JPH0743895B2

JPH0743895B2 - Ｐｌｌ回路

Info

Publication number: JPH0743895B2
Application number: JP61242241A
Authority: JP
Inventors: 員好江端
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1986-10-13
Filing date: 1986-10-13
Publication date: 1995-05-15
Anticipated expiration: 2010-05-15
Also published as: JPS6396777A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序でこの発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術Ｄ発明が解決しようとする問題点Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用Ｇ実施例 G₁全体の構成と動作（第１図及び第２図） G₂要部の構成（第３図） G₃要部の動作（第４図及び第５図） G₄ノントランキング方式（第６図）Ｈ発明の効果Ａ産業上の利用分野この発明は、バースト状に伝送されてくる情報よりクロ
ックを抽出してデータを抜き取るクロック抽出回路等に
用いて好適なPLL回路に関する。

Ｂ発明の概要この発明は、バースト状に伝送されてくる情報よりクロ
ックを抽出してデータを抜き取るクロック抽出回路等に
用いて好適な少くとも積分型ローパスフィルタを含むPL
L回路において、ローパスフィルタの出力側に引き込み
手段と、ドラムの回転を検出する検出手段とを設け、引
き込み手段でローパスフィルタの出力と検出手段の出力
を比較し、比較誤差信号をローパスフィルタに帰還する
ことにより、高速サーチ時において、全ての速度領域で
安定なPLLのロック動作を実現し、疑似ロックしやすい
状態のテープ等でも安定した引き込みを可能にし、しか
もドラムの回転数がかなりふらふら動いてもPLLを安定
に引き込ませることができるようにしたものである。

Ｃ従来の技術バースト状の情報の伝送システムとして、例えば、等角
間隔、つまり180度の角間隔を保ってテープ案内ドラム
の周辺部に複数個の回転ヘッドが配置され、磁気テープ
がテープ案内ドラムの周辺のその180度角範囲よりも狭
い例えば90度角範囲にわたって巻き付けられた記録再生
装置が考えられる。

このような記録再生装置において、ノーマル再生時に回
転ヘッドより再生されて得たRF信号は、回転ヘッドが略
々テープに接触する期間だけ信号レベルが大きくなるバ
ースト状の信号波形をしている。このようなRF波形が波
形等化され、更に波形整形されてPLL回路に供給され
る。

PLL回路はRF波形のレベルが十分に大きいときは、ロッ
クして安定状態にあるも、RF信号のレベルが非常に小さ
い（実質的に信号のない部分）ときはロックせずにフリ
ーラン状態となり、PLL回路が自走する（電圧制御型発
振器（以下、VOCと称する）が自走する）ので、VCOの発
振周波数が自走周波数付近にまで変化してしまい、再度
正規のRF信号が入って来るまで、その不安定な状態を許
すようになる。

このことは、早送り（FF）サーチや巻き戻し（REW）サ
ーチの如き高速再生時にも同様のことがいえる。すなわ
ち、高速再生時は複数個の回転ヘッドが１スキャンで複
数個のトラックを横切り、このとき各ヘッドの出力はア
ジマスの合ったトラックでは出力が得られ、アジマスの
合わないトラックでは出力が得られないため、いわゆる
ソロバン玉のようなRF信号が得られる。

従って、このようなRF信号が実質的に供給されるPLL回
路はRF信号のレベルの十分に大きいところでは、ロック
して安定状態になるも、RF信号が実質的になかったり、
或いはソロバン玉のRF波形の谷の部分ではロックせずに
フリーラン状態となり不安定な状態になる。

ところが、上述の如くRF信号のレベルが小さくなり、ロ
ックがはずれてフリーラン状態となり、VCOが自走周波
数付近にまで変化してしまうような従来装置の場合、次
のような種々の欠点がある。

先ず、キャプチャレンジ（PLLが、最初ロックしてない
状態から入力信号を変えていった場合、その信号にロッ
クできるVCOの発振周波数範囲）は広くできないと云う
ことである。仮にキャプチャレンジを広くできたとして
もプルインタイム（引き込みまでの時間）が長くなり、
ロックレンジ（PLLが、最初ロックしている状態で入力
信号を変えていった場合、その信号とロック状態を保持
することができるVCOの発振周波数範囲）も実質的にそ
れほど広くならず、現状ではせいぜい±２〜３％程度で
ある。また、自走周波数の調整等も必要であり、しか
も、RF信号のドロップアウトからのリカバリタイム（ロ
ックがはずれてからロックするまでの時間）が短くて
も、PLLが長時間ロックはずれが起きてしまう等の不都
合がある。

そこで、本発明者は上述の諸欠点を一掃し得るクロック
抽出回路を先に提案した（特願昭60−85863号（特開昭6
1−243988号））。

ところが、特願昭60−85863号の如き回路の場合、ノイ
ズの混入やオフトラック時の引き込み特性が不安定にな
りがちであった。つまり、RF波形の中間においてノイズ
が混入すると、VCOの制御電圧はこれに応答して変化
し、次に真のRF波形が到来してもPLL回路はロックせ
ず、ロックはずれ状態を呈することがあった。

また、高速サーチ時プラスアジマスとマイナスアジマス
のヘッドのアジマス角度差から生じる実効相対速度の差
によってPLL回路の引き込み能力が落ちてしまってい
た。これは実効相対速度の差によって２つのヘッド間の
データ、キャリアの周波数差が生じて来て結果としてキ
ャプチャレンジが減少したようにみえてしまうからであ
る。

そこで、本発明者は、不安定になりがちだったノイズの
混入、オフセット時の引き込み特性を向上させ、高速サ
ーチ時アジマス角度差による実効相対速度ができても安
定に動作し、±300倍速以上の高速サーチも実現できるP
LL回路を更に、提案した（特願昭61−125130号（特開昭
62−281617号））。

Ｄ発明が解決しようとする問題点このようにして±300倍速以上の高速サーチも実現でき
るようになったわけであるが、しかしながら次のような
不都合が生じることがわかった。すなわち例えば記録時
に歪んだり、消去率がとれなかったりしたオーバライト
済のテープ、1.5倍のトラックピッチに固定パターン（2
T）を記録したテープ等を用いて高速サーチを行った場
合、PLLのロックが大きくはずれてしまう（疑似ロック
する）という現象が生じると云うことである。

これは特願昭61−125130号で示されている引き込み回路
に与える引き込み電圧Vpが、実はFFサーチ、REWサーチ
いずれの場合も300倍速程度になっても安定に引き込め
るような電圧値に固定されているために、逆にサーチ速
度が遅い領域において、特に疑似ロック等の発生、或い
はロックはずれがたまに発生してしまうからである。

また、本回路をいわゆるノントラッキング方式に適用し
た場合、通常再生時の引き込み電圧が固定されている現
在の方式をそのまま使ってもある程度実用になるが、ノ
ントラッキング方式はドラムの回転数が、特に機構を１
モータで動作させる場合等５〜10％も動くので、つまり
再生データのキャリア成分もそれだけ動いてしまうの
で、上述した高速サーチ同様疑似ロック等の発生が予想
され、また応答特性のみに注目したPLLを作った場合の
ランダムエラーレートの悪化も問題になってくる。

この発明は斯る点に鑑みてなされたもので、高速サーチ
時において、全ての速度領域で安定なPLLのロック動作
を実現し、疑似ロックしやすい状態のテープ等でも安定
した引き込みを可能とし、またドラムの回転数が５〜10
％とかなりふらふら動いてもPLLを安定に引き込ませる
ことができるPLL回路を提供するものである。

Ｅ問題点を解決するための手段この発明によるPLL回路は、少くとも積分型ローパスフ
ィルタ（８）を含むPLL回路において、上記ローパスフ
ィルタの出力側に引き込み手段（13,14）と、ドラムの
回転を検出する検出手段（15,16）とを設け、上記引き
込み手段で上記ローパスフィルタの出力と上記検出手段
の出力を比較し、比較誤差信号を上記ローパスフィルタ
に帰還するように構成している。

