電圧形インバータ１の出力電圧，電動機の二次鎖交磁束
を空間ベクトル₁，₂とみなして、これらをベクトル
図で示すと第４図のようになる。α−β直交座標系は、
例えばα軸を固定子のａ相巻線軸方向にとった固定座標
系であり、Ｍ−Ｔ直交座標系はＭ軸は磁束ベクトル₂
の方向にとった回転座標系である。磁束ベクトル₂の
位置はＭ軸がα軸に対してなす角度φで表すことができ
る。ベクトル₁は、α−β座標系の成分ｖ_α,v_βとし
て、あるいは、Ｍ−Ｔ座標系の成分v_M，v_Tにて表すこと
もできる。

インバータの出力電圧は、各相の交流出力端子a,b,cに
接続された絶縁増幅器３によって、先ず３相交流量であ
る線間電圧v_ab，v_bcとして検出される。絶縁増幅器３に
より３相量として検出された線間電圧v_ab，v_bcは、絶縁
増幅器３の後段に接続された３相/2相変換器４により、 なる式にてα−β座標系の成分ｖ_α,v_βにて表されたベ
クトル量に変換される。例えば、図示されていない磁束
演算手段により推定演算された磁束ベクトル₂の位置
角度φが関数発生器５に導かれ、この関数発生器は角度
φの余弦値cosφ，正弦値sinφを出力する。３相/2相変
換器４が求めたα‐β座標系の成分ｖ_α,v_βとしてのベ
クトル量を、Ｍ軸の位置角度の情報cosφ,sinφをもと
に、次の（２）式に従って、Ｍ―Ｔ座標系の成分v_M，v_T
としてのベクトル量に変換するのがベクトル回転器６で
ある。

この得られたv_M，v_TをCPUにて処理する場合にはA/D変換
器７によってディジタル量に変換され、データバス８を
介して図示されていないCPUに導かれる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述の従来の検出装置の場合は、原理的には直接的に電
圧を検出しているので、高い精度を得る可能性はあるに
しても、構成されるハードの特性により精度が大幅に低
下する。特に、トランジスタ電圧形PWMインバータの場
合、キャリア周波数が高くて電圧変化率dv/dtが大きい
ため、PWM波形のパルスの幅が狭くなると、通常の絶縁
増幅器では波形を忠実に伝達するのは難しい。この問題
をPWM波形の１つのパルスについての絶縁増幅器の入出
力波形を示す第５図を参照しながら説明する。この図に
おいて実線は絶縁増幅器の入力波形を示し、鎖線は出力
波形を示す。同図（ａ）のようにパルス幅が広い場合に
は平均値は変化しないが位相にずれが生じる。一方、同
図（ｂ）のようにパルス幅が狭くなると、位相、平均値
がともに大幅に変化する。特に、低速時には基本波電圧
が低くなってパルス幅が非常に狭くなるため、誤差が大
きくなる。更に、第３図の構成の場合、絶縁増幅器３の
後段に多数のアナログ回路が接続されているため、これ
らアナログ素子の周波数特性や，ゲイン誤差，オフセッ
ト誤差などが影響し、総合的にみて電圧検出に誤差が生
ずる可能性は大である。

そして、以上の問題点を解決する一つの方法として、周
波数特性が良くてオフセット電圧などが小さい高性能な
素子を用いざるを得ず、入手が困難であったり、あるい
は入手できても非常に大きなコストの増加をもたらして
いた。

本発明の目的は、電圧形インバータの出力電圧をベクト
ル量として精度良く検出し，検出された電圧ベクトルを
任意の座標軸上の成分として表すことのできる簡単で安
価な装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、本発明によれば、次の構成によって達成さ
れる。即ち、 多相ブリッジ結線された複数の半導体スイッチのアーム
からなる電圧形インバータの出力電圧をベクトルとして
検出する装置において、インバータ直流入力電圧源の中
間点を基準とするインバータ各相交流出力端子の電位極
性を検出し、その検出した個々の極性信号の組合せによ
りモードを判定するモード判定手段と、該手段によって
判定されたモードに応じて個々のモード毎に定まった角
度値と前記座標軸の位置を示す角度値との差の余弦値お
よび正弦値に相当する出力信号を発生する関数発生手段
とを備えていることである。

