JPH0743407B2 - 故障検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、自動車用エアバッグ装置等に用いられる起
動用抵抗器の故障検出装置に関し、特に安価で信頼性の
高い故障検出装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来より、自動車用エアバッグ装置においては、衝突時
に瞬時にエアバッグを展開するため、比較的抵抗値の小
さいスクイブと呼ばれる起動用ヒータが用いられてい
る。このような起動用抵抗器は故障が発生すると人命に
かかわるため、抵抗値に異常があるか否かが常に監視さ
れている。

第７図は、例えば特公昭61−57219号公報に記載され
た、自動車用エアバッグ装置における従来の故障検出装
置を示す回路図である。

図において、（１）は自動車に搭載されたバッテリ即ち
直流電源、（２）は直流電源（１）に接続されたエンジ
ン始動用のイグニション（点火）スイッチである。

（３）は点火スイッチ（２）を介して直流電源（１）に
接続された加速度センサ（Ｇセンサ）であり、常開接点
（31）及び抵抗器（32）の並列回路で構成されている。
（４）は接続点ＡでＧセンサ（３）に接続されたエアバ
ッグ展開用のスクイブ（被監視抵抗器）であり、Ｇセン
サ（３）内の抵抗器（32）と共に第１の直列回路を構成
している。

（５）は接続点Ｃで被監視抵抗器（４）に接続された別
のＧセンサであり、Ｇセンサ（３）と同様に常開接点
（51）及び抵抗器（52）の並列回路で構成され、他端は
接地されている。

（６）はＧセンサ（３）及び（５）並びに被監視抵抗器
（４）の各両端に接続され被監視抵抗器（４）の故障を
検出する故障検出回路であり、接続点Ａ及びＣに接続さ
れた直流の差動増幅回路（７）と、この差動増幅回路
（７）の出力端子に接続された比較回路（８）とから構
成されている。

差動増幅回路（７）は増幅度を決定するための抵抗器
（71）〜（74）と演算増幅器（75）とからなり、抵抗器
（71）は接続点Ａと演算増幅器（75）の非反転入力端子
との間、抵抗器（72）はグランドと演算増幅器（75）の
非反転入力端子との間、抵抗器（73）は接続点Ｃと演算
増幅器（75）の反転入力端子との間、抵抗器（74）は演
算増幅器（75）の出力端子と反転入力端子との間にそれ
ぞれ挿入されている。

比較回路（８）は、直流電源（１）を分圧して基準電圧
を決定するための直列抵抗器（81）〜（83）と、抵抗器
（81）及び（82）の接続点が非反転入力端子に接続され
演算増幅器（75）の出力端子が反転出力端子に接続され
た演算増幅器（84）と、抵抗器（82）及び（83）の接続
点が反転入力端子に接続され演算増幅器（75）の出力端
子が非反転入力端子に接続された演算増幅器（85）と、
演算増幅器（84）及び（85）の出力の論理積をとるアン
ドゲード（86）とから構成されている。

（９）は比較回路（８）の出力端子側即ちアンドゲート
（86）の出力端子に接続された警報用のランプである。

次に、第７図に示した従来の故障検出装置の動作につい
て説明する。

自動車の始動により点火スイッチ（２）が閉成される
と、Ｇセンサ（３）、（５）、被監視抵抗器（４）及び
故障検出回路（６）は直流電源（１）により給電され、
常開接点（31）及び（51）が開放されているため、被監
視抵抗器（４）の両端には、直流電源（１）電圧V₁を抵
抗器（32）、（52）及び被監視抵抗器（４）で分圧した
電圧が発生する。

このとき、抵抗器（32）及び（52）の抵抗値R₃及びR₅が
それぞれ数100Ω以上であるのに対し、被監視抵抗器
（４）の抵抗値R₄は数Ωであり、又、電源電圧V₁は約12
Vなので、接続点Ａ及びＣ間の電圧差V_ACは数10mVとな
る。例えば、 R₃＝R₅＝1kΩ R₄＝２Ω とすると、被監視抵抗器（４）の両端電圧V_ACは、 V_AC＝12×2/（1000＋1000＋２） ≒12mV である。

