JPH0744830B2 - サイクロコンバ−タ制御方法 - Google Patents
サイクロコンバ−タ制御方法Info
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- JPH0744830B2 JPH0744830B2 JP59050035A JP5003584A JPH0744830B2 JP H0744830 B2 JPH0744830 B2 JP H0744830B2 JP 59050035 A JP59050035 A JP 59050035A JP 5003584 A JP5003584 A JP 5003584A JP H0744830 B2 JPH0744830 B2 JP H0744830B2
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- Japan
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- dβl
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は逆並列接続された一対のサイリスタコンバータ
から成る可逆変換器を２組直列に接続して多相交流の１
相分を出力し、２組の可逆変換器を非対称制御すること
により入力電源力率の改善を図るサイクロコンバータ制
御方法に関するものである。
から成る可逆変換器を２組直列に接続して多相交流の１
相分を出力し、２組の可逆変換器を非対称制御すること
により入力電源力率の改善を図るサイクロコンバータ制
御方法に関するものである。
前述の非対称制御は入力電源力率の改善策として知られ
ているところであり、それを実施する装置の一構成例を
第１図に示す。第１図において入力変圧器1,2,3の一次
巻線11,21,31はそれぞれ図示していない三相交流電源に
接続され、各２組の二次巻線12,13,22,23,32,33はそれ
ぞれ可逆変換器411,412,421,422,431,432の交流入力側
に接続されている。これらの変換器はそれぞれ第２図に
示すように逆並列接続された正出力用および負出力用の
一対のサイリスタコンバータ4P,4Nから成つている。各
コンバータ自体は三相ブリツジ整流回路として構成され
ている。変換器411,412は直流出力側で直列接続され、
交流電動機５のＵ相巻線に正逆両方向の電流を流し得る
Ｕ相変換器41を構成する。同様に変換器421,422はＶ相
変換器42を、変換器431,432はＷ相変換器43をそれぞれ
構成する。U,V,W各相変換器41,42,43はその出力電流が
互いに120°の位相差を有する三相交流電流となるよう
に図示していない制御装置により制御される。各相にお
いて直列に接続された２組の変換器はそれぞれの動作電
圧が高くなるように非対称に位相制御される。
ているところであり、それを実施する装置の一構成例を
第１図に示す。第１図において入力変圧器1,2,3の一次
巻線11,21,31はそれぞれ図示していない三相交流電源に
接続され、各２組の二次巻線12,13,22,23,32,33はそれ
ぞれ可逆変換器411,412,421,422,431,432の交流入力側
に接続されている。これらの変換器はそれぞれ第２図に
示すように逆並列接続された正出力用および負出力用の
一対のサイリスタコンバータ4P,4Nから成つている。各
コンバータ自体は三相ブリツジ整流回路として構成され
ている。変換器411,412は直流出力側で直列接続され、
交流電動機５のＵ相巻線に正逆両方向の電流を流し得る
Ｕ相変換器41を構成する。同様に変換器421,422はＶ相
変換器42を、変換器431,432はＷ相変換器43をそれぞれ
構成する。U,V,W各相変換器41,42,43はその出力電流が
互いに120°の位相差を有する三相交流電流となるよう
に図示していない制御装置により制御される。各相にお
