JPH0740796B2

JPH0740796B2 - 誘導機の二次制御方法

Info

Publication number: JPH0740796B2
Application number: JP59259882A
Authority: JP
Inventors: 行雄北林; 俊昭奥山; 典義高橋; 久弥笹本; 貞彦丹羽
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-12-11
Filing date: 1984-12-11
Publication date: 1995-05-01
Anticipated expiration: 2010-05-01
Also published as: JPS61139294A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、二次励磁制御が可能な巻線形誘導電動機など
の制御方法に係り、特にポンプやフアンなどの可変速駆
動に適した誘導機の制御方法に関する。

〔発明の背景〕

従来、この種の制御装置としては、例えば、文献，宮入
庄太著「パワーエレクトロニクス」丸善,p.170〜171に
記載されている、いわゆるセルビウス装置が知られてい
る。しかしながら、この装置においては、停止時から定
格速度まで広い範囲で可変速しようとすると容量の大き
な逆変換器及び変圧器が必要になり、かつ逆変換器の力
率が低く、逆変換器の制御回路が複雑であるという欠点
があった。

また、イーテイーゼツトエイ，ビーデイ.96（197
5），エイチ・エス,5.239−242におけるフイツク他によ
る“バーンストロームリヒターミツトグーテン
ライスツングスフアクター”（ETZ−A,Bd.96（1975）,
H.Sz,5.239−242,Fick.“Bahn−Stromrichter mit gute
m Leistungsfactor"）と題する文献において論じられて
いるものは、交流電車用モータの駆動用インバータの前
段にチヨツパを備え、交流架線からの交流を直流に変換
するダイオード整流器の入力電流を、前記チヨツパを用
いて正弦波状に、かつ交流入力電圧と同位相（力率1.
0）に制御して力率改善を図っているが、インバータ及
びチヨツパにはやはり電動機容量に見合った大容量のも
のが必要であり、また電動機力率については特に改善が
得られないという欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、速度
制御に必要な変換器の容量が電動機の容量に比して小容
量のものとでき、かつ電動機の力率も含めてシステム全
体の力率の改善が可能な誘導機の二次励磁方式による速
度制御方法を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するため、本発明は、誘導機の二次電流
をチヨツパ制御して速度制御を行なうようにした方式に
おいて、この二次電流を二次誘起電圧に同期して振幅変
調し、これにより誘導機の二次電流波形の制御を行なう
ようにした点を特徴とする。

〔発明の実施例〕

以下、本発明による誘導機の二次制御方法について、図
示の実施例により詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例で、図において、１は回転子
巻線として直交二軸巻線をもち、４組のスリツプリング
とブラシにより２組の二次巻線のそれぞれが独立した回
路として外部に取り出されるようになっている巻線形誘
導電動機（以下、誘導機という）、２はダイオード整流
器、３はゲート・ターンオフ・サイリスタ、トランジス
タなどの自己消弧形スイツチング素子（以下、GTOとい
う）、４は逆流阻止用ダイオード、５はコンデンサ、６
は誘導機１の二次電力を交流電源に回生するためのサイ
リスタ逆変換器、７は逆変換器６の入力電流の変動を抑
制するための直流リアクトル、８は変圧器である。９は
誘導機１に直結された速度検出器、10は速度指令回路で
ある。11は速度検出器９の信号と速度指令信号の偏差を
増幅して電流指令信号を出力する速度調節器である。1
2,13は電流検出器、14は電流検出器12の信号の絶対値を
とるための回路である。15は二次電流波形指令回路であ
り、第２図は詳細に説明するものある。17は二次電流形
指令回路15から送られてくる電流指令信号と電流検出器
12の出力の絶対値信号あるいは電流検出器13の出力信号
とを比較し、GTO3のオン，オフ制御号を出力するヒステ
リシス特性付きの比較器である。18はゲートアンプ、19
は逆変換器６を一定点孤位相にて点孤制御する制御回路
である。上述した部品の２〜4,12〜15,17,18と同一のも
のが、誘導機のもう一方の回転子巻線に対応して１組あ
るが、構成は上述と同一であるので説明は省略する。