ここで、Ｇセンサ（３）が短絡故障したとすると、 V_AC＝12×2/（1000＋２） ≒24mV となり、又、被監視抵抗器（４）が短絡故障したとする
と、 V_AC＝0V となる。このように０〜数10mVの範囲で変動する電圧値
に基づいて故障の判定を行なうためには、差動増幅器
（75）の増幅度が100程度となるように、抵抗器（71）
〜（74）の抵抗値を調整する必要がある。これにより、
差動増幅回路（７）の出力電圧V₇は、通常は1.2V、Ｇセ
ンサ（３）又は（５）の短絡故障時は2.4V、被監視抵抗
器（４）の短絡故障時には0Vとなる。

従って、比較回路（８）内の抵抗器（81）〜（83）は、
出力電圧V₇が正常時（1.2V）に演算増幅器（84）及び
（85）の出力が共に「Ｈ」レベル、Ｇセンサ（３）又は
（５）の短絡故障時（2.4V）に演算増幅器（84）の出力
が「Ｌ」レベル、被監視抵抗器（４）の短絡故障時に演
算増幅器（85）の出力が「Ｌ」レベルとなるように調整
される。

この結果、アンドゲート（86）の出力は、正常時には
「Ｈ」レベルとなりランプ（９）を消灯状態にするが、
故障時には「Ｌ」レベルとなってランプ（９）を点灯さ
せ、運転手に異常を警報する。

Ｇセンサ（３）、（５）及び被監視抵抗器（４）が正常
のときに自動車が衝突事故を起こした場合は、常開接点
（31）及び（51）が閉成するので、被監視抵抗器（４）
が発熱してエアバッグを展開起動し、運転手を保護する
ことができる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の故障検出装置は以上のように、故障による電圧変
動を検出するために、直流の差動増幅回路（７）の増幅
度を100程度に設定する必要があり、このため、増幅度
が大きいことからノイズに弱いという問題点があった。
又、直流差動増幅の場合は、増幅回路の入力オフセット
電圧等の影響で誤差が生じ易いため、高精度の増幅素子
を用いる必要があるうえ、製造段階での微調整が要求さ
れ、信頼性に欠けると共にコストアップを招くという問
題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、安価で信頼性の高い故障検出装置を得ること
を目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る故障検出装置は、被監視抵抗器とこの被
監視抵抗器に接続点Ａで接続された抵抗器とからなる第
１の直列回路と、接続点Ｂで互いに接続され第１の直列
回路内の抵抗比と同一の抵抗比を有する一対の抵抗器か
らなり、第１の直列回路に並列接続されてバランスされ
たホイートストンブリッジを構成する第２の直列回路
と、ホイートストンブリッジに給電するための直流電源
と、接続点Ａ及びＢに個別に接続されて交互に開閉され
る第１及び第２のスイッチ回路と、これらスイッチ回路
の共通出力端子に接続された直流増幅回路と、第１及び
第２のスイッチ回路の開閉に同期して切換えられる直流
増幅回路の出力電圧の差に基づいて被監視抵抗器の故障
の有無を判定する判定回路とを備えたものである。

又、この発明の別の発明に係る故障検出装置は、更に、
直流増幅回路にフィードバック接続されて直流増幅回路
の出力電圧を調整するための電圧調整回路と、電圧調整
回路と直流増幅回路との間に挿入され第２のスイッチ回
路と同期して開閉される第３のスイッチ回路とを備えた
ものである。

［作用］ この発明においては、バランスされたホイートストンブ
リッジの接続点Ａ及びＢからの電圧を交互に切換えて１
つの直流増幅回路に入力し、この直流増幅回路の出力電
圧差を測定することにより、直流増幅回路の入力オフセ
ット電圧や測定系の回路定数及び素子のバラツキの影響
をなくし、又、製造段階での微調整も不要として、被監
視抵抗器の抵抗値の遷移を正確に検出する。

又、この発明の別の発明においては、第２のスイッチ回
路の閉成により基準側の接続点Ｂの電圧が印加されたと
きには第３のスイッチ回路を閉成し、電圧調整回路を接
続して直流増幅回路の出力電圧を判定回路の入力電圧範
囲の中央値に調整し、第１のスイッチ回路の閉成により
測定側の接続点Ａの電圧が印加されたときには第３のス
イッチ回路を開放し、フィードバック電圧を保持したま
ま電圧調整回路を直流増幅回路から切り離す。これによ
り、直流増幅回路の出力電圧のダイナミックレンジが測
定系以外の素子等の特性変動にも影響されなくなり、更
に正確な故障検出が可能となる。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示す回路図であり、（6A）は
故障検出回路（６）に対応しており、（１）〜（４）及
び（９）は前述と同様のものである。又、故障検出回路
（6A）は、以下の（10）〜（18）から構成されている。