いて直列に接続された２組の変換器はそれぞれの動作電
圧が高くなるように非対称に位相制御される。
たとえば、いまＵ相変換器41の出力電圧をVU，変換器41
1,412の出力電圧をそれぞれV1U，V2Uとして周知の非対
称制御を行なつた場合、各出力電圧VU，V1U，V2Uの波形
は第３図に示すようになる。すなわち、所定の周波数の
正弦波出力電圧VUを得るのに、電圧VUの極性に従つて、
各変換器411,412の出力電圧V1U，V2Uの一方を第１の半
波区間でVU−VDとし、他方をVDとし、それに続く第２の
半波区間で出力電圧V1U，V2Uの一方を−VDとし、他方を
VU＋VDとするものである。なお、ここで±VDは変換器41
1,412の最大出力電圧に相当する。
1,412の出力電圧をそれぞれV1U，V2Uとして周知の非対
称制御を行なつた場合、各出力電圧VU，V1U，V2Uの波形
は第３図に示すようになる。すなわち、所定の周波数の
正弦波出力電圧VUを得るのに、電圧VUの極性に従つて、
各変換器411,412の出力電圧V1U，V2Uの一方を第１の半
波区間でVU−VDとし、他方をVDとし、それに続く第２の
半波区間で出力電圧V1U，V2Uの一方を−VDとし、他方を
VU＋VDとするものである。なお、ここで±VDは変換器41
1,412の最大出力電圧に相当する。
この電圧制御においては、正弦波出力電圧VUの指令値を
VU *として、VU *＞０のときはV1U＝VD，V2U＝VU *−VDで
あり、VU *＜０のときはV1U＝VU *＋VD，V2U＝−VDであ
る。このように両変換器411,412のうちの一方を必ず最
大出力電圧VDで運転することにより入力電源力率を改善
する。
VU *として、VU *＞０のときはV1U＝VD，V2U＝VU *−VDで
あり、VU *＜０のときはV1U＝VU *＋VD，V2U＝−VDであ
る。このように両変換器411,412のうちの一方を必ず最
大出力電圧VDで運転することにより入力電源力率を改善
する。
一般に最大出力電圧VDは変換器の運転モード（順変換運
転か逆変換運転か）によつて異なる。これは可逆変換器
の最大出力電圧が制御遅れ角の限界値に依存するためで
ある。一般に順変換動作時の最大制御遅れ角αの限界値
と逆変換動作時の最大制御進み角βの限界値とは異な
る。とくに、最大制御進み角βの限界値は逆変換動作時
の転流失敗を防止するため最大回生時の正弦波波高値に
おける転流重なり角を考慮して定められ、サイクロコン
バータでは一般に最大制御遅れ角αの限界値が約10°で
あるのに対して、最大制御進み角βの限界値は約30°以
上である。したがつて、変換器の最大出力電圧VDの値を
最大制御進み角βの限界値に従つて選定した場合、順変
換側の出力電圧値も低く抑えされて入力力率改善効果が
低減されてしまうことになる。
転か逆変換運転か）によつて異なる。これは可逆変換器
の最大出力電圧が制御遅れ角の限界値に依存するためで
ある。一般に順変換動作時の最大制御遅れ角αの限界値
と逆変換動作時の最大制御進み角βの限界値とは異な
る。とくに、最大制御進み角βの限界値は逆変換動作時
の転流失敗を防止するため最大回生時の正弦波波高値に
おける転流重なり角を考慮して定められ、サイクロコン
バータでは一般に最大制御遅れ角αの限界値が約10°で
あるのに対して、最大制御進み角βの限界値は約30°以
上である。したがつて、変換器の最大出力電圧VDの値を
最大制御進み角βの限界値に従つて選定した場合、順変
換側の出力電圧値も低く抑えされて入力力率改善効果が
低減されてしまうことになる。
また、従来の制御方法に従い、順変換側の最大制御遅れ
角αの限界値と逆変換側の最大制御進み角βの限界値と
を位相制御で別個に設定した場合には、第４図に示すよ
うに正逆電流切換時に出力電圧差が生じて出力電流波形
に歪が生ずる。なお、第４図においてVU *は正弦波出力
電圧指令値、VUはその実際出力電圧、ＶＤαＬ（＞０）