〔作用〕

電圧形インバータの出力電圧ベクトルは、瞬時的には、
特定の角度位置しか取り得ず、直流入力電圧によって決
まる大きさを持つ。例えば３相ブリッジ形インバータの
場合、第６図（ａ）に示すように、ａ相巻線軸（第４図
α軸）を基準にすると、出力電圧ベクトルの角度位置θ
は、0,π/3,2π/3,π,4π/3,5π/3の６つしか取り得
ず、図にはそれぞれ順番にモード番号１〜６が付されて
いる。第６図（ｂ）は、インバータ直流入力電圧源の中
間点を基準とするインバータ各相出力端子の電位v_a，
v_b，v_cが180°のパルス幅波形でもって経過した場合に
おけるモードおよび位置角度θの推移を示している。例
えば、鎖線で示された電位v_aの正半波中央軸の前後各π
/6の幅の期間において出力電圧ベクトルはθ＝０の角度
位置にあって、この状態がモード１である。また、電位
v_aの負半波中央軸の前後各π/6の幅の期間において出力
電圧ベクトルはθ＝πの角度位置にあって、この状態が
モード４である。第６図（ｂ）から分かるように、電位
v_a，v_b，v_cの極性の組合せによって、互いに異なる位置
角度θをとる６つのモードが存在する。更に、電位v_a，
v_b，v_cの極性の組合せとしては、第６図（ｂ）の波形に
は存在しないが、PWM波形の場合には電位v_a，v_b，v_cの
極性がいずれも負である場合と、いずれも正である場合
とがあるので、それぞれの状態をモード0,モード７と呼
ぶことにする。両モード0,7の状態は電圧の大きさが０
であり、つまり、第６図（ａ）の原点に存在する大きさ
のない零ベクトルの状態である。

したがって、出力電圧ベクトルの各モード番号にお電位
v_a，v_b，v_cが＋E_d/2にある状態を論理「１」、−E_d/2に
ある状態を論理「０」と表すと、モードの関係は第１表
のようになる。

この表において、モード0,7におけるθの欄におけるＸ
は零ベクトルを意味する。

本発明によれば、上記の基本原理に従って、モード判定
手段は、例えば３相ブリッジ形インバータの場合には、
直流入力電圧源の中間点を基準とする３つの交流出力端
子の電位極性をそれぞれ表す３つの信号を出力する。即
ち、この３つの出力信号の組合せにより、第１表に示し
たように８つのモードうちのいずれのモードであるかが
判定される。関数発生手段は個々のモードによって予め
定まった位置角度（θ）と基準座標軸の位置角度（φ）
との差（ε＝θ−φ）の正弦値と余弦値を相当する出力
信号を発生する。

〔実施例〕

第１図に本発明による電圧ベクトル検出装置の実施例を
ブロック図にて示す。１は電圧形インバータであり、こ
れは、例えば既に従来の技術の説明で参照した第２図に
示されているトランジスタインバータであってよい。イ
ンバータ１は直流入力端子P,N間に平滑コンデンサ12を
備えると共に電圧検出器13を接続されている。インバー
タ１の交流出力端子a,b,cに接続されている負荷２は３
相誘導電動機である。変流器14,15にて検出されたａ相
電流i_aおよびｃ相電流i_cは極性判別回路16に導かれる。
ｂ相電流はi_bは、i_b＝−（i_a＋i_c）にて求めることがで
きる。極性判別回路16はコンパレータからなり、各相の
インバータ出力電流極性を示す信号I_a，I_b，I_cを出力す
る。図示されていない制御パルス発生部からインバータ
１に与えられるインバータ内の個々のトランジスタのオ
ン・オフを指定する制御パルス信号が、上記極性判別回
路16の出力信号と共にモード判別のための論理回路17に
入力される。この論理回路17の原理については後述す
る。