次に、動作について説明する。

GTO3は比較器17の出力信号に応じて、オン，オフ制御さ
れる。すなわち比較器17は前記電流指令信号と電流検出
信号とを比較し、後者が前者に比べて所定値以上に増加
した場合にはGTO3をオフさせる信号を出力し、反対に後
者が前者に比べて所定値以下に減少した場合にはGTO3を
オンさせる信号を出力する。

こうして、GTO3がオンしている間は、直流電流Ｉ_ｄはGT
O3を通して流れ、オフしているときダイオード４を通っ
て流れる。ダイオード４に流れる電流Ｉ_d1はコンデンサ
５を充電し、コンデンサの電圧Ｖ_coを高める働きをす
る。その結果、逆変換器６の直流入力電圧との間に差を
生じるとコンデンサ５から逆変換器６に電流が流れるよ
うになる。逆変換器６は点弧制御回路19によって一定点
弧位相にて制御されるため、その直流入力電圧はほぼ一
定である。従ってコンデンサ５の電圧も平均値において
逆変換器６の電圧と等しく、略一定に保持される。

ところで、GTO3がオンされると、これによって直流電流
が増加し、この電流が流れる回路中に蓄われられる磁気
エネルギーが増大する。次にGTO3がオフされると、この
磁気エネルギーが放出され、コンデンサ５を充電する。
すなわち、GTO3、ダイオード４及びコンデンサ５で形成
される回路は、変動する二次電圧、すなわちダイオード
整流器２の出力電圧を一定電圧の直流に変換する作用が
あることが分る。当然のことながら、回路損失を無視す
れば逆変換器側に伝達される電力は誘導機１の二次電力
に等しくなる。従って、例えばポンプやフアンのような
回転数の二乗でトルクが変化する負荷に対しては逆変換
器６で扱うパワーは電動機出力の1/6で済む。

次に、この理由について、さらに詳しく説明する。

周知のように、誘導電動機の二次電圧はすべりに比例
し、二次電流はトルクに比例する。

そこで、電動機の負荷が、上記のようにポンプやフアン
で、その負荷トルクが回転速度の二乗に比例する場合
は、その二次電力P₂（二次電圧×二次電流）、次の
（ａ）式で表わされる。

P₂＝Ｓ・E₂₀・（１−Ｓ）^２・I₂₀…… ……（ａ）ここで、S:すべり E₂₀:S＝１における二次電圧 I₂₀:定格回転速度（Ｓ≒０）における二次電流そこで、次に、すべりＳに対する二次電力P₂について、
その微分dP₂/dSが０になる条件、すなわち、 dP₂/dS＝（１−4S＋3S²）・E₂₀・I₂₀＝０から、この二
次電力P₂の最大値_2mを求めてみると、（Ｓ＝1/3）にお
いて、次の（ｃ）式のようになる。

Ｐ_2m＝4/27×（E₂₀・I₂₀）…… ……（ｃ）ここで、（E₂₀・I₂₀）は定格時における二次入力であ
り、誘導電動機の損失（鉄損、銅損）を無視すれば、誘
導電動機の定格出力に略等しい。

従って、誘導電動機の二次電力P₂は、最大でも定格出力
の4/27、つまり1/6と小さい。

しかしながら、誘導電動機の二次電圧は、すべりに比例
して変化するため、従来技術のセルビウス装置のよう
に、二次回路にダイオード整流器を接続しただけの構成
の場合には、この整流器の出力電圧もすべりに比例して
変化し、二次電力を交流電源側に回生するためのサイリ
スタ変換器（インバータ）の入力電圧も同様に変化して
しまう。

従って、変換器は、この入力電圧が最大値になったとき
にも動作が可能なようにしておく必要がある。そして、
この最大値は、停止状態から始動する場合には（Ｓ＝
１）なので、上記した二次電圧E₂₀になる。

一方、誘導電動機の二次電流は、定格時において最大
（定格時）になるが、この電流は、ダイオード整流器を
介してそのまま変換器に流れるため、変換器は、入力電
流がこの最大値になったときにも動作が可能なようにし
ておく必要がある。

従って、従来技術では、そこで必要とする変換器の容量
として、誘導電動機の二次電圧の最大値と二次電流の最
大値の積で定まる最大電力に対応したものが必要で、こ
の最大電力は、例えば、上記したように、誘導電動機が
始動時、つまり（Ｓ＝１）のとき、二次電圧はE₂₀に、
そして二次電流はI₂₀になるので、結局、定格電力に等
しくなり、従って、誘導電動機の二次電力が最大でも定
格値の1/6にしかならないものにもかかわらず、ほとん
ど定格出力に等しい容量が必要になっている。

