JPS59123467A - サイクロコンバ−タ装置の制御方法 - Google Patents
サイクロコンバ−タ装置の制御方法Info
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- JPS59123467A JPS59123467A JP22804782A JP22804782A JPS59123467A JP S59123467 A JPS59123467 A JP S59123467A JP 22804782 A JP22804782 A JP 22804782A JP 22804782 A JP22804782 A JP 22804782A JP S59123467 A JPS59123467 A JP S59123467A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野］
この発明は、可逆サイリスタ電力変換器を介して交流電
動機を駆動するサイクロフンバークの制御方法に係り、
特にこの可逆サイリスク電力変換器を直列接続し、非対
称制御によって入力電源力率の改善を計るようにしたサ
イクロコンバータ装置の制御方法に関する。
動機を駆動するサイクロフンバークの制御方法に係り、
特にこの可逆サイリスク電力変換器を直列接続し、非対
称制御によって入力電源力率の改善を計るようにしたサ
イクロコンバータ装置の制御方法に関する。
〔発明の技術的背景］
第１図はこの発明が適用されるサイクロコンバーク装置
の主回路構成図である。雷、源変圧器１゜２．３の１次
巻線１１ 、２１ 、３１は図示しない３相交流電のに
接続され、それぞれの２次巻線１２，１３、２２ 、２
３ 、３２ 、３３は可逆サイリスタ変換器４１１゜４
１２ 、４２１ 、４２２ 、４３１ 、４３２に接続
されろ。可逆サイリスク変換器４１１ 、４１２ は誘
導電動ａ捷たは同期電動機等の交流電動機５のＵ相巻線
に正逆両方向の電流を流し得るＵ相変換器を形成する。
の主回路構成図である。雷、源変圧器１゜２．３の１次
巻線１１ 、２１ 、３１は図示しない３相交流電のに
接続され、それぞれの２次巻線１２，１３、２２ 、２
３ 、３２ 、３３は可逆サイリスタ変換器４１１゜４
１２ 、４２１ 、４２２ 、４３１ 、４３２に接続
されろ。可逆サイリスク変換器４１１ 、４１２ は誘
導電動ａ捷たは同期電動機等の交流電動機５のＵ相巻線
に正逆両方向の電流を流し得るＵ相変換器を形成する。
同様に４２１ 、４２２は■相変換器を、４３１ 、４
３２はＷ相変換器をそれぞれ形成する。
３２はＷ相変換器をそれぞれ形成する。
第２図は可逆サイリスタ変換器４１１ 、４１２ 、４
２１、４２２ 、４３１ 、４３２の詳細回路図を示し
たものである。おのおのの可逆サイリスタ変換器は電源
変圧器を介して与えられる交流電力を直接可変周波数の
交流電力に変換して交流電動機５に供給する。
２１、４２２ 、４３１ 、４３２の詳細回路図を示し
たものである。おのおのの可逆サイリスタ変換器は電源
変圧器を介して与えられる交流電力を直接可変周波数の
交流電力に変換して交流電動機５に供給する。
Ｕｔ（Ｉｆ換器４１１ 、４１２、ｖａｆ換器４２１
、４２２、ｗ相変換器４３１ 、４３２はその出力面、
流がたがいに１２０°の位相差を有する正弦波電流とな
るように図示しない制御装置によ）制御される。ここで
回連すイＩＪスタ変換器をおのおの２組直列に接続して
各相変換器を構成しているのは、サイクロコンノく−２
装置の入力力率を改善するためである。そして直列接続
した各単位変換器の動作電圧が高くなるように非対称に
位相制御される。