（10）及び（11）は接続点Ｂを介して接続された一対の
抵抗器からなる第２の直列回路であり、各抵抗器（10）
及び（11）の抵抗値R₁₀及びR₁₁は抵抗器（32）及び被監
視抵抗器（４）からなる第１の直列回路の抵抗比と同一
の抵抗比を有するように調整されている。第２の直列回
路は、第１の直列回路に並列接続されてバランスされた
ホイートストンブリッジを構成している。

（12）及び（13）は接続点Ａ及びＢに個別に接続されて
交互に開閉される第１及び第２のスイッチ回路であり、
この場合、それぞれFETで構成されている。（14）は基
準電圧V_REを発生する基準電源である。

（15）は各スイッチ回路（12）及び（13）の共通出力端
子Ｄに接続された直流増幅回路であり、共通出力端子Ｄ
の電圧V_Dと基準電源（14）からの基準電圧V_REとを加算
する加算器（16）と、加算器（16）からの入力電圧Eiを
増幅する増幅器（17）とから構成されている。

（18）は増幅器（17）の出力電圧E_Oに基づいて故障の有
無を判定する判定回路であり、例えばマイクロコンピュ
ータで構成されており、各スイッチ回路（12）及び（1
3）に対しゲート開閉用の制御信号F₁及びF₂を出力する
と共に、故障を判定した場合にはランプ（９）を点灯す
るための駆動信号Ｈを出力するようになっている。

次に、第１図に示したこの発明の一実施例の動作につい
て説明する。

まず、電源電圧をV₁とし、ホイートストンブリッジ内の
抵抗器（３）、（４）、（10）、（11）の抵抗値をそれ
ぞれR₃、R₄、R₁₀、R₁₁とすると、点火スイッチ（２）を
閉成したときの各接続点Ａ及びＢの電圧V_A及びV_Bは、 V_A＝V₁R₄／（R₃＋R₄） …（１） V_B＝V₁R₁₁／（R₁₀＋R₁₁） …（２） で与えられる。ここで、被監視抵抗器（４）の正常時の
抵抗値をR₄ ^*、抵抗値偏差をΔR₄とすると、正常値R₄ ^*か
ら抵抗値偏差ΔR₄だけ変化したときの抵抗値R₄は、 R₄＝R₄ ^*＋ΔR₄ …（３） で表わされる。又、ホイートストンブリッジのバランス
の条件として、被監視抵抗器（４）が正常なときに各直
列回路の抵抗比が等しくなるように抵抗器（10）及び
（11）の抵抗値R₁₀及びR₁₁が設定されているので、 R₄ ^*／R₃＝R₁₁／R₁₀＝α …（４） 但し、α：抵抗比 となる。（１）〜（４）式より、各接続点Ａ及びＢの電
圧V_A〜V_Bは、 V_A＝［αV₁／（１＋α）］（１＋ΔR₄／R₄ ^*） …（５） V_B＝αV₁／（１＋α） …（６） で与えられる。（５）、（６）式から明らかなように、
R₄＝R₄ ^*、即ち、ΔR₄＝０であれば、V_A＝V_Bである。

いま、第１のスイッチ回路（12）が閉成（オン）され、
第２のスイッチ回路（13）が開放（オフ）されたとする
と、 V_D＝V_A となり、直流増幅回路（15）には接続点Ａの電圧V_Aが入
力される。従って、このときの増幅器（17）の入力電圧
及び出力電圧、それぞれEi₁及びE_O1とすると、 Ei₁＝V_A＋V_RE E_O1＝Ｇ（V_A＋V_RE） …（７） 但し、G;増幅器（17）の増幅度 となる。

逆に、第１のスイッチ回路（12）が開放され第２のスイ
ッチ回路（13）が閉成された場合は、 V_D＝V_B となって、接続点Ｂの電圧V_Bが直流増幅回路（15）に入
力される。従って、このときの増幅器（17）の入力電圧
及び出力電圧を、それぞれEi₂及びEo₂とすると、 Ei₂＝V_B＋V_RE Eo₂＝Ｇ（V_B＋V_RE） …（８） となる。