一方、本発明では、上記したように、GTO3とダイオード
４、それにコンデンサ５からなるチョッパ回路が設けて
あり、これを、上記したように制御して、誘導機１のす
べりに応じて変化する二次電圧、すなわち、ダイオード
整流器２の出力電圧を、定格時の二次電圧に略等しい一
定電圧の直流に変換しているため、逆変換器６は常に一
定の電圧で動作されており、従って、その入力電圧は定
格時の二次電圧に略等しい値に保たれる。

そして、このとき、逆変換器６を流れる電流は、誘導機
１の二次電力に比例し、直流電圧（＝コンデンサ５の電
圧）に反比例するから、その入力電圧が定格時の電圧を
保っている以上、逆変換器６の入力電力も、誘導機１の
定格二次電力より大きくなることはない。

従って、逆変換器６の容量（設備容量）は、従来技術の
場合の1/6で済むのである。そして、また、この結果、
逆変換器６の電力を扱う変圧器８の容量も、同じく1/6
で済むとになるのである。

また、逆変換器６は一定点弧位相で制御されるため、力
率は一定の高い値に常に保持される。これらのことから
逆変換器６及び変圧器８の容量は電動機出力の20％程度
で済み、容量低減が可能となる。

次に、第２図は二次電流波形指令回路15の一実施例で、
以下、この第２図について説明する。

誘導機の二次巻線に発生する二次電圧V₂を積分器21に通
して二次磁束Φ_２に変換する。この二次磁束Φ_２をA/D
変換器22によりデイジタル量に変換する。該Φ_２に基づ
いて、二次電圧V₂と後述の関係にある信号Ｉ_2A,I_2Bを読
出し専用メモリ（以下、ROMという）23,24から読み出
し、それらの値D/A変換器5,26に入力して波形Ｉ_2A，及
びＩ_2Bを出力させる。

ここで、Φ_２の波形の振幅は常に一定である必要がある
ため、次のような演算処理を積分器21とA/D変換器22の
間で行なう。

ここに、Φ₂₁は積分器21の出力信号、Φ₂₂はもう一方の
回転子巻線（ダイオード整流器２′と接続される側）の
二次電圧を同様の積分器により積分して得られる信号、
Φ_21N及びΦ_22NはΦ₂₁及びΦ₂₂の振幅一定化信号であ
る。なお、Φ₂₁及びΦ₂₂は次式にて表現される。

Φ₂₁＝｜Φ₂|cos（ω₂t＋θ） ………（３） Φ₂₂＝｜Φ₂|sin（ω₂t＋θ） ………（４）ここに、ω_２は二次電圧の角周波数である。

第２図においてD/A変換器25,26は乗算機能をもち、その
入力基準信号に比例して波形Ｉ_2A,I_2Bの振幅を変えるこ
とができる。なお、このようなD/A変換器は周知であ
る。D/A変換器26には基準信号として速度調節器11から
の電流指令信号（以下、τ指令）が加えられる。またD/
A変換器25にはτ指令に応じた信号、或いは独立した信
号（以下、Ｉ_Ｅ指令）が加えられる。このようにして、
二次電圧V₂と同期した信号Ｉ_2A,I_2Bを取り出し、それら
を加算して波形Ｉ_2Cを作る。

続いて絶対値回路27を通して電流指令信号Ｉ_2dを発生さ
せる。これがダイオード整流器２の出力電流を制御する
ための指令信号として二次電流波形指令回路15の出力と
なり、それと電流検出信号との比較を行い、前述のよう
にその偏差に応じてGTO3をオン，オフ制御する。

続いて、二次電流波形制御による力率改善法の原理につ
いて第３図で説明する。図中（ａ）〜（ｃ）はダイオー
ド整流器２における電圧V₂と電流I₂の関係を示し、
（ａ）は遅れ電流、（ｂ）同位相（力率＝1.0），
（ｃ）は進み電流（電動機の励磁電流補償）の場合であ
る。いずれの動作もダイオード整流器２の出力電流を図
示破線のように制御することにより可能である。従っ
て、電動機力率の改善も含めて装置全体の力率を改善す
るためには、（ｃ）のように二次電圧V₂に対して二次電
流I₂を進み位相にして流せばよい。これが本発明の原理
である。