、４２２、ｗ相変換器４３１ 、４３２はその出力面、
流がたがいに１２０°の位相差を有する正弦波電流とな
るように図示しない制御装置によ）制御される。ここで
回連すイＩＪスタ変換器をおのおの２組直列に接続して
各相変換器を構成しているのは、サイクロコンノく−２
装置の入力力率を改善するためである。そして直列接続
した各単位変換器の動作電圧が高くなるように非対称に
位相制御される。
今サイクロコンバーク装置のＵ相変換器の出力電圧Ｖｕ
、各変各群換器１ 、４１２の出力電圧をそれぞれＶｌ
ｕ 、 Ｖ２Ｏとして公知の非対称制御をおこなった場
合、各出力電圧Ｖｕ 、 Ｖｍ 、 Ｖ２１Ｊの波形は
第３図に示すようになる。図中Ｖｄは変換器４１１ 、
４１２の最大出力型、王でるる。この場合には所定の周
波数の正弦波出力電圧ＶＵを得るのに各変換器４１１
、４１２の出力電圧Ｖ＋ｔｒ 、 Ｖ２Ｏが図示したご
とくなるように匍１ ｑｌｉｌしたもので、出力電圧ｖ
ＩＵが最大出力畦Ｆｆ、”ｄで運転される場合、出力宵
、圧Ｖ２ｏはｖ、、−ｖｄで与えられ、−力出力電圧ｖ
２υが最大出力電圧Ｖｄで運転される場合には出力電圧
ｖ１υはｖ、、 −ｖｄで与えられろ。
、各変各群換器１ 、４１２の出力電圧をそれぞれＶｌ
ｕ 、 Ｖ２Ｏとして公知の非対称制御をおこなった場
合、各出力電圧Ｖｕ 、 Ｖｍ 、 Ｖ２１Ｊの波形は
第３図に示すようになる。図中Ｖｄは変換器４１１ 、
４１２の最大出力型、王でるる。この場合には所定の周
波数の正弦波出力電圧ＶＵを得るのに各変換器４１１
、４１２の出力電圧Ｖ＋ｔｒ 、 Ｖ２Ｏが図示したご
とくなるように匍１ ｑｌｉｌしたもので、出力電圧ｖ
ＩＵが最大出力畦Ｆｆ、”ｄで運転される場合、出力宵
、圧Ｖ２ｏはｖ、、−ｖｄで与えられ、−力出力電圧ｖ
２υが最大出力電圧Ｖｄで運転される場合には出力電圧
ｖ１υはｖ、、 −ｖｄで与えられろ。
このように変換器４１１ 、４１２の一方は必らず最却
力電圧Ｖｄで運転されろととｉｃなり、入力間、源力峯
が改善される。
力電圧Ｖｄで運転されろととｉｃなり、入力間、源力峯
が改善される。
一般に最大出力電圧Ｖｄは変換器の運転モードによって
異る。これは可逆サイリスタ変換器の最大出力型、圧は
制御遅れ角のりミツトイ１〜に依存するためである。一
般に順変換動作時の最大制御進み角αリハット値と、逆
変換動作時の最大制御遅れ角βリミット値との値は異り
、特にβリビット値は逆変換時の転流失敗を防止する上
から最大回生時の正弦波波高値における転流型なり用ｍ
ｌ科署して定められ、サイクロコンバータ装置では一般
にαすεット値が１０°であるのに対し、βリピット値
は３０°以上になっている。したがって変換器の最大出
力電圧値Ｖｄをβリハット値によって選定した場合には
、順変換側の出力電圧値も低く押えられて入力力率改善
効果が低減されることになる。まだ順変換側αリビット
値と逆変換側βすεット値とを位相制御で別個に設けた
場合には、第４図に示すように正逆電流切換え時に出力
電圧差が生じて出力′電流波形に歪みが発生する。なお
、第４図においてｖＵ は正弦波出力電圧指令値を、
ＶＵは実出力電圧値を、ＶＤαＬは位相制御でリミット
された順変換最大出力電圧を、ＶＤＰは位相制御でリミ
ットされた最大逆変換出力電圧を、工ＵはＵ和実出力電
流値をそれぞれ示している。また第１図に示すような変
換器中性点と電動機５の中性点とを結ばないようなサイ
クロコンバータ装置では、３相間の影響を直接受けるた
め正弦波出力電流を実現することがきわめて難しくなる
。
異る。これは可逆サイリスタ変換器の最大出力型、圧は
制御遅れ角のりミツトイ１〜に依存するためである。一