判定回路（18）は、各スイッチ回路（12）及び（13）の
開閉により切換えられた出力電圧Eo₁及びEo₂を、開閉切
換タイミングに同期して取り込み、両者の差電圧ΔEoを
演算する。この差電圧ΔEoは、（５）〜（８）式より、 ΔEo＝Eo₁−Eo₂ ＝αＧV₁ΔR₄／（１＋α）R₄ ^* …（９） で与えられ、抵抗値偏差ΔR₄に比例した値となる。ここ
で、R₃＝1kΩ、R₄ ^*＝３Ω、R₁₀＝100kΩ、R₁₁＝300Ω、
V₁＝10V、α＝3/1000、Ｇ＝100、とし、抵抗値偏差がΔ
R₄＝１Ωであったとすると、（９）式より、差電圧ΔEo
は、 ΔEo＝100（3/1000）/3（１＋3/1000） ≒0.997V となる。即ち、被監視抵抗器（４）の抵抗値R₄の偏差Δ
R₄（＝１Ω）に対して差電圧ΔEo（≒1V）が生じること
が分かる。又、（９）式より、ΔR₄＝０ΩのときΔEo＝
0Vであるから、ΔR₄＝0.1ΩのときΔEo≒0.1Vとなり、
差電圧ΔEoは通常の電子回路で十分に余裕をもって扱う
ことのできるレベルである。

一方、基準電源（14）は、基準電圧V_REを加算器（16）
に入力して増幅器（17）の入力電圧Eiを補正し、直流増
幅回路（15）の出力電圧Eoが、判定回路（18）の判定可
能な電圧範囲内（例えば、０〜5V）に入るようにしてい
る。この判定電圧範囲は、使用される半導体素子等によ
って異なる。

このとき、（７）式で与えられる測定側の出力電圧Eo₁
は、被監視抵抗器（４）の抵抗値R₄によって変動する
が、大きく変動して０〜5Vの電圧範囲を越えても異常値
であることは容易に判定できるので特に支障は無い。し
かし、（８）式で与えられる基準側の出力電圧Eo₂は、
常に０〜5Vの電圧範囲内に有ることが必要であり、基準
電圧V_REはこの点を考慮している。例えば、上述と同様
の条件下で、Ｇ＝100とすると、（８）式より、出力電
圧Eo₂は、 Eo₂＝100（V_B＋V_RE） であり、（１）式より、 Eo₂＝100［V₁R₁₁／（R₁₀＋R₁₁）＋V_RE］ となる。この出力電圧Eo₂は他方の出力電圧Eo₁の中間、
即ち2.5Vであることが望ましく、変動可能な範囲（公
差）は2.5±1V程度である。以上のことから、 1.5≦100（0.003V₁＋V_RE）≦3.5 …（10） が成り立つ。又、基準電圧V_REを、固定電圧V_ROと電源電
圧V₁に従動する電圧（＝0.003V₁）とを加算したものと
考えて、 V_RE＝V_RO−0.003V₁ …（11） とすれば、（10）、（11）式より、固定電圧V_ROの満た
すべき条件は、 15mV≦V_RO≦35mV …（12） となる。（12）式を変形すれば、 V_RO＝25mV±10mV であり、基準電圧V_REは回路技術的に十分余裕のある電
圧であることが分かる。

上記実施例では、１つのＧセンサ（３）のみを用いた
が、第２図のように２つのＧセンサ（３）及び（５）を
用いても同等の効果を奏する。

第２図はこの発明の他の実施例を示す回路図であり、
（14A）は入力端子が接続点Ｃに接続された増幅度が１
の増幅器であり、直流増幅回路（15B）にバイアス電圧
を与えるようになっている。（14B）は増幅器（14A）と
共に故障検出回路（6B）内に設けられて基準電圧V_Rを発
生する基準電源であり、直流増幅回路（15B）の出力電
圧Eoに適当なオフセット電圧を与えている。

この場合、直流増幅回路（15B）は、直列接続された演
算増幅器（17A）及び（17B）と、抵抗器（19A）〜（19
H）とから構成されており、抵抗器（19A）は共通出力端
子Ｄと演算増幅器（17A）の非反転入力端子との間、抵
抗器（19B）は増幅器（14A）の出力端子と演算増幅器
（17A）の非反転入力端子との間、抵抗器（19C）は増幅
器（14A）の出力端子と演算増幅器（17A）の反転入力端
子との間、抵抗器（19D）は演算増幅器（17A）の出力端
子と反転入力端子との間、抵抗器（19E）は演算増幅器
（17A）の出力端子と演算増幅器（17B）の非反転入力端
子との間、抵抗器（19F）は基準電源（14B）と演算増幅
器（17B）の非反転入力端子との間、抵抗器（19G）は増
幅器（14A）の出力端子と演算増幅器（17B）の反転入力
端子との間、抵抗器（19H）は演算増幅器（17B）の出力
端子と反転入力端子との間にそれぞれ挿入されている。

ここで、抵抗器（19A）〜（19H）の抵抗値をそれぞれR_A
〜R_Hとして、 R_A＝R_C＝R_E＝R_G＝R_S …（13） R_B＝R_D＝R_F＝R_H＝R_P …（14） とすると、各スイッチ回路（12）及び（13）がそれぞれ
閉成されたときの出力電圧Eo₁及びEo₂は、 Eo₁＝（V_A−V_C）（R_P／R_S)²＋V_R＋V_OF …（15） Eo₂＝（V_B−V_C）（R_P／R_S)²＋V_R＋V_OF …（16） で与えられる。但し、V_Cは接続点Ｃの電圧である。又、
V_OFは演算増幅器（17A）及び（17B）の入力オフセット
電圧であり、（13）、（14）式で与えられる値からの各
抵抗器（19A）〜（19H）の偏差によって生じる誤差成分
をも含む値である。

又、（15）、（16）式において、 V_AC＝V_A−V_C ＝（V₁−V_C）R₄／（R₃＋R₄） …（17） V_BC＝V_B−V_C ＝（V₁−V_C）R₁₁／（R₁₀＋R₁₁） …（18） であり、これらは、前述の（３）、（４）式、即ち、 R₄＝R₄ ^*＋ΔR₄ R₄ ^*／R₃＝R₁₁／R₁₀＝α を考慮して変形することができる。例えば、抵抗値偏差
ΔR₄のわずかな変動を問題にする場合、 ΔR₄≒０Ω であるから、（17）、（18）式は、近似的に、 V_AC＝α（V₁−V_C）（１＋ΔR₄／R₄ ^*）／（１＋α） …
（19） V_BC＝α（V₁−V_C）／（１＋α） …（20） と表わすことができる。

従って、判定回路（18）で演算される差電圧ΔEoは、
（15）、（16）、（19）、（20）式より、 ΔEo＝α（V₁−V_C）（R_P／R_S)²ΔR₄／（１＋α）R₄ ^* …
（21） で表わされる。ここで、前述と同様に、各抵抗値を、R₃
＝1kΩ、R₄ ^*＝３Ω、R₁₀＝100kΩ、R₁₁＝300Ωとし、R_P
／R_S＝10とする。又、抵抗器（52）の抵抗値R₅を、 R₁₀＞＞R₅（＝R₃）＞＞R₄ とすれば、 V₁−V_C＝V₁/2 ＝10V となり、（21）式は、 ΔEo≒３ΔR₄／R₄ ^* ＝ΔR₄ となる。

従って、ΔR₄＝0.1Ωに対して、ΔEo＝0.1Vが得られ、
前述と同様の感度で故障検出できることが分かる。

こうして、基準側の接続点Ｂの電圧V_Bに対応した出力電
圧Eo₂と、測定側の接続点Ａの電圧V_Aに対応した出力電
圧Eo₁との差電圧△Eoから、被監視抵抗器（４）の変化
分を検出することにより、測定系の特性変動によって影
響されない正確な検出が実現する。

しかしながら、測定系以外の電源電圧V₁が変動したり、
Ｇセンサ（５）内の抵抗器（52）の変動によって接続点
Ｃの電圧V_Cが変動したりすると、（10）式で表わされる
基準側の電圧V_BC（＝V_B−V_C）が変動してしまう。この
結果、出力電圧Eo₂が判定回路（18）の入力電圧範囲
（０〜5V）の中心値（2.5V）からずれてしまい、検出対
象となる接続点Ａ側の出力電圧Eo₁が測定できなくなる
おそれがある。

次に、測定系以外の電源電圧V₁又はＧセンサの抵抗器
（52）等の条件が変動しても、出力電圧Eoを安定にする
ことができるこの発明の別の発明について説明する。

第３図はこの発明の別の発明の一実施例を示す回路図で
あり、（１）〜（18）は第２図と同様のものである。但
し、この場合、増幅器（14A）の入力端子は、基準側の
接続点Ｂに接続されている。

（20）は直流増幅回路（15B）にフィードバック接続さ
れて直流増幅回路（15B）の出力電圧Eoを調整するため
の電圧調整回路であり、演算増幅器（21）と、演算増幅
器（21）の入出力端子間に挿入されたコンデンサ（22）
とから構成されている。