第３図（ｄ）〜（ｆ）に本実施例における二次電流波形
の合成法を示す。（ｄ）に示すＩ_2Bは基本波分であり、
トルクに寄与する成分で、その大きさは前述のτ指令に
より変化する。（ｅ）に示すＩ_2Aは前記基本波分に対し
て２倍周波の波形を基本波分の半周期毎に極性反転した
波形であり、その大きさは前記Ｉ_Ｅ指令により変化す
る。Ｉ_2Aには前記基本波対して90度進み位相の基本波成
分が含まれる。（ｆ）に示す波形Ｉ_2Cは波形Ｉ_2BとＩ_2A
を加算したもので、（ｃ）に示すI₂の波形に類似である
ことが分る。

そこで、二次電流波形指令回路15は、上述の波形合成を
行なう。すなわち、A/D変換器22は、二次磁束φ_２の位
相角量をディジタル信号として出力する。ROM23、24
は、その位相角を入力し、位相角に対応した値を出力す
る。該出力信号は波形Ｉ_2BおよびＩ_2Aの基準信号（振幅
一定）であり、前述のように/A変換器25、26において、
τ指令およびＩ_Ｅ指令により振幅変調し、波形Ｉ_2Bおよ
びＩ_2Aが得られる。さらにこれらの加算により第３図
（ｆ）に示す波形Ｉ_2Cの信号を作り、その後、この信号
の絶対値信号Ｉ_2d出力するようになっており、これによ
り第３図（ｃ）に示す波形I₂の二次電流が得られるよう
にする。つまり、これによりダイオード整流器２の出力
電流Ｉ_ｄは、前述したようにして信号Ｉ_2dに比例して制
御されるが、その結果、二次電流I₂が前記Ｉ_2Cに比例し
たものとなるのである。

電流I₂は、第３図（ｃ）から明らかなように、その基本
波成分が二次電圧V₂に対して進み位相であり、この結
果、誘導機１の二次側から電動機の磁束の発生に関係の
ある励磁電流（無効電流）を供給でき、その結果、誘導
機１の一次側からの励磁電流（無効電流）が減少し、誘
導機１の一次側の力率を改善することができる。

これについて、さらに説明を補足すると、上記したよう
に、比較器17で電流指令信号Ｉ_2dと電流検出信号|I₂|を
比較し、指令信号Ｉ_2dに対して検出信号|I₂|が所定値だ
け増加したときはGTO3をオフさせ、反対に、指令信号Ｉ
_2d対して検出信号|I₂|が所定値だけ減少したときはGTO3
をオンさせる制御が行なわれる。

ここで、GTO3がオンにされたときには、ダイオード整流
器２、２′の出力側が短絡されるため、出力電流は増加
し、反対に、GTO3がオフにされたときには、出力電流は
減少する。

従って、結果として、ダイオード整流器２、２′の出力
電流は、電流指令信号Ｉ_2dによる指令値に追従して制御
されることになり、第３図に示すように、電流指令号Ｉ
_2dに応じて、二次電圧の位相に対する二次電流の位相
を、同位相にも進み位相にも、任意に制御することがで
きることになる。

そこで、いま、進み位相に制御したとすると、誘導機１
の二次側から、誘導機１自体に励磁電流が供給されるこ
とと等価になり、その分だけ誘導機１の一次側から供給
されている励磁電流が減少するので、誘導機１の力率
（一次側）を改善することができる。

なお、同位相に制御したときには、二次側からの励磁電
流の供給は得られないが、少なくとも負の励磁電流が供
給されている状態になることはないため、力率を低下さ
せてしまうことはなく、高い力率を保つことができる。

一方、上記したように、逆変換器６は一定の点弧位相で
制御されているから、一定の高い力率のもとで動作して
おり、従って、力率が低下されることはない。

従って、この実施例によれば、装置全体として、常に高
力率での運転が可能なのである。

なお、従来のセルビウス装置では、定格運転状態では、
逆変換器の直流入力電圧が略0Vになるため、逆変換器の
点弧位相αは略90゜になり、この結果、その力率はほと
んど０になってしまうことになる。そして、また、この
とき、逆変換器には定格電流が流れているため、逆変換
器での無効電力が大きくなっており、装置全体での力率
が大きく低下していたのである。