は位相制御で制限された順変換最大出力電圧、ＶＤβＬ
（＞０）は位相制御で制限された逆変換最大出力電圧、
IUはＵ相の実際出力電流をそれぞれ表している。
角αの限界値と逆変換側の最大制御進み角βの限界値と
を位相制御で別個に設定した場合には、第４図に示すよ
うに正逆電流切換時に出力電圧差が生じて出力電流波形
に歪が生ずる。なお、第４図においてVU *は正弦波出力
電圧指令値、VUはその実際出力電圧、ＶＤαＬ（＞０）
は位相制御で制限された順変換最大出力電圧、ＶＤβＬ
（＞０）は位相制御で制限された逆変換最大出力電圧、
IUはＵ相の実際出力電流をそれぞれ表している。
さらに、第１図に示すサイクロコンバータ装置のように
サイクロコンバータの中性点と電動機５の中性点とを結
線しない場合には、３相間に相互干渉があるので、正弦
波出力電流を実現するのがきわめて難しくなる。
サイクロコンバータの中性点と電動機５の中性点とを結
線しない場合には、３相間に相互干渉があるので、正弦
波出力電流を実現するのがきわめて難しくなる。
したがつて本発明の目的は、出力電流波形に歪を生じさ
せることがなく、入力力率を改善し得るサイクロコンバ
ータ制御方法を提供することにある。
せることがなく、入力力率を改善し得るサイクロコンバ
ータ制御方法を提供することにある。
上記目的を達成するために本発明は、多相交流の電圧と
電流の積の極性から順変換か逆変換かを判別し、個々の
可逆変換器の順変換最大出力電圧をＶＤαＬ、逆変換最
大出力電圧をＶＤβＬ、両可逆変換器の総合正弦波出力
電圧指令値をVU *、出力電流をIUとして、順変換と判別
され、かつ、｜VU *｜＞ＶＤαＬ−ＶＤβＬのときは、
前記２組の可逆変換器のうち、一方を変換器に対して順
変換最大出力電圧ＶＤαＬを指令するとともに、他方の
変換器に対して総合正弦波出力電圧指令値VU *から順変
換最大出力電圧ＶＤαＬを減じた値の電圧指令を与え、
順変換と判別され、かつ、｜VU *｜≦ＶＤαＬ−Ｖ
ＤβＬのとき、および逆変換と判別されたときは、一方
の変換器に対して逆変換最大出力電圧ＶＤβＬを指令す
るとともに、他方の変換器に対して総合正弦波出力電圧
指令値VU *から逆変換最大出力電圧ＶＤβＬを減じた値
の電圧指令を与えることを特徴とする。
電流の積の極性から順変換か逆変換かを判別し、個々の
可逆変換器の順変換最大出力電圧をＶＤαＬ、逆変換最
大出力電圧をＶＤβＬ、両可逆変換器の総合正弦波出力
電圧指令値をVU *、出力電流をIUとして、順変換と判別
され、かつ、｜VU *｜＞ＶＤαＬ−ＶＤβＬのときは、
前記２組の可逆変換器のうち、一方を変換器に対して順
変換最大出力電圧ＶＤαＬを指令するとともに、他方の
変換器に対して総合正弦波出力電圧指令値VU *から順変
換最大出力電圧ＶＤαＬを減じた値の電圧指令を与え、
順変換と判別され、かつ、｜VU *｜≦ＶＤαＬ−Ｖ
ＤβＬのとき、および逆変換と判別されたときは、一方
の変換器に対して逆変換最大出力電圧ＶＤβＬを指令す
るとともに、他方の変換器に対して総合正弦波出力電圧
指令値VU *から逆変換最大出力電圧ＶＤβＬを減じた値
の電圧指令を与えることを特徴とする。
以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明する。
第５図は第１図の回路構成のサイクロコンバータ装置に
対して本発明を適用した場合の動作波形を示すものであ
る。図中で用いた符号はすでに述べたものと同一であ
る。このような動作波形を得る制御方法を、第６図のフ
ローチヤートを参照しながら説明する。まずステツプS1
で積VU *・IUの正負を判断し、正ならステツプS2へ進
み、負ならステツプS4へ進む。ステツプS2では｜VU *｜
と（ＶＤαＬ−ＶＤβＬ）との大小比較を行ない、前者
が大ならステツプS3へ、後者が大ならステツプS4へとそ
れぞれ進む。ステツプS3,S4ではそれぞれIUの正負に従
つて、ステツプS3でIU＞０のときはステツプS5へ、ステ