（23）は電圧調整回路（20）と直流増幅回路（15B）と
の間に挿入された第３のスイッチ回路であり、判定回路
（18）からの制御信号F₃により、第２のスイッチ回路
（13）と同期して開閉されるようになっている。

直流増幅回路（15B）の出力電圧Eoは、第３のスイッチ
回路（23）を介して演算増幅器（21）の反転入力端子
（−）に印加され、基準電源（14B）の基準電圧V_Rは、
演算増幅器（21）の非反転入力端子（＋）に印加されて
いる。

電圧調整回路（20）内の演算増幅器（21）から出力され
るフィードバック電圧V_Fは、コンデンサ（22）を介して
自身の反転入力端子（−）に印加されると共に、直流増
幅回路（15B）内の抵抗器（19F）を介して演算増幅器
（17B）の非反転入力端子（＋）に印加されている。

次に、第４図のフローチャート図及び第５図の波形図を
参照しながら、第３図に示したこの発明の別の発明の一
実施例の動作について説明する。

直流増幅回路（15B）に入力される電圧は、接続点Ｄの
電圧V_Dと、バッファアンプ即ち増幅器（14A）の出力電
圧V_E（＝V_B）とである。

従って、直流増幅回路（15B）からの出力電圧Eoは、 Eo＝｛R_B／（R_A＋R_B）｝｛（R_C＋R_D）／R_C｝｛R_F／（R_E
＋R_F）｝ ×｛（R_G＋R_H）／R_G｝（V_D−V_E） ＋｛（R_FR_G−R_ER_H）／R_G（R_E＋R_F）｝V_E ＋｛R_C／（R_C＋R_D）｝｛（R_E＋R_F）／R_E｝V_F＋V
_OF …（22） と表わされる。ここで、各抵抗値R_A〜R_Hは、（13）、
（14）式を満たしているので、（22）式は、 Eo＝（R_P／R_S)²（V_D−V_E）＋V_F＋V_OF …（23） となる。

一方、判定回路（18）からは、第５図のように制御信号
F₁〜F₃が出力され、各スイッチ回路（12）、（13）及び
（23）の動作モードは、 （Ｉ）基準電圧（Eo₂）モード 第１のスイッチ回路（12）がオフ 第２、第３のスイッチ回路（13）、（23）がオン（II）
測定電圧（Eo₁）モード 第１のスイッチ回路（12）がオン 第２、第３のスイッチ回路（13）、（23）がオフの２通
りとなる。

まず、時刻t₀〜t₁において、制御信号F₁がオフ、制御信
号F₂及びF₃がオンになると、第１のスイッチ回路（12）
がオフとなって、第２及び第３のスイッチ回路（13）及
び（23）がオンとなる（第４図のステップS1）。

このとき、動作モードは、基準電圧モード（Ｉ）であ
り、出力電圧Eoは、基準側の接続点Ｂに対応した出力電
圧Eo₂となる（ステップS2）。

又、第２のスイッチ回路（13）の導通により、 V_D＝V_E＝V_B となるため、（23）式より、出力電圧Eo₂は、 Eo₂＝V_F＋V_OF …（24） となる。更に、第３のスイッチ回路（23）の導通によ
り、出力電圧Eo₂が電圧調整回路（20）に入力され、演
算増幅器（21）は、（24）式において、 V_F＋V_OF＝V_R となるようにフィードバック電圧V_Fを調整する。これに
より、出力電圧Eo₂は、判定回路（18）の入力電圧範囲
の中心値である基準電圧V_Rに正確に調整される。

次に、時刻t₁〜t₂において各制御信号F₁〜F₃が反転し、
第１のスイッチ回路（12）がオン、第２及び第３のスイ
ッチ回路（13）及び（23）がオフになると（ステップS
3）、動作モードは測定電圧モード（II）となり、出力
電圧Eoは、測定側の接続点Ａに対応した出力電圧Eo₁と
なる（ステップS4）。

又、第１のスイッチ回路（12）の導通により、 V_D＝V_A V_E＝V_B となるため、（23）式より、出力電圧Eo₁は、 Eo₁＝（R_P／R_S)²（V_A−V_B）＋V_F＋V_OF …（25） となる。

このとき、第３のスイッチ回路（23）がオフとなり、演
算増幅器（21）の入力が得られなくなるが、コンデンサ
（22）により基準動作モード（Ｉ）時のフィードバック
電圧V_Fが保持されているため、（24）式より、 V_F＝Eo₂−V_OF ＝V_R−V_OF …（26） となる。従って、出力電圧Eo₁は、（25）、（26）式よ
り、 Eo₁＝（R_P／R_S)²（V_A−V_B）＋V_R …（27） となる。