Ｆ作用ローパスフィルタ（８）の出力側に引き込み手段として
の引き込み回路（13）と、引き込み電圧発生回路（14）
とを設けると共に検出手段としてのドラム回転数検出回
路（15）と、D/A変換器（16）とを設け、高速サーチ時
引き込み電圧発生回路（14）よりドラムの回転数の変動
に応じて変化する引き込み電圧Vpを発生させ、ローパス
フィルタ（８）の出力電圧すなわちVCO制御電圧Vcと比
較し、制御電圧Vcが引き込み電圧Vpより高いときは引き
込み回路（13）より例えば誤差電流をローパスフィルタ
（８）のコンデンサに流し込んでローパスフィルタの出
力電圧を下げ、制御電圧Vcが引き込み電圧Vpより低いと
きは引き込み回路（13）に誤差電流すなわちローパスフ
ィルタ（８）のコンデンサからの放電電流を吸い込んで
ローパスフィルタ（８）の出力電圧を上げることによ
り、PLL回路の引き込み動作の安定化、引き込み時間の
短縮化並びに超高速の高速サーチの実現化等を図るよう
にすると共に高速サーチ時全速度領域での安定なPLL動
作を可能としたものである。

Ｇ実施例以下、この発明の一実施例を第１図〜第６図に基づいて
詳しく説明する。

G₁全体の構成と動作第１図は本実施例の回路構成を示すもので、同図におい
て、（１）は代表的に１個のみを示した回転ヘッドであ
って、この回転ヘッド（１）は、実際には図示せずもテ
ープ案内ドラムの周辺部に180度の角間隔をもって取付
けられた複数個の回転ヘッドから成り、スイッチパルス
による交互に切換えられてその出力が取り出されるよう
になされている。また、図示せずも磁気テープがテープ
案内ドラムの周辺の例えば90度の角範囲にわたって巻き
付けられている。

回転ヘッド（１）により記録媒体例えばテープ上から読
み出された再生信号（RF信号）は増幅器（２）で増幅さ
れた後波形等化回路（３）に供給され、ここで波形等化
される。波形等化回路（３）からの出力は波形整形回路
（４）に供給され、ここで波形整形された後PLL回路
（５）に供給される。PLL回路（５）は位相比較及びデ
ータ抜き取り回路（６）、チャージポンプ回路（７）、
完全積分型のローパスフィルタ（８）及びVCO（９）を
備え、VCO（９）の出力が位相比較及びデータ抜き取り
回路（６）に帰還されてフィードバック系を構成してい
る。このPLL回路（５）において、クロックが抽出され
て再生され、またデータが抜き取られて再生される。

増幅器（２）の出力側に高速のエンベロープ検波回路
（10）が設けられ、ここで再生信号（RF信号）のエンベ
ロープが高速で両波整流されてエンベロープ波形に変換
される。エンベロープ検波回路（10）の検波出力はトラ
ッキングコンパレータ（11）に供給され、ここでエンベ
ロープ波形に応じた自動可変のスレッショルドレベルと
比較され、実質的に映像信号の落ち込みの点が検出され
る。トラッキングコンパレータ（11）の出力はランダム
ウォークフィルタ（12）に供給され、ここでトラッキン
グコンパレータ（11）の出力波形の側端に存在する不安
定部分（バタツキ）が取り除かれる。つまり、トラッキ
ングコンパレータ（11）及びランダムウォークフィルタ
（12）はエンベロープ波形を波形整形する一種の波形整
形手段として働く。ランダムウォークフィルタ（12）に
はVCO（９）の発振周波数を所定の分周比で分周した周
波数を有するクロックが供給されるようになされてお
り、これにより状態遷移の速度が位相比較周波数によっ
て変化し、通常の固定クロックを使用したものに比べて
無駄な時間の発生を更に減少させている。

ランダムウォークフィルタ（12）の出力はチャージポン
プ回路（７）へそのチャージポンプ動作を制御する制御
信号として供給される。すなわち、制御信号が例えばハ
イレベルであればチャージポンプ動作が行われ、つまり
フィードバックループが閉じてロック状態となり、ロー
レベルであればチャージポンプ動作が停止され、つまり
フィードバックループが開いてホールド状態となる。な
お、エンベロープ検波回路（10）、トラッキングコンパ
レータ（11）及びランダムウォークフィルタ（12）はフ
ィードフォーワード系を構成している。また、完全積分
ローパスフィルタ（８）の出力側に引き込み回路（13）
を設け、この引き込み回路（13）の一方の入力側にロー
パスフィルタ（８）の出力すなわちVCO制御電圧Vcを供
給する。また引き込み回路（13）の他方の入力側には引
き込み電圧発生回路（14）からの引き込み電圧Vpを供給
するようにする。

引き込み回路（13）は制御電圧Vcと引き込み電圧Vpを比
較し、その比較誤差電圧を電流に変換してローパスフィ
ルタ（８）に帰還する。

引き込み回路（13）は制御電圧Vcが引き込み電圧Vpより
高いときはその比較誤差電圧を電流に変換し、この電流
を実線ａで示すような方向にローパスフィルタ（８）の
コンデンサ（8a）に流し込んで充電し、これによりコン
デンサ（8a）の極性が図に示すように変化するので差動
アンプ（8b）の出力すなわち制御電圧Vcは低くなる。そ
して、この動作が制御電圧Vcが引き込み電圧Vpと等しく
なるまで続けられ、最終的に制御電圧Vcは引き込み電圧
Vpと等しくなり、これによりVCO（９）の制御電圧VcはP
LL回路がロックしやすい電圧に設定される。

また、引き込み回路（13）は制御電圧Vcが引き込み電圧
Vpより低いときはその比較誤差電圧を電流に変換し、こ
れに相当する電流を実線ｂで示すような方向にローパス
フィルタ（８）のコンデンサ（8a）より吸い込み、これ
によりコンデンサ（8a）の極性が図に示すように変化す
るので差動アンプ（8b）の出力すなわち制御電圧Vcは高
くなる。そして、この動作が制御電圧Vcが引き込み電圧
Vpを等しくなるまで続けられ、最終的に制御電圧Vcは引
き込み電圧Vpと等しくなり、これによりVCO（９）の制
御電圧VcはPLL回路がロックしやすい電圧に設定され
る。

このようにローパスフィルタ（８）は完全積分型であ
り、直流成分に対して帰還がかかっているわけでないの
で、引き込み回路（13）によってローパスフィルタ
（８）のアンプ（8b）に直流帰還をかけているわけであ
る。このようにすることによって、従来完全積分型フィ
ルタの決定的な欠点であった入力データのデューティ異
常によるロックはずれ、入力データのアイパターンが開
いていないことによるロックはずれ等のトラブルから免
れることができる。特に可変速再生、アフタレコーディ
ング等、RF波形自体が大きく欠落する部分ができたとき
等すぐにPLL回路が引き込めるような周波数でVCO（９）
が発振できるので良い。

さて、本実施例ではドラム（図示せず）の回転数がノー
マル再生時の回転数に比して何回転であるか或いはどの
位の値であるかを検出するドラム回転数検出回路（15）
と、この検出回路（15）の出力をデイジタル信号よりア
ナログ信号に変換するD/A変換器（16）を設ける。つま
り、これ等ドラム回転数検出回路（15）とD/A変換器（1
6）は一種の周波数−電圧変換回路として働く。