論理回路17が出力するモード信号Ｍは基準座標軸位置の
角度に相当する基準軸角度信号φと共に関数発生器18に
導かれる。関数発生器18はモード信号Ｍに応じた所定の
角度θと基準軸角度信号φにより与えられる角度との差
（ε＝θ−φ）の余弦値cosεおよび正弦値sinεを出力
する。

このようにしてインバータ１の出力電圧ベクトルが検出
される。この場合に、出力電圧ベクトルの大きさはイン
バータ直流入力電圧E_dの関数であるので、インバータ直
流入力電圧E_dが変動する場合には、これを検出して関数
発生器18の両出力に掛算すべきである。基準軸角度信号
φが、例えばα−β固定座標系のα軸に対するＭ−Ｔ回
転座標系のＭ軸の位置角度φとして与えられているもの
とすると、インバータ１の出力電圧ベクトルのＭ軸成分
v_MおよびＴ軸成分v_Tは次の（３）式によって与えられ
る。

ただし、ｋは定数である。この（３）式に従って演算を
実行するのが掛算要素19である。関数発生器18は２つの
ROMにて構成することができ、この場合に掛算要素19は
２つのD/A変換器にて構成することができる。

関数発生器18を２つのROM,すなわちv_M用ROMおよびv_T用R
OMで構成する場合のメモリ空間の一例を第７図に示す。
即ち、この例では各ROMのアドレスはA₀〜A₁₀の11ビット
で指定され、そのうち上位３ビットA₈，A₉，A₁₀は、論
理回路16の出力信号である。a,b,c各相の出力端子電位v
_a，v_b，v_cの極性判別信号によって指定され、下位８ビ
ットはディジタル量として与えられる基準軸角度信号φ
によって指定される、この場合に、０°〜360°の角度
φが16進で０〜FFの整数として与えられるので、分解能
は約1.4°である。全体としてのアドレスA₁₀〜A₀のディ
ジタル値が、 00000000000から00011111111 まで の範囲では、モード０であり、両ROMの記憶データは全
て０であり、また、 11100000000から11111111111 まで の範囲では、モード７であり、両ROMの記憶データは全
て０である。これに対して 00100000000から00111111111 まで の範囲では、モード１であり、両ROMの記憶データは、
下位８ビットが与える数値に対応した角度φ（ラジア
ン）によって各々異なる値となっていて、それぞれ v_M用ROMの場合、 cos（−φ） v_T用ROMの場合、 sin（−φ） にて計算された数値である。モード２〜６に関してもこ
れと同様になっていることが第７図から理解することが
できる。

例えば各相の出力端子電位v_a，v_b，v_cが第８図の３〜５
段目に示すように経過したとすると、先の第１表または
第６図からわかるように、モードおよび角度θは第８図
の1,2段目に示すように推移する。ここで、基準軸位置
角度φの情報としてのcosφ,sinφが第８図の6,7段目に
示すように経過したとすれば、v_M用およびv_T用ROMから
読み出される値は同図の8,9段目に示すように経過す
る。

次に、第２図のトランジスタインバータの一相分（ａ
相）を取り出して示した第９図を参照しながら、インバ
ータ制御パルス信号および電流極性信号を用いた各相の
出力端子電位の検出原理を説明する。

第９図では直流入力端子。a,b間の中間電位点を考慮す
るため平滑コンデンサが２つの部分コンデンサ21,22で
示してある。直流入力電圧はE_dであり、各コンデンサは
E_d/2の電圧に充電されているものとする。

図示の方向に電流i_aが流れているとき、トランジスタT_U
にオンパルスを与え、トランジスタT_Xをオフすると、T_U
に電流が流れるので、出力端子ａの電位は＋E_d/2とな
る。また、同様に図示の方向に電流i_aが流れていると
き，トランジスタT_Uをオフし、トランジスタT_Xにオンパ
ルスを与えると、電流はダイオードD_Xに転流し、出力端
子ａの電位は−E_d/2となる。このように、オンパルスと
出力端子の電位極性とは一致する。このことは電流の流
れる方向が図示と逆のときも成り立つ。