（27）式から明らかなように、測定電圧モード時の出力
電圧Eo₁は、常に基準電圧V_Rを中心として、ホイートス
トンブリッジの接続点Ａ及びＢの電圧差（V_A−V_B）を増
幅した値分だけ変動した値となる。従って、基準電圧V_R
を判定回路（18）の入力電圧範囲の中心値に設定してお
けば、電源電圧V₁の変動や、Ｇセンサ（３）及び（５）
の抵抗比の変動等に影響を受けることなく、電圧差（V_A
−V_B）を測定することができ、第２図の場合と同様に、
被監視抵抗器（４）の抵抗値変化を検出することができ
る。

即ち、差電圧ΔEo（＝Eo₁−Eo₂）が、予め設定された許
容変動幅ΔＥ以上であるか否かを判定し（ステップS
5）、 ｜Eo₁−Eo₂｜≧ΔＥ となったときに、駆動信号Ｈを出力して、警報用のラン
プ（９）を点灯させる（ステップS6）。

一方、ステップS5において、差電圧ΔEoが許容変動幅Δ
Ｅの範囲内であると判定された場合は、ステップS1に戻
り、同様の動作を繰り返す。

第５図は、時刻t₃〜t₅の区間において出力電圧Eo₁が許
容変動幅ΔＥを越えたことが検出され、処理動作の遅れ
時間後の時刻t₄において駆動信号Ｈがオンとなった場合
を示す。

上記実施例では、１つのエアバッグシステムの被監視抵
抗器（４）の抵抗値変動を検出する場合を示したが、複
数の被監視抵抗器の抵抗値変動を同時に検出することも
できる。

第６図はこの発明の別の発明の他の実施例の回路図であ
り、２つのエアバッグシステムの故障検出に適用した例
を示す。

この場合、Ｇセンサ（３′）、（５′）及び被監視抵抗
器（４′）からなる第２のエアバッグシステムが、
（３）〜（５）からなる第１のエアバッグシステムと並
列に設けられている。

又、故障検出回路（6D）内には、Ｇセンサ（３′）内の
抵抗器及び被監視抵抗器（４′）と共に第２のホイート
ストンブリッジを構成するための抵抗器（10′）及び
（11′）と、第２のホイートストンブリッジに対応する
第１及び第２のスイッチ回路（12′）及び（13′）と、
第１及び第２のホイートストンブリッジの接続点Ｂ及び
Ｂ′を選択的に増幅器（14A）に接続するための第４の
スイッチ回路（24）及び（24′）とが更に設けられてい
る。

従って、判定回路（18）は、各スイッチ回路に対応した
制御信号F₁〜F₄、F₁′、F₂′及びF₄′により、各ホイー
トストンブリッジに対して、交互に、それぞれ２通りの
動作モードに切換える。

即ち、被監視抵抗器（４）を監視する場合には、第１の
ホイートストンブリッジを選択するため、第４のスイッ
チ回路（24）を駆動するための制御信号F₄がオンとな
り、制御信号F₁′、F₂′及びF₄′は全てオフとなる。こ
のとき、制御信号F₁〜F₃は、第５図のように動作モード
を（Ｉ）及び（II）に切換える。

又、被監視抵抗器（４′）を監視する場合には、第２の
ホイートストンブリッジを選択するため、第４のスイッ
チ回路（24′）を駆動するための制御信号F₄′がオンと
なり、制御信号F₁、F₂及びF₄は全てオフとなる。このと
き、制御信号F₁′、F₂′及びF₃は、第５図のF₁〜F₃と同
様に動作し、２通りの動作モード（Ｉ′）及び（II′）
に切換える。

いずれの場合も、基準電圧モード（Ｉ）又は（Ｉ′）に
おいては、接続点Ｂ又はＢ′に対応した出力電圧Eo₂が
得られ、測定電圧モード（II）又は（II′）において
は、接続点Ａ又はＡ′に対応した出力電圧Eo₁が得られ
る。

このとき、第２のホイートストンブリッジにおける抵抗
器（３′）及び被監視抵抗器（４′）と、抵抗器（1
0′）及び（11′）との抵抗比の相違により、接続点
Ａ′及びＢ′の電圧V_A′及びV_B′がV_A及びV_Bと異なった
としても、出力電圧Eo₁は基準電圧V_Rを中心として変動
するので何ら支障は生じない。