そして、D/A変換器（16）の出力を引き込み電圧発生回
路（14）に供給する。すなわちドラムの回転数が変化す
るとその引き込み電圧Vpも変化する。例えばFFサーチで
はサーチ速度が上がる程ドラムの回転数は上がるので、
ドラムの回転数が上がる程Ａヘッドに対する引き込み電
圧Vpは上がり、Ｂヘッドに対する引き込み電圧Vpは下が
る。一方REWサーチではサーチ速度が上がる程ドラムの
回転数は下がるので、ドラムの回転数が下がる程Ａヘッ
ドに対する引き込み電圧Vpは下がり、Ｂヘッドに対する
引き込み電圧Vpは上がる。

通常VCO（９）の発振周波数が再生されたRF信号に含ま
れるクロック成分の周波数より高い場合位相比較段での
利得が落ちて位相比較能力が悪くなる。そこで、本実施
例では一例として再生されたRF信号に含まれるクロック
成分の周波数が落ちているFFサーチではＢヘッドの場
合、REWサーチではＡヘッドの場合のみローパスフィル
タ（８）からの制御電圧Vcが引き込み電圧Vpと一致する
ように、引き込み電圧Vpをドラムの回転数の変動に応じ
て所定量下げる。勿論FFサーチのときＡヘッドに対し
て、REWサーチのときＢヘッドに対して制御電圧Vcが引
き込み電圧Vpと一致するように引き込み電圧Vpをドラム
の回転数の変動に応じて所定量上げるようにしてもよ
い。

つまり引き込み電圧発生回路（14）はノーマル再生時に
は一定の引き込み電圧Vpを発生するも、高速サーチ時に
はD/A変換器（16）の出力をドラムの回転数の変動に応
じた引き込み電圧VpとしてFFサーチのときはＢヘッドに
関連して、REWサーチのときはＡヘッドに関連して発生
する。

第２図は高速サーチ（FF）時の場合を示すもので、Ａヘ
ッド及びＢヘッドの走査により得られたRF波形は第２図
Ａに示すようにいわゆるそろばん玉状となる。このとき
ローパスフィルタ（８）よりVCO（９）に与えられる制
御電圧Vcは第２図Ｂに示すようにヘッドによって異な
る。このことは早送り（FF）側と巻取り（REW）側のサ
ーチで２つの異なるアジマスを持ったヘッドの実効相対
速度に差が生じてサーチ速度が早くなればなる程その差
が拡大する。つまり、２つのヘッドが再生するRF信号の
キャリアの周波数（抜いて来るべきロック周波数）に差
が出てくることを意味する。

そこで、ドラムの回転数の変動に応じて引き込み電圧発
生回路（14）より発生する引き込み電圧Vpを制御し、第
２図Ｃに示すようにPLL回路が引き込みやすいような引
き込み電圧Vpをヘッド毎に制御してやる。つまり、ロー
パスフィルタ（８）からの制御電圧Vcを第２図Ｃに示す
ような引き込み電圧Vpと一致してやるようにする。換言
すれば、FFサーチ時高速でテープが走る程ドラムの回転
数が上昇するので、第２図Ｃに示すようにＢヘッドの引
き込み電圧Vpを下げ、ドラム回転数がおそくなったら引
き込み電圧Vpを上げてやればよく、一方REWサーチ時高
速でテープが走る程ドラムの回転数が下るので、Ａヘッ
ドの引き込み電圧Vpをそれに合わせて下げ、ドラムの回
転数がおそくなったら引き込み電圧Vpを上げてやればよ
い。このとき、何もしなければロックはずれを起こす
か、疑似ロックするが、上記の如く制御電圧Vcを引き込
み電圧Vpと一致させるようにすることにより、両方のRF
波形できちんとロックがかかるようになる。