般に順変換動作時の最大制御進み角αリハット値と、逆
変換動作時の最大制御遅れ角βリミット値との値は異り
、特にβリビット値は逆変換時の転流失敗を防止する上
から最大回生時の正弦波波高値における転流型なり用ｍ
ｌ科署して定められ、サイクロコンバータ装置では一般
にαすεット値が１０°であるのに対し、βリピット値
は３０°以上になっている。したがって変換器の最大出
力電圧値Ｖｄをβリハット値によって選定した場合には
、順変換側の出力電圧値も低く押えられて入力力率改善
効果が低減されることになる。まだ順変換側αリビット
値と逆変換側βすεット値とを位相制御で別個に設けた
場合には、第４図に示すように正逆電流切換え時に出力
電圧差が生じて出力′電流波形に歪みが発生する。なお
、第４図においてｖＵ は正弦波出力電圧指令値を、
ＶＵは実出力電圧値を、ＶＤαＬは位相制御でリミット
された順変換最大出力電圧を、ＶＤＰは位相制御でリミ
ットされた最大逆変換出力電圧を、工ＵはＵ和実出力電
流値をそれぞれ示している。また第１図に示すような変
換器中性点と電動機５の中性点とを結ばないようなサイ
クロコンバータ装置では、３相間の影響を直接受けるた
め正弦波出力電流を実現することがきわめて難しくなる
。
この発明の目的は、力率改善に際して出力”：Ｈ，原波
形に歪みを生じさせないサイクロコン・く−２装−ぽの
制御方法を提供するにある７ 〔発明の概要］ この発明では上記目的を達成するために、逆韮列接続さ
れたサイリスタの組により構成されたコンバータをｎ個
（ｎは２以上の整Ｕ）直列接続して多相交流の各相変換
器とし、前記コンノく−２を非対称′ｒｆｉ１ｊ御する
ことにより入力力率の改善をはかるサイクロコンバータ
装置の制御方法において、前記ｎ個のコンバータを１１
個の第１の絹と１個の第２の組とに分離し、第１の組に
対する出力′ル圧指令値として第１の組が１（瞑変換動
作（５よび逆変換動作をおこなう場合にそれぞれ最大出
力電子を示ず値（Ｖｏｙ 、 ＶＤＲ）を与え、第２の
組に対する出力電圧指令値として前記各相変換器に対す
る出力電圧指令値（Ｖｕ“）から前記第１の組に対する
出力型ｔＥｔＷ令値ｅＭ シタｌＷ （ｖＵ” ’Ｄ
Ｆ 、 ｖＵ” ”Ｒ）を与えることを特徴とする。
形に歪みを生じさせないサイクロコン・く−２装−ぽの
制御方法を提供するにある７ 〔発明の概要］ この発明では上記目的を達成するために、逆韮列接続さ
れたサイリスタの組により構成されたコンバータをｎ個
（ｎは２以上の整Ｕ）直列接続して多相交流の各相変換
器とし、前記コンノく−２を非対称′ｒｆｉ１ｊ御する
ことにより入力力率の改善をはかるサイクロコンバータ
装置の制御方法において、前記ｎ個のコンバータを１１
個の第１の絹と１個の第２の組とに分離し、第１の組に
対する出力′ル圧指令値として第１の組が１（瞑変換動
作（５よび逆変換動作をおこなう場合にそれぞれ最大出
力電子を示ず値（Ｖｏｙ 、 ＶＤＲ）を与え、第２の
組に対する出力電圧指令値として前記各相変換器に対す
る出力電圧指令値（Ｖｕ“）から前記第１の組に対する
出力型ｔＥｔＷ令値ｅＭ シタｌＷ （ｖＵ” ’Ｄ
Ｆ 、 ｖＵ” ”Ｒ）を与えることを特徴とする。
［発明の実施例）
第５図は、この発明による制御方法によってサイリスタ
コンバータ装置を動作させた場合の動作波形図を示した
ものであるっ図中ψは雷７動機力率角を、ＶｕはＵ変換
器出力を、ＩＵは出力電流を、ＶＩＵ、Ｖ２Ｏはそれぞ
れ変換器４１１ 、４１２の出力電圧を、ＶＤＦは順変
換側最大出力電圧を、ＶＤＲは逆変換側最大出力電圧を
それぞれ示すものである。なお第５図は、従来の制御方
法による波形図である第３図および第４図と比較できる