ところで、GTO3がオンされたときには、誘導機１の二次
側が短絡されることになるが、このときの二次電流は、
誘導機１に存在する漏れインダクタンスにより変化率が
制限され、所定の時定数をもって増加してゆくようにな
る。従って、GTO3のスイッチング周波数を適当に高く選
定しておくことにより、適度な電流値を保つことができ
るので、過電流状態になる虞れは無い。

また、このとき、電流の脈動を伴なうが、これも上記し
たGTO3のスイッチング周波数を高く選定しておくことに
より、所定の許容範囲内に抑えることができ、他方、上
記したように、誘導機１の二次電流は、電流指令信号に
追従して、ほぼ正弦波状に制御されるので、力率低下を
招く虞れはない。

また、このように、正弦波状の二次電流が得られるので
トルク脈動が少なく、且つ、交流電源に現われる高調波
成分を抑えることができる。

なお、ダイオード整流器２、２′の出力側に、周知のよ
うに、リアクトルを挿入しても良く、この場合には、電
流の脈動を更に充分に抑えることができるのは、言うま
でもない。

ここで、２個のROM23,24とD/A25,26を用いて信号Ｉ_2Aと
Ｉ_2Bをそれぞれ独立に作り出し、これらの加算により信
号Ｉ_2Cを得るようにしている理由は、トルク指令τと指
令Ｉ_Ｅとによりトルクと力率を任意に制御し得るように
するためである。

なお、誘導機１のもう一方の回転子巻線に対応した回路
においても、以上と全く同様の動作が行われる。ただ、
二次電圧の位相が他方の巻線に対して90度だけ異なるた
め、二次電流の位相も同様に90度だけ異なるように制御
される点が異なるだけである。

以上のように、この実施例によれば、変換器を小容量の
ものとなし得ると同時に、電動機力率をも改善すること
ができ、交流電源系統の力率改善に役立てることができ
る。

ところで、以上の実施例では、誘導機１としてブラシや
スリツプリング付きの普通の巻線形誘導機を用いた場合
のものであったが、本発明はこれに限らず、二次励磁可
能な誘導機であれば、いかなるモータでも良い。すなわ
ち、２台の誘導機を継続したブラシレス誘導機、また第
４図に示すような共通の固定子鉄心に極数の異なる固定
子巻線を巻回し、かつ回転子バーの数を２つの固定子巻
線の極数の和とした特殊構成のブラシレス誘導機でもよ
い。この第４図は特開昭59−129588号公報で提案されて
いるもので、30はブラシレス誘導機全体を表わし、固定
子28には主巻線31,励磁巻線32の極数の異なる２つの巻
線を備え、回転子29には前述した本数のバー33が設けら
れているものである。

第５図は、前述した二次電流波形指令回路15の他の実施
例で、１は第１図と同一の誘導機、51は回転角検出用の
パルス発信器、52は発振器51のパルス信号を計数するカ
ウンタ、53は交流電源電圧と同期したパルス信号を取り
出すモノマルチ、54は一定周波のパルス信号を出力する
発振器、55は発振器54のパルス信号を計数し、モノマル
チ53の信号によりリセツト動作を行うカウンタ、56はカ
ウンタ55の出力からカウンタ52の出力を減算する減算
器、57,58は減算器56の出力に基づいて前記信号Ｉ_2A,I
_2Bと同様の二次電圧に同期した信号を読み出すROMであ
る。その他は第２図と同一ある。

まず、カウンタ55は、発振器54のパルス信号を計数し、
モノマルチ53の信号によりリセツトが行われるため、こ
の計数値は電源電圧の位相に関係したものとなる。一
方、カウンタ52は発信器51のパルス信号を計数し、同時
に発信器51からの１回転に１回のパルス信号によりリセ
ツトが行われるため、その計数値は回転角位相に関係し
たものとなる。減算器56においては、これら計数値の減
算が行われ、二次電圧の位相に関係した値をもつ信号が
取り出される。したがって、該信号に基づいてメモリ5
7,58から先述の実施例と同様に二次電圧に同期した波形
を読み出すことができ、同様の動作が行える。