尚、上記各実施例では、各スイッチ回路を切換駆動する
制御信号を判定回路（18）により生成したが、別のタイ
ミング回路（図示せず）により生成してもよい。

又、被監視抵抗器（４）が自動車用エアバッグ装置の起
動用ヒータの場合を示したが、同様に比較的低抵抗値の
ものであれば他の抵抗器に適用しても同等の効果を奏す
ることは言うまでもない。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、被監視抵抗器とこの被
監視抵抗器に接続点Ａで接続された抵抗器とからなる第
１の直列回路と、接続点Ｂで互いに接続され第１の直列
回路内の抵抗比と同一の抵抗比を有する一対の抵抗器か
らなり、第１の直列回路に並列接続されてバランスされ
たホイートストンブリッジを構成する第２の直列回路
と、ホイートストンブリッジに給電するための直流電源
と、接続点Ａ及びＢに個別に接続されて交互に開閉され
る第１及び第２のスイッチ回路と、これらスイッチ回路
の共通出力端子に接続された直流増幅回路と、各スイッ
チ回路の開閉に同期して切換えられる直流増幅回路の出
力電圧の差に基づいて被監視抵抗器の故障の有無を判定
する判定回路とを設けたので、直流増幅回路の入力オフ
セット電圧や計測系の回路定数及び素子のバラツキの影
響がなくなると共に、製造段階での微調整も不要とな
り、安価で信頼性の高い故障検出装置が得られる効果が
ある。

又、この発明の別の発明によれば、更に、直流増幅回路
にフィードバック接続されて直流増幅回路の出力電圧を
調整するための電圧調整回路と、電圧調整回路と直流増
幅回路との間に挿入され第２のスイッチ回路と同期して
開閉される第３のスイッチ回路とを設け、第２のスイッ
チ回路が閉成されているときには電圧調整回路のフィー
ドバックにより直流増幅回路の出力電圧を判定回路の入
力電圧範囲の中央値に調整し、第１のスイッチ回路が閉
成されたときにはフィードバック電圧を保持したまま電
圧調整回路を直流増幅回路から切り離すようにしたの
で、直流増幅回路の出力電圧のダイナミックレンジが測
定系以外の素子等の特性変動にも影響されることがな
く、更に正確で信頼性の高い故障検出装置が得られる効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
はこの発明の他の実施例を示すブロック図、第３図はこ
の発明の別の発明の一実施例を示す回路図、第４図は第
３図内の判定回路の動作を示すフローチャート図、第５
図は第３図の動作を説明するための波形図、第６図はこ
の発明の別の発明の他の実施例を示す回路図、第７図は
従来の故障検出装置を示す回路図である。 （１）…直流電源、（４）…被監視抵抗器 （6A）、（6B）、（6C）、（6D）…故障検出回路 （10）、（11）、（32）…抵抗器 （12）…第１のスイッチ回路 （13）…第２のスイッチ回路 （23）…第３のスイッチ回路 （15）、（15B）…直流増幅回路 （18）…判定回路、（20）…電圧調整回路 Ａ、Ｂ…接続点、Ｄ…共通出力端子 Eo…出力電圧、V_A…接続点Ａの電圧 V_B…接続点Ｂの電圧 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】被監視抵抗器とこの被監視抵抗器に接続点
   Ａで接続された抵抗器とからなる第１の直列回路と、 接続点Ｂで互いに接続され前記第１の直列回路内の抵抗
   比と同一の抵抗比を有する一対の抵抗器からなり、前記
   第１の直列回路に並列接続されてバランスされたホイー
   トストンブリッジを構成する第２の直列回路と、 前記ホイートストンブリッジに給電するための直流電源
   と、 前記接続点Ａ及びＢに個別に接続されて交互に開閉され
   る第１及び第２のスイッチ回路と、 これらスイッチ回路の共通出力端子に接続された直流増
   幅回路と、 前記第１及び第２のスイッチ回路の開閉に同期して切換
   えられる前記直流増幅回路の出力電圧の差に基づいて前
   記被監視抵抗器の故障の有無を判定する判定回路と、 を備えた故障検出装置。
2. 【請求項２】直流増幅回路にフィードバック接続されて
   前記直流増幅回路の出力電圧を調整するための電圧調整
   回路と、 この電圧調整回路と前記直流増幅回路との間に挿入され
   第２のスイッチ回路と同期して開閉される第３のスイッ
   チ回路と、 を備えた特許請求の範囲第１項記載の故障検出装置。