一方、インバータ直流入力電圧の短絡を防止するため
に、T_U，T_Xの双方ともオフするモードがある。このモー
ドのときも電流の流れる方向を見れば、出力端子の電位
極性を検出できる。例えば、図示の方向に電流i_aが流れ
ているときは、電流はダイオードD_Xに流れているため、
出力端子ａの電位は＋E_d/2となる。図示と逆の方向に電
流i_aが流れているときは出力端子ａの電位は−E_d/2とな
る。負荷に＋Ed/2の電圧が加わる。以上のように，各相
出力端子電位の極性は制御回路の内部量であるインバー
タ制御パルス信号と電流実際値の極性から演算できる。

第10図は上記原理を具現した論理回路17の具体的な実施
例を示す。

論理回路17は各相a,b,cに付属した論理回路部分17a,17
b,17cを持つ。各論理回路部分には極性判別回路16から
の該当相電流極性信号I_a，I_b，I_cと共に該当相に属する
アーム対の制御パルス信号，，，，，が入
力される。17aはAND素子171,NOR素子172,173から構成さ
れいる。17b,17cも同じ構成である。制御パルス信号
〜はインバータの該当トランジスタに対してオン指令
であるときは論理「０」、オフ指令であるときは論理
「１」で与えられるものとする。また、電流極性信号
I_a，I_b，I_cは正極性のとき論理「１」、負極性のとき論
理「０」で与えられるものとする。したがって、NOR素
子174から得られるａ相出力端子電位極性信号V_aは第２
表のような関係になる。但し、V_aは論理「１」で該当イ
ンバータ出力端子が正電位、論理「０」で負電位である
ことを表し、表中の，はトランジスタ対が同時オン
の状態に相当し、かゝる状態は制御回路のインターロッ
クで回避されているので実際の動作には関係しない。b,
c相についても同様にして出力端子電位極性を示す出力
信号V_b，V_cが得られる。

第11図はモード判定手段の他の実施例を示し、この場合
には、インバータ１の直流入力側で２つのコンデンサ3
1,32にて中間点Ｍが実際に形成され、インバータ各相出
力端子a,b,cと中間点Ｍとの間の電圧極性がコンパレー
タ33および絶縁回路34によって直接的に検出される。こ
の場合に絶縁はホトカプラを用いて行うことができる。

第12図は第１図における掛算要素19の変形例を示し、電
圧検出器13の出力信号がA/D変換器40によってディジタ
ル量に変換され、関数発生器18の両ディジタル出力と共
にデータバスに接続されていて、図示されていないCPU
により先の（３）式にしたがった演算がソフトで実行さ
れる。

インバータ直流入力電圧が変動しない場合には第１図に
おける電圧検出器13、第12図におけるA/D変換器40は省
略することもできる。

第１図の関数発生器18以降は，座標変換器の一種と考え
られる。以上の例では，磁束軸上に電圧ベクトルを座標
変換したが，磁束軸に限らず，任意の軸を用いてもよ
い。例えば，電流ベクトル軸上へ座標変換する場合に
は、φのかわりに，電流ベクトルとα軸との角度を用い
ればよい。

以上述べた実施例中の各種回路は，公知のディジタル技
術，ソフトウェア技術で容易に実現できる。また、実施
例中ではトランジスタインバータを用いて説明したが、
他の変換装置，例えばGTO,SIサイリスタなどを用いた電
圧形インバータにおいても，適用できる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明によれば、モード判定手段（16,3
7;33,34）によってインバータ各相出力端子の電位極性
の組合せに基づいて電圧ベクトルの種類に対応したモー
ドに分解し、その都度におけるモード信号を任意の座標
軸の角度と共に関数発生手段に入力して、電圧ベクトル
の任意の座標軸上の成分を演算しているので、従来技術
のように出力電圧絶縁検出器における波形の正確な伝達
を必要とせず、パルス波形の立ち上がり，立ち下がりさ
え正確に伝達しさえすればよいことから、第５図で説明
した従来技術の欠点は問題にならないので、低い速度ま
で精度良く電圧を演算することができる。