ように描いである。
コンバータ装置を動作させた場合の動作波形図を示した
ものであるっ図中ψは雷７動機力率角を、ＶｕはＵ変換
器出力を、ＩＵは出力電流を、ＶＩＵ、Ｖ２Ｏはそれぞ
れ変換器４１１ 、４１２の出力電圧を、ＶＤＦは順変
換側最大出力電圧を、ＶＤＲは逆変換側最大出力電圧を
それぞれ示すものである。なお第５図は、従来の制御方
法による波形図である第３図および第４図と比較できる
ように描いである。
？Ｐ、３図に示す場合には転流失敗等を考慮して逆変換
最大電圧で選定される最大出力電圧ＶＤが一義的に決め
られるため入力電源力率の非対称制御による改善効果が
大幅に低減されることになり１まだ第４図に示す例では
変換器の最大出力電圧を順変換側と逆変換側べつべつに
もたせているため、入力型１源力率の改善効果が期待で
きるが、サイクロコンバータの出力電圧ＶＵは所定の正
弦波電流を流す雷１圧指令値とは異った不連続点をもっ
た電圧となる。また出力電流波形にひずみを生ずるとい
う不具合がある。
最大電圧で選定される最大出力電圧ＶＤが一義的に決め
られるため入力電源力率の非対称制御による改善効果が
大幅に低減されることになり１まだ第４図に示す例では
変換器の最大出力電圧を順変換側と逆変換側べつべつに
もたせているため、入力型１源力率の改善効果が期待で
きるが、サイクロコンバータの出力電圧ＶＵは所定の正
弦波電流を流す雷１圧指令値とは異った不連続点をもっ
た電圧となる。また出力電流波形にひずみを生ずるとい
う不具合がある。
これに対してこの発明では最大出力型、ＦＥを発生ずる
変換器の電圧と雷、流の極性を検出して順逆変換動作を
判別し、順逆変換動作に応じて最大出力電圧指令値ＶＤ
Ｆ 、 ＶＤＲを与えるようにしている。
変換器の電圧と雷、流の極性を検出して順逆変換動作を
判別し、順逆変換動作に応じて最大出力電圧指令値ＶＤ
Ｆ 、 ＶＤＲを与えるようにしている。
第６図は、Ｕ相変換器４１１ 、４１２に対する出力電
圧指令値を演算するフローチャートを示したものである
。Ｕ相出力電圧指令値ＶＵ が正の場合には変換器４１
１の出力電圧ＶｊｌＪを最大出力動作させる。
圧指令値を演算するフローチャートを示したものである
。Ｕ相出力電圧指令値ＶＵ が正の場合には変換器４１
１の出力電圧ＶｊｌＪを最大出力動作させる。
ここでＵ相負荷電流工ｕ−）たは電流指令値工Ｕの極性
に応じて工Ｕ）０の場合には出力電圧■１υし′！、順
変換動作として最大出力′電圧ＶＤＦを、乃〈０の場合
には逆変換動作として最大出力電圧ＶＤＲを与える。
に応じて工Ｕ）０の場合には出力電圧■１υし′！、順
変換動作として最大出力′電圧ＶＤＦを、乃〈０の場合
には逆変換動作として最大出力電圧ＶＤＲを与える。
残る変換器４１２に対する出力電圧指令値は、変換器４
１１−６ｓ ＶＤＦ ｔｒ）場合Ｋ ハ■２Ｕ ＝ Ｖ
ｕ −ＶＤｙ カ、変換器４１１ ｙｂｉ ＶＤＲノ
ミ合Ｋ ハＶ２Ｕ ＝ Ｖｔ＋ −ＶＤＲＶＣ、Ｊ：
って与えられる。同様にＶＵ＜０の場合にはＶ２Ｏを最
大出力動作させることになる。
１１−６ｓ ＶＤＦ ｔｒ）場合Ｋ ハ■２Ｕ ＝ Ｖ
ｕ −ＶＤｙ カ、変換器４１１ ｙｂｉ ＶＤＲノ
ミ合Ｋ ハＶ２Ｕ ＝ Ｖｔ＋ −ＶＤＲＶＣ、Ｊ：
って与えられる。同様にＶＵ＜０の場合にはＶ２Ｏを最
大出力動作させることになる。
このように各単位変換器の出力電圧指令値を決めてやれ
ば出力電流波形をひず咬せることなく順変換動作時には
制御進み角αＩＪ ミツト値によって運転が可能となり
、逆変換動作時のβリミット値と比１取して２０°Ｊ、
ｌ、ｔ、上進ませることが可能となるため入力電源力率