次に、第６図は本発明の他の一実施例で、前記実施例に
おいては、誘導機１に、回転子巻線が互いに絶縁された
直交二軸巻線を有するものを用いていたが、この実施例
は３相巻線を有する普通の巻線形誘導機を用い場合のも
のであり、ダイオード整流器２を回転子巻線の一方の線
間に、ダイオード整流器２′をもう一方の線間に接続す
ると共に、２台の独立した逆変換器６、６′と、二次側
に独立した２個の巻線を有する変圧器８′を用い、誘導
機１の二次電力を交流電源に回生するようにしたもので
ある。

従って、この実施例においても、ダイオード整流器２及
び２′の各交流入力電圧の位相を基準に、各出力電流を
第１図の実施例と同様に制御することにより、同様な動
作が得られることになり、この結果、２台の逆変換器
６、６′と、二次側に独立した２個の巻線を有する変圧
器８′を用いたことにより、構成は多少複雑になるが、
第１図の実施例と同様に、逆変換器６、６′及び変圧器
８′の容量が少なくて済み、且つ、力率を充分に向上さ
せることができるという効果を得ることができるのに加
えて、この実施例では、誘導機１として、三相の回転子
巻線を備えた普通の形式の巻線形誘導機を用いることが
でき、コストの上昇を抑えることがきるという効果が得
られる。

なお、この第６図の実施例では、２台の逆変換器６、
６′が用いられているが、それらの容量は、合計して第
１図の実施例の場合と同じく1/6でよいため、それぞれ
の容量は、第１図の実施例の場合の半分、すなわち、1/
12で済み、従って、容量が少なくて済むという効果につ
いては、第１図の実施例と同じく得られることになる。

なお、以上の実施例では、チョッパ回路を必要とし、こ
れにより扱う電力は、二次電圧の最大値と二次電流の最
大値の積のになるので、かなりの容量が必要になるが、
このチョッパ回路の主な構成要素は１個のGTO3であるか
ら、容量に比してコストは僅かであり、従って、上記し
た本発明の効果が失われることはない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、誘導機の二次電
流波形が制御でき、かつ、このとき二次側から励磁電流
が供給できるから、誘導機の力率を任意に制御すること
が可能となり、従来技術の欠点を除き、電源側の力率改
善に役立つ誘導機の二次制御方法を容易に提供すること
がきる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による誘導機の二次制御方法の一実施例
を示す回路図、第２図は本発明における二次電流波形指
令回路の一実施例を示す回路図、第３図（ａ）〜（ｆ）
は動作説明用の波形図、第４図はブラシレス誘導機の一
例を示す説明図、第５図は二次電流波形指令回路の他の
一実施例を示す回路図、第６図は本発明の他の一実施例
を示す回路図である。１……誘導機,2……ダイオード整流器,3……GTO,4……
逆阻止用ダイオード,6……変逆変換器,7……リアクト
ル,8……変圧器,9……速度検出器,10……速度指令回路,
11……速度調節器,12,13……電流検出器,14……絶対値
回路,15……二次電流波形指令回路,17……ヒステリシス
特性付き比較器,18……ゲートアンプ,19……点弧制御回
路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者笹本久弥茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者丹羽貞彦茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (56)参考文献特開昭53−72121（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】巻線形誘導機の二次制御による速度制御方
法において、交流入力側が前記誘導機の二次巻線と接続
される単相入力のダイオード整流器を複数個備え、各整
流器の直流出力側にチョッパ回路を接続し、該チョッパ
の制御により前記整流器の直流側出力電流並びに前記誘
導機の二次電流の瞬時値を前記誘導機の二次電圧に同期
して制御するようにしたことを特徴とする誘導機の二次
制御方法。
【請求項２】巻線形誘導機の二次制御による速度制御方
法において、交流入力側が前記誘導機の二次巻線と接続
される単相入力のダイオード整流器を複数個備え、各整
流器の直流出力側にチョッパ回路を接続し、該チョッパ
の制御により前記整流器の直流側出力電流の瞬時値を前
記誘導機の二次電圧に同期して制御し、前記誘導機の二
次電流を略正弦波とみなすとき、位相角度の０゜から90
゜および180゜から270゜までの電流値が純正弦波より概
ね大きく、また90゜から180゜および270゜から360゜ま
での電流値が純正弦波より概ね小さくなるように制御す
るようにしたことを特徴とする誘導機の二次制御方法。