ツプS3でIU＜０のときはステツプS6へ、ステツプS4でIU
＞０のときはステツプS7へ、ステツプS4でIU＜０のとき
はステツプS8へとそれぞれ進む。
対して本発明を適用した場合の動作波形を示すものであ
る。図中で用いた符号はすでに述べたものと同一であ
る。このような動作波形を得る制御方法を、第６図のフ
ローチヤートを参照しながら説明する。まずステツプS1
で積VU *・IUの正負を判断し、正ならステツプS2へ進
み、負ならステツプS4へ進む。ステツプS2では｜VU *｜
と（ＶＤαＬ−ＶＤβＬ）との大小比較を行ない、前者
が大ならステツプS3へ、後者が大ならステツプS4へとそ
れぞれ進む。ステツプS3,S4ではそれぞれIUの正負に従
つて、ステツプS3でIU＞０のときはステツプS5へ、ステ
ツプS3でIU＜０のときはステツプS6へ、ステツプS4でIU
＞０のときはステツプS7へ、ステツプS4でIU＜０のとき
はステツプS8へとそれぞれ進む。
ステツプS8は第５図の区間Ｉに対応し、ここではV1U＝
ＶＤβＬ，V2U＝VU *−ＶＤβＬの制御が行われる。以下
同様に、ステツプS5は第５図の区間IIに対応し、ここで
はV1U＝ＶＤαＬ，V2U＝VU *−ＶＤαＬの制御が行なわ
れ、ステツプS7は第５図の区間IIIに対応し、ここではV
1U＝VU *＋ＶＤβＬ，V2U＝−ＶＤβＬの制御が行なわ
れ、さらにステツプS6は第５図の区間IVに対応し、ここ
ではV1U＝VU *＋ＶＤαＬ，V2U＝−ＶＤαＬの制御が行
なわれる。区間Ｉ〜IVで１サイクルが終了し、以下はそ
の繰返しとなる。
ＶＤβＬ，V2U＝VU *−ＶＤβＬの制御が行われる。以下
同様に、ステツプS5は第５図の区間IIに対応し、ここで
はV1U＝ＶＤαＬ，V2U＝VU *−ＶＤαＬの制御が行なわ
れ、ステツプS7は第５図の区間IIIに対応し、ここではV
1U＝VU *＋ＶＤβＬ，V2U＝−ＶＤβＬの制御が行なわ
れ、さらにステツプS6は第５図の区間IVに対応し、ここ
ではV1U＝VU *＋ＶＤαＬ，V2U＝−ＶＤαＬの制御が行
なわれる。区間Ｉ〜IVで１サイクルが終了し、以下はそ
の繰返しとなる。
すでに述べたとおり、第３図に示す基本的な制御方法の
場合では、転流失敗等を考慮して逆変換最大電圧で選定
される最大出力電圧VDが一義的に決められるため、入力
電源力率の非対称制御による改善効果が大幅に低減され
ることになるという問題があつた。第４図の制御方法の
場合では、変換器の最大出力電圧を順変換側と逆変換側
とに別々に持たせているため、入力電源力率の改善効果
が期待できるが、その反面、サイクロコンバータの出力
電圧VUが所定の正弦波電流を流す電圧指令値とは異なる
不連続点を持つた電圧となり、また、出力電流波形にも
歪を生ずるという不都合があつた。
場合では、転流失敗等を考慮して逆変換最大電圧で選定
される最大出力電圧VDが一義的に決められるため、入力
電源力率の非対称制御による改善効果が大幅に低減され
ることになるという問題があつた。第４図の制御方法の
場合では、変換器の最大出力電圧を順変換側と逆変換側
とに別々に持たせているため、入力電源力率の改善効果
が期待できるが、その反面、サイクロコンバータの出力
電圧VUが所定の正弦波電流を流す電圧指令値とは異なる
不連続点を持つた電圧となり、また、出力電流波形にも
歪を生ずるという不都合があつた。
これに対し、前述の本発明においては、変換器の最大出
力電圧を順変換側と逆変換側とで別々に持たせながら入
力電源力率を改善し、かつ順変換動作の過渡時に逆変換
側の最大出力電圧を考慮してサイクロコンバータ出力電
圧が不連続とならないようにするものである。
力電圧を順変換側と逆変換側とで別々に持たせながら入
力電源力率を改善し、かつ順変換動作の過渡時に逆変換
側の最大出力電圧を考慮してサイクロコンバータ出力電
圧が不連続とならないようにするものである。
第６図におけるステツプS1においてVU *・IU＞０という