を大幅に改善することが可能となろう なお上述の説明においては逆並列接続されたサイリスタ
の糾から構成される変換器を２１固直列接続した場合に
ついてこの発明による制剖方法を説明したが、この発明
はｎ（固（ｎは２」以上の整数）の直列接続された多相
交流の変換器の場合にも同様に適用できる。この場合に
はｎ個の変換器を肩側の第１の組と１個の第２の組とに
分離して前述した制御方法を第１および第２の組の変換
器に適用すればよい。
ば出力電流波形をひず咬せることなく順変換動作時には
制御進み角αＩＪ ミツト値によって運転が可能となり
、逆変換動作時のβリミット値と比１取して２０°Ｊ、
ｌ、ｔ、上進ませることが可能となるため入力電源力率
を大幅に改善することが可能となろう なお上述の説明においては逆並列接続されたサイリスタ
の糾から構成される変換器を２１固直列接続した場合に
ついてこの発明による制剖方法を説明したが、この発明
はｎ（固（ｎは２」以上の整数）の直列接続された多相
交流の変換器の場合にも同様に適用できる。この場合に
はｎ個の変換器を肩側の第１の組と１個の第２の組とに
分離して前述した制御方法を第１および第２の組の変換
器に適用すればよい。
［発明の効果］
以上実施例に基づいて詳細に説明したように、この発明
では直列接続された可逆サイリスタ変換器のおのおのを
非対称制御するに際してこの変換器を２絹に分け、片方
の出力電圧指令値が順逆変換動作に応じて異る最大値で
与えられ、残りの変換出力指令値がサイクロコンバータ
の合計出力電圧指令値から順逆運転動作に応じて異る最
大重、圧値を与えられた片方の電圧指令値を減算して求
められているため、出力電流波形をみだすことなく順変
換時の最大出力電圧を発生する変換器の動作霜、圧を高
く保つことができる。したがってサイクロコンバータ装
置の入力型、側力率を改善できる経済的な制御方法を実
現できるという利点がある。
では直列接続された可逆サイリスタ変換器のおのおのを
非対称制御するに際してこの変換器を２絹に分け、片方
の出力電圧指令値が順逆変換動作に応じて異る最大値で
与えられ、残りの変換出力指令値がサイクロコンバータ
の合計出力電圧指令値から順逆運転動作に応じて異る最
大重、圧値を与えられた片方の電圧指令値を減算して求
められているため、出力電流波形をみだすことなく順変
換時の最大出力電圧を発生する変換器の動作霜、圧を高
く保つことができる。したがってサイクロコンバータ装
置の入力型、側力率を改善できる経済的な制御方法を実
現できるという利点がある。
第１図はこの発明が適用されるサイクロコンバータ装置
の主回路構成図、第２図は可逆サイリスク変換器の詳細
回路構成図、第３図は従来の非対称制御によるサイクロ
コンバータ装置の動作波形図、第４図は従来の他の制御
方法による動作波形図で順逆変換リミット値を異ならせ
て非対称制御した場合の動作波形図、第５図はこの発明
による非対称制御の場合の動作波形図、第６図はこの発
明による非対称制御をおこなうためのフローチャートを
示したものである。 ４１１ 、４１２−Ｕ 相ｆ換器、４２１ 、４２２−
Ｖ 相に換’２％、４３１ 、４３２・・・Ｗ相変換器
、ｖｕ・・・Ｕ相出力電圧、ｖｕ７−・・・Ｕ相出力電
圧指令値、■ＤＦ・・・順変換最大出力電圧、ＶＤＲ・
・・逆変換最大出力重用、工ｕ・・・Ｕ相負荷電流。 出願人代理人 猪 猪 清児３図 Ｕ 免、５図
の主回路構成図、第２図は可逆サイリスク変換器の詳細
回路構成図、第３図は従来の非対称制御によるサイクロ
コンバータ装置の動作波形図、第４図は従来の他の制御
方法による動作波形図で順逆変換リミット値を異ならせ
て非対称制御した場合の動作波形図、第５図はこの発明