また、本発明による装置は、簡単にディジタル素子で実
現できるため、従来の電圧を直接検出する方式に比べ
て、コストの低廉化が図れるという利点を有する。座標
変換もディジタルで行うことができるので、コストが低
廉でかつ精度の良い演算が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置の実施例を示すブロック図、第２図
は電圧形インバータの一例を示す回路図、第３図は従来
装置の実施例を示すブロック図、第４図は電圧ベクトル
説明のベクトル図、第５図（ａ）および（ｂ）は従来装
置の問題点を説明するための動作波形図、第６図（ａ）
および（ｂ）はそれぞれ本発明原理を説明するためのベ
クトル図およびタイムチャート、第７図は第１図の実施
例で関数発生器として使用される２つのROMについての
メモリ空間説明図、第８図は第１図の実施例の動作説明
のためのタイムチャート、第９図はインバータ出力端子
電位の極性検出原理を説明するためのインバータ部分回
路図、第10図は第１図の実施例におけるモード判定のた
めの論理回路の具体的実施例を示すブロック図、第11図
はインバータ出力端子電位の極性検出によるモード判定
手段の部分について他の実施例を示すブロック図、第12
図は第１図における掛算要素に対する変形例を示すブロ
ック図である。 １……電圧形インバータ、２……負荷（３相誘導電動
機）、12……平滑コンデンサ、13……電圧検出器、14,1
5……変流器、16……電流極性判別回路、17……モード
判定論理回路、18……関数発生器（ROM）、19……掛算
要素（D/A変換器）、33……コンパレータ、34……絶縁
回路、40……A/D変換器。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】多相ブリッジ結線された複数の半導体スイ
   ッチのアームからなる電圧形インバータの出力電圧をベ
   クトルとして検出する装置において、インバータ直流入
   力電圧源の中間点を基準とするインバータ各相交流出力
   端子の電位極性を検出し、その検出した個々の極性信号
   の組合せによりモードを判定するモード判定手段と、該
   手段により判定されたモードに応じて個々のモード毎に
   定まった角度値と前記座標軸の位置を示す角度値との差
   の余弦値および正弦値に相当する出力信号を発生する関
   数発生手段とを備えていることを特徴とする電圧形イン
   バータの出力電圧ベクトル検出装置。
2. 【請求項２】前記モード判定手段は、インバータ各相の
   出力電流の極性を検出する電流極性検出手段と、該手段
   からの各相電流極性信号とインバータの個々のアームの
   半導体スイッチの点消弧を指定する制御パルス信号との
   論理組合せにより、インバータの各相交流出力端子の電
   圧極性を判定する論理回路手段とからなることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項に記載の電圧形インバータの
   出力電圧ベクトル検出装置。
3. 【請求項３】前記モード判定手段は、インバータ直流入
   力電源の中間点とインバータ各相交流出力端子との間電
   圧極性を直接的に検出することを特徴とする特許請求の
   範囲第１項に記載の電圧形インバータの出力電圧ベクト
   ル検出装置。
4. 【請求項４】前記関数発生手段は、前記モード判定手段
   からのモード信号と前記座標軸の位置を示す角度値信号
   とをディジタル信号として受け取り、アドレスの上位ビ
   ット部分を前記モード信号にて、下位ビット部分を前記
   角度値信号にて指定されるディジタルメモリであり、該
   メモリの各アドレスには、上位ビット部分が与えるアド
   レス値で特定されるモードにより予め定まった角度と、
   下位ビット部分が与えるディジタル値に対応した角度と
   の差の余弦値および正弦値が記憶されていることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれかの
   項に記載の電圧形インバータの出力電圧ベクトル検出装
   置。
5. 【請求項５】電圧形インバータの直流入力電圧を検出す
   る電圧検出手段と、該電圧検出手段の出力値を前記関数
   発生手段の両出力値にそれぞれ乗算する手段とを備えて
   いることを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第４
   項のいずれかに記載の電圧形インバータの出力電圧ベク
   トル検出装置。