のは順変換動作であることを意味し、VU *・IU＜０とい
うのは逆変換動作であることを意味している。本発明の
特徴は、この順変換動作から逆変換動作への移行過程に
ある。すなわち、逆変換動作に入る前の所定区間Ｋを、
ステツプS1によるVU *・IU＞０と、ステツプS2による｜V
U *｜＜ＶＤαＬ−ＶＤβＬとの論理積に基づいて識別
し、この区間ＫでもステツプS7,S8の順変換動作に対応
する出力電圧V1U，V2Uとなるように制御するところに本
発明の特徴がある。困に、第４図の制御方法は、第６図
のフローチヤートからステツプS2を除外したものに相当
する。
のは順変換動作であることを意味し、VU *・IU＜０とい
うのは逆変換動作であることを意味している。本発明の
特徴は、この順変換動作から逆変換動作への移行過程に
ある。すなわち、逆変換動作に入る前の所定区間Ｋを、
ステツプS1によるVU *・IU＞０と、ステツプS2による｜V
U *｜＜ＶＤαＬ−ＶＤβＬとの論理積に基づいて識別
し、この区間ＫでもステツプS7,S8の順変換動作に対応
する出力電圧V1U，V2Uとなるように制御するところに本
発明の特徴がある。困に、第４図の制御方法は、第６図
のフローチヤートからステツプS2を除外したものに相当
する。
本発明に従つて第５図および第６図に示すように各変換
器の出力電圧を制御することによつて、逆変換動作時に
は制御進み角βの限界値で、また順変換動作時には｜VU
*｜＜ＶＤαＬ−ＶＤβＬの領域以外は制御遅れ角αの
限界値でそれぞれ運転可能となるため、入力電源力率を
大幅に改善することができ、しかもその場合、出力電流
波形が歪むこともない。
器の出力電圧を制御することによつて、逆変換動作時に
は制御進み角βの限界値で、また順変換動作時には｜VU
*｜＜ＶＤαＬ−ＶＤβＬの領域以外は制御遅れ角αの
限界値でそれぞれ運転可能となるため、入力電源力率を
大幅に改善することができ、しかもその場合、出力電流
波形が歪むこともない。
なお以上の実施例における可逆変換器411,412,421,422,
431,432は、それ自体を複数個の単位変換器を直列接続
したものから構成してもよい。
431,432は、それ自体を複数個の単位変換器を直列接続
したものから構成してもよい。
以上詳述したように本発明によれば、順変換動作から逆
変換動作への移行過程においても、出力電流波形を乱す
ことなく、順変換動作時の最大出力電圧を発生する変換
器の動作電圧を高く保ちつつ、良好な出力電圧波形を得
ることができ、順・逆変換の最大電圧を同じ値に設定す
る場合に比べて無効電力を20〜25％程度低減することが
できる。それに応じてサイクロコンバータ装置としての
入力電源力率を大幅に改善することができる。
変換動作への移行過程においても、出力電流波形を乱す
ことなく、順変換動作時の最大出力電圧を発生する変換
器の動作電圧を高く保ちつつ、良好な出力電圧波形を得
ることができ、順・逆変換の最大電圧を同じ値に設定す
る場合に比べて無効電力を20〜25％程度低減することが
できる。それに応じてサイクロコンバータ装置としての
入力電源力率を大幅に改善することができる。
第１図は本発明を適用するサイクロコンバータの主回路
構成例を示す接続図、 第２図は第１図における各変換器の内部構成を示す結線
図、 第３図は従来の基本的な非対称制御におけるサイクロコ
ンバータの動作波形図、 第４図は従来の他の制御方法による非対称制御の場合の
サイクロコンバータの動作波形図、 第５図は本発明による非対称制御の場合の動作波形図、 第６図は本発明による非対称制御を説明するためのフロ
ーチヤートである。 41,42,43…相変換器、411,412,421,422,431,432…可逆
変換器、VU…Ｕ相出力電圧、VU *…Ｕ相出力電圧指令
値、ＶＤαＬ…順変換最大出力電圧、ＶＤβＬ…逆変換
最大出力電圧、IU…Ｕ相負荷電流。