による非対称制御の場合の動作波形図、第６図はこの発
明による非対称制御をおこなうためのフローチャートを
示したものである。 ４１１ 、４１２−Ｕ 相ｆ換器、４２１ 、４２２−
Ｖ 相に換’２％、４３１ 、４３２・・・Ｗ相変換器
、ｖｕ・・・Ｕ相出力電圧、ｖｕ７−・・・Ｕ相出力電
圧指令値、■ＤＦ・・・順変換最大出力電圧、ＶＤＲ・
・・逆変換最大出力重用、工ｕ・・・Ｕ相負荷電流。 出願人代理人 猪 猪 清児３図 Ｕ 免、５図
Claims (1)
- 逆兼列接続されたサイリスクの組により構成されたコン
バータをｎ個（ｎは２以上の整数）直列接続して多相交
流の各相変換器とし、前記コンバータを非対称制御する
ことによυ人カカ率の改善をはかるサイクロコンバーク
装置の制御方法において、前記ｎ個のコンバータを艶１
個の第１の組と１個の第２の組とに分離し、第１の組に
対する出力型、圧指令値として第１の組が順変換動作お
よび逆変換動作をおこなう場合にそれぞれ最大出力電圧
を示す値（Ｖｏｙ 、 Ｖｏａ ）を与え、第２の組に
対する出力電圧指令値として前記各相変換器に対する出
力電圧指令値（Ｖｕ”）から前記第１の組に対する出力
筒、圧指令値を減じた値（ＶＵｌ−ＶＤＦ ｖｕ”−
ＶＤＲ）を寿えることを特徴とするサイクロコンバータ
装置の制御方法・
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22804782A JPS59123467A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | サイクロコンバ−タ装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22804782A JPS59123467A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | サイクロコンバ−タ装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59123467A true JPS59123467A (ja) | 1984-07-17 |
Family
ID=16870364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22804782A Pending JPS59123467A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | サイクロコンバ−タ装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59123467A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63157674A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-06-30 | Hitachi Ltd | サイクロコンバ−タ装置 |
-
1982
- 1982-12-28 JP JP22804782A patent/JPS59123467A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63157674A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-06-30 | Hitachi Ltd | サイクロコンバ−タ装置 |
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