G₂要部の構成第３図はこの発明の要部の具体的回路構成の一例を示す
もので、第３図において第１図と対応する部分には同一
符号を付して示す。引き込み電圧発生回路（14）は複数
個の制御入力端子（14a）〜（14d）を有し、例えば入力
端子（14a）にはドラムサーボ回路（図示せず）より早
送り（FF）モードではハイレベルの信号、巻取り（RE
W）モードではローレベル信号が供給され、入力端子（1
4b）にはドラムサーボ回路よりＡヘッドのときはローレ
ベル、Ｂヘッドのときにはハイレベルのスイッチングパ
ルスが供給され、入力端子（14c）にはドラムサーボ回
路よりサーチモードではローレベルの、ノーマル再生モ
ードではハイレベルの信号が供給され、入力端子（14
d）にはドラムサーボ回路よりRF信号が有るときはロー
レベル、RF信号が無いときはハイレベルの信号が供給さ
れる。

（14e）はアナログスイッチ回路であって、入力端子X₁,
X₂及び出力端子Ｘを有し、入力端子X₁には可変抵抗器
（14f）によりノーマル再生時設定された一定の引き込
み電圧Vpが与えられており、入力端子X₂にはD/A変換器
（16）（第１図）の出力が供給されている。また、アナ
ログスイッチ回路（14e）は禁止端子INH、制御端子A,B
を有し、禁止端子INHには制御入力端子（14c）からの信
号が供給され、ローレベルのときアナログスイッチ回路
（14e）に切換動作を行わせ、ハイレベルのとき切換動
作を停止するようにする。制御端子Ａには制御入力端子
（14a），（14b）からの信号がイクスクルーシブオア回
路（14g）を介して供給され、制御端子Ｂには制御入力
端子（14d）からの信号が供給される。後述されるよう
に制御端子A,Bのレベルが同レベルのときは入力端子X₂
が出力端子Ｘに接続され、制御端子A,Bのレベルが互い
に異なるレベルのときは入力端子X₁が出力端子Ｘに接続
される。

また、アナログスイッチ回路（14e）の出力端子Ｘは引
き込み回路（13）の抵抗器（13a）を介してアンプ（13
b）の反転入力端子に接続されると共にコンデンサ（13
c）を介して接地される。アンプ（13b）の反転入力端子
と出力端子間には抵抗器（13d）が接続され、非反転入
力端子と出力端子間には抵抗器（13e），（13f）が接続
される。また、アンプ（13b）の非反転入力端子は抵抗
器（13g）を介してローパスフィルタ（８）の出力側に
接続される。抵抗器（13e）及び（13f）の共通接続点は
抵抗器（13h）を介してチャージポンプ回路（７）の出
力側に接続されると共に抵抗器（13i）を介してチャー
ジポンプダンパ回路（17）のアンプ（17a）の出力側に
接続される。なお、チャージポンプダンパ回路（17）は
チャージポンプ回路（７）の無駄な動作を抑制し、誤差
電圧の波形を整形して出すもので、その詳細は必要であ
れば特願昭60−255458号（特開昭62−115924号）を参照
されたい。

G₃要部の動作ノーマル再生時には制御入力端子（14c）に供給される
信号がハイレベルとなり、アナログスイッチ回路（14
e）の切換動作が停止され、引き込み電圧発生回路（1
4）の出力側にはノーマル再生中可変抵抗器（14f）で設
定された一定の引き込み電圧Vpが発生される。従って引
き込み回路（13）は上述の如く、引き込み電圧Vpとロー
パスフィルタ（８）からの制御電圧Vcを比較し、その誤
差情報をローパスフィルタ（８）に帰還し、制御電圧Vc
が引き込み電圧Vpと等しくなるようにする。

高速サーチ時には制御入力端子（14c）に供給される信
号がローレベルとなりアナログスイッチ回路（14e）の
切換動作が開始される。その動作をFFサーチとREWサー
チにわけ、夫々第４図及び第５図を参照し乍ら説明す
る。

先ずFFサーチでは制御入力端子（14b）からは第４図Ａ
に示すようなスイッチングパルスが供給され、制御入力
端子（14a）には第４図Ｂに示すようなハイレベルの信
号が供給される。この結果イクスクルーシブオア回路
（14g）の出力側には第４図Ｃに示すような信号が得ら
れる。また、制御入力端子（14d）からは第４図Ｄに示
すような信号が供給される。そして、第４図Ｃ及びＤの
信号から内部的に第４図Ｅに示すような切換信号が得ら
れる。つまり、第４図Ｅに示す切換信号は第４図Ｃ及び
Ｄの各信号が同じレベルのときハイレベル、異なるレベ
ルのときローレベルの信号である。

この切換信号がハイレベルのときは入力端子X₂と出力端
子Ｘが接続されてD/A変換器（16）の出力が引き込み電
圧Vpとして引き込み回路（13）に供給され、ローレベル
のときは入力端子X₁と出力端子Ｘが接続されてノーマル
再生時と同様の一定の引き込み電圧Vpが引き込み回路
（13）に供給される。つまりＡヘッドにより再生された
RF信号が入力されるときはノーマル再生時と同様の一定
の引き込み電圧Vpが引き込み回路（13）に供給されＢヘ
ッドにより再生されたRF信号が入力されるときはD/A変
換器（16）の出力すなわちドラムの回転数の変動に応じ
て所定量引き下げられた引き込み電圧Vpが引き込み回路
（13）に供給される。

このことを第２図に対応させると次のようなことが云え
る。すなわち、Ａヘッドにて走査中で第２図Ａに示すよ
うなRF信号が得られる期間T₁では引き込み電圧発生回路
（14）の出力側には第２図Ｃに示すようにノーマル再生
時と同様の一定の引き込み電圧Vpが得られ、Ａヘッド走
査期間とＢヘッド走査期間の中間でRF信号のない期間T₂
では第２図Ｃに示すようにドラムの回転数の変動に応じ
て所定量引き下げられた引き込み電圧Vpが得られ、Ｂヘ
ッドで走査中で第２図Ａに示すようなRF信号が得られる
期間T₃では第２図Ｃに示すように期間T₂の場合と略々同
様ドラムの回転数の変動に応じて所定量引き下げられた
引き込み電圧Vpが得られ、Ａヘッド、Ｂヘッドの走査中
でない期間T₄では上述の期間T₁と同様第２図Ｃに示すよ
うにノーマル再生時と略々同様の一定の引き込み電圧Vp
が得られる。

次にREWサーチでは制御入力端子（14b）からは第５図Ａ
に示すようなスイッチングパルスが供給され、制御入力
端子（14a）には第５図Ｂに示すようなローレベルの信
号が供給される。この結果イクスクルーシブオア回路
（14g）の出力側には第５図Ｃに示すような信号が得ら
れる。また、制御入力端子（14d）からは第５図Ｄに示
すような信号が供給される。そして、第５図Ｃ及びＤの
信号から内部的に第５図Ｅに示すような切換信号が得ら
れる。つまり、第５図Ｅに示す切換信号は第５図Ｃ及び
Ｄの各信号が同じレベルのときハイレベル、異なるレベ
ルのときローレベルの信号である。

この切換信号がハイレベルのときは入力端子X₂と出力端
子Ｘが接続されてD/A変換器（16）の出力が引き込み電
圧Vpとして引き込み回路（13）に供給され、ローレベル
のときは入力端子X₁と出力端子Ｘが接続されてノーマル
再生時と同様の一定の引き込み電圧Vpが引き込み回路
（13）に供給される。つまりＢヘッドにより再生された
RF信号が入力されるときはノーマル再生時と同様の一定
の引き込み電圧Vpが引き込み回路（13）に供給されＡヘ
ッドにより再生されたRF信号が入力されるときはD/A変
換器（16）の出力すなわちドラムの回転数の変動に応じ
て所定量引き下げられた引き込み電圧Vpが引き込み回路
（13）に供給される。

なお、第４図及び第５図において、第４図ではスイッチ
パルスがハイレベルになる前に切換信号が早目に立ち上
がり、第５図ではスイッチングパルスがローレベルにな
る前に切換信号が早目に立ち上がっているのは、RF信号
が入力される前に予めローパスフィルタ（８）からの制
御電圧Vcを引き込み電圧Vpと一致させて引き込みを完全
なものとしておくためである。

このようにして得られる引き込み電圧Vpにローパスフィ
ルタ（８）からの制御電圧Vcが引き込まれて、次段のVC
O（９）にはFFサーチ時第２図Ｃに示すような引き込み
電圧Vp相当の制御電圧Vcが供給される。

つるり、FFサーチ時にはＡヘッド、Ｂヘッドで走査して
得られる第２図Ａに示すようなRF信号に対応してローパ
スフィルタ（８）の出力側には第２図Ｂに示すような制
御電圧Vcが得られるも、これをそのままVCO（９）に供
給するとPLL回路は発振してしまうので、この制御電圧V
cを第２図Ｃに示すような引き込み電圧Vpで引き込み、
この引き込み電圧Vp相当の制御電圧VcをVCO（９）に与
え、PLL回路の引き込みの安定性、引き込み時間の短縮
を図るようにしているわけである。

G₄ノントラッキング方式ノントラッキング方式においては、テープはトラッキン
グサーボ無しで走行し、ドラムの回転数も変動がはげし
い。テープ速度は変化してもたとえ倍になっても再生デ
ータ中のキャリアの周波数は殆ど変化しない。ところが
ドラムの回転数が変化すると、それはすなわちキャリア
周波数の変化となる。従って、ノントラッキング方式で
は上述の如くドラム回転数検出回路（15）及びD/A変換
器（16）を付加すればよい。つまり、ドラムの回転数の
変化によってノーマル再生時の引き込み電圧を変化させ
てやれば安定したデータの抜き取りが可能となる。第６
図はノントラッキング方式における各波形を示すもので
第６図Ａはノントラッキング方式におけるノーマル再生
時のRF信号の波形、第６図Ｂはドラムの回転数に応じた
D/A変換器（16）の出力波形、第６図Ｃは引き込み電圧V
pの目標値である。

つまり、ドラムの回転数の変動からPLLがロックしやす
い電圧を発生させてやることができるというのが、本発
明をノントラッキング方式に適用できる大きな利点であ
る。

Ｈ発明の効果上述の如くこの発明によれば、PLL回路のローパスフィ
ルタの出力側に引き込み手段とドラムの回転を検出する
検出手段を設け、ローパスフィルタの出力すなわちVCO
の制御電圧Ｖとドラムの回転数の変動に応じた所定電圧
すなわち引き込み電圧を比較し、その比較誤差信号をロ
ーパスフィルタに帰還して制御電圧を引き込み電圧に一
致させるようにしたので、高速サーチ時全速度領域での
安定なPLL動作が可能となり、疑似ロックしやすい状態
のテープ等でも安定した引き込みが可能となる。

また、ノントラッキング方式においてもノーマル再生時
にドラムの回転数の変化の度合いはまともに再生データ
中のキャリア成分の周波数の変動となるので、ドラムの
回転数が数％変化したら引き込み電圧はそれに応じて変
化させれば安定にロックをかけることができ、ドラムの
回転数がかなりふらふら動いてもPLLを安定に引き込ま
せることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
は動作説明に供するための線図、第３図はこの発明の要
部の回路構成図、第４図及び第５図は第３図の動作説明
に供するための回路構成図、第６図はこの発明が適用さ
れるノントラッキング方式における各波形図である。（７）はチャージポンプ回路、（８）はローパスフィル
タ、（９）は電圧制御型発振器（VCO）、（13）は引き
込み回路、（14）は引き込み電圧発生回路、（15）はド
ラム回転数検出回路、（16）はD/A変換器である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少くとも積分型ローパスフィルタを含むPL
L回路において、上記ローパスフィルタの出力側に引き込み手段と、ドラムの回転を検出する検出手段とを設け、上記引き込み手段で上記ローパスフィルタの出力と上記
検出手段の出力を比較し、比較誤差信号を上記ローパスフィルタに帰還するように
したことを特徴とするPLL回路。