構成例を示す接続図、 第２図は第１図における各変換器の内部構成を示す結線
図、 第３図は従来の基本的な非対称制御におけるサイクロコ
ンバータの動作波形図、 第４図は従来の他の制御方法による非対称制御の場合の
サイクロコンバータの動作波形図、 第５図は本発明による非対称制御の場合の動作波形図、 第６図は本発明による非対称制御を説明するためのフロ
ーチヤートである。 41,42,43…相変換器、411,412,421,422,431,432…可逆
変換器、VU…Ｕ相出力電圧、VU *…Ｕ相出力電圧指令
値、ＶＤαＬ…順変換最大出力電圧、ＶＤβＬ…逆変換
最大出力電圧、IU…Ｕ相負荷電流。
Claims (1)
- 【請求項１】逆並列接続された一対のサイリスタコンバ
ータから成る可逆変換器を２組直列に接続して多相交流
の１相分を出力し、２組の可逆変換器を非対称制御する
ことにより入力電源力率の改善を図るサイクロコンバー
タ制御方法において、 前記多相交流の電圧と電流の積の極性から順変換か逆変
換かを判別し、 個々の可逆変換器の順変換最大出力電圧をＶＤαＬ、逆
変換最大出力電圧をＶＤβＬ、両可逆変換器の総合正弦
波出力電圧指令値をVU *、出力電流をIUとして、 順変換と判別され、かつ、｜VU *｜＞ＶＤαＬ−Ｖ
ＤβＬのときは、前記２組の可逆変換器のうち、一方の
変換器に対して順変換最大出力電圧ＶＤαＬを指令する
とともに、他方の変換器に対して総合正弦波出力電圧指
令値VU *から順変換最大出力電圧ＶＤαＬを減じた値の
電圧指令を与え、 順変換と判別され、かつ、｜VU *｜≦ＶＤαＬ−Ｖ
ＤβＬのとき、および逆変換と判別されたときは、一方
の変換器に対して逆変換最大出力電圧ＶＤβＬを指令す
るとともに、他方の変換器に対して総合正弦波出力電圧
指令値VU *から逆変換最大出力電圧ＶＤβＬを減じた値
の電圧指令を与えることを特徴とするサイクロコンバー
タ制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59050035A JPH0744830B2 (ja) | 1984-03-15 | 1984-03-15 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59050035A JPH0744830B2 (ja) | 1984-03-15 | 1984-03-15 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60194760A JPS60194760A (ja) | 1985-10-03 |
| JPH0744830B2 true JPH0744830B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=12847740
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59050035A Expired - Lifetime JPH0744830B2 (ja) | 1984-03-15 | 1984-03-15 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744830B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58175974A (ja) * | 1982-04-07 | 1983-10-15 | Toshiba Corp | サイクロコンバ−タ制御方法 |
-
1984
- 1984-03-15 JP JP59050035A patent/JPH0744830B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60194760A (ja) | 1985-10-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |