JPH0744844B2 - 変成器を備えたインバータ回路装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、１次巻線が電力MOS電界効果トランジスタを
介して直流電源に接続され、少なくとも１つの２次巻線
が整流器を介して出力側に接続される変成器を備えたイ
ンバータ回路装置に関する。インバータ回路装置は特
に、ブロッキング変換器である。

従来技術 このようなブロツキング変換器は、ベルリンおよびミユ
ンヘン所在のシーメンスAG社1983年発行のハンスグムハ
ルタ（Hams Gumhalter）著の文献「シユトローム フエ
アゾルグングスシステムデア コンミユニカチオンステ
ヒニーク（Strom versorgungssystemeder Kommunikatio
nstechnik）」、巻１、頁215および219から公知であ
る。この公知のブロツキング変換器は、電子スイツチと
して、調整および制御装置により制御されるバイポーラ
トランジスタを備えている。

このようなブロツキング変換器においてバイポーラトラ
ンジスタを電力MOS電界効果トランジスタにより置換す
ると、実質に電力消費のない制御が可能となる。さら
に、高いスイツチング速度により非常に小さい切換損失
が達成される。

言うまでもなく、この種の給電装置の変成器はブロツキ
ング変換器の原理に従がい且つ巻線技術に条件付けられ
て漂遊インダクタンスおよび巻線容量を有している。本
発明と関連して行なつた実験の示すところによれば、最
適に結合された巻線を有する巻線構造においても振動周
波数は数MHz台にあり、したがつて、非常に高速の電子
スイツチを使用する場合には、振動が励起され、これら
信号は変成器の二次側に設けられている整流器（単数ま
たは複数）に電圧の面で付加的に負荷を加え且つ高周波
数の妨害源となり得ることが判つた。

発明の目的 本発明の課題は、高速電子スイツチを使用する当り、高
周波数の振動を効果的に回避するために、ターンオン時
間が所望のように延長されたインバータ回路を構成する
ことにある。

発明の構成 上の課題を解決するために、電力MOSトランジスタを使
用し該トランジスタのターンオン時間をゲート容量もし
くはゲート抵抗を大きくすることにより制御することが
可能であろう。しかしながら、本発明の対象において
は、ターンオン時間のこのような制御は僅かな範囲にお
いてのみ可能である。

上の認識から出発して、上記の課題を解決するためのイ
ンバータ回路装置においては、一端が前記電力MOS電界
効果トランジスタのソースに接続されたターンオン電位
を供給する補助電源と、 一端が前記補助電源の他端に接続された電子スイッチ
と、 一端が前記電子スイッチの他端に接続された抵抗器と、 一端が前記抵抗器の他端に接続され、他端が前記電力MO
S電界効果トランジスタのゲートに接続されたゲート前
置抵抗器と、 一端が前記抵抗器と前記ゲート前置抵抗器の接続点に接
続され、他端が前記電力MOS電界効果トランジスタのソ
ースに接続されるコンデンサと、 前記コンデンサに並列に接続された制御可能な放電回路
と、 前記電子スイッチをパルス幅制御された制御パルスによ
りオンオフ制御する制御器とを備え、 前記放電回路は前記電子スイッチがオンしているときに
は遮断され、オフしているときには作動接続されるよう
に構成される。

このような構成により、電界効果トランジスタでの付加
的なターンオン損失が小さく、整流器の電圧負荷が著し
く低減される。

本発明の有利な構成では、放電回路は、直列に接続され
た保護抵抗器を備えたバイポーラトランジスタのエミッ
タ−コレクタ区間により形成される。この場合、ターン
オン過程中のゲート電圧の立上りはRC素子の時定数によ
り定められ、一方ターンオフ過程中の立下がりはほとん
ど遅延なしで行われる。それによりターンオフ損失は一
定になる。

本発明の別の実施態様においては、抵抗器及にコンデン
サの値は、電力MOS電界効果トランジスタのターンオン
時に２次巻線に発生する電圧が前記整流器の阻止電圧の
限界値以下となる大きさに選定される。この手段によ
り、損失電力が小さいという点ではそれ自体有利であ
る、MOSトランジスタの短いスイッチング時間が、本発
明の課題解決に必要な範囲でだけ延長される。

有利にはインバータ回路装置は次のように構成する。す
なわち、電子スイッチが第１のトランジスタのコレクタ
−エミッタ区間により形成されるとともに、コンデンサ
と電力MOS電界効果トランジスタのソースとの間に、タ
ーンオフ電位を供給する補助電源が接続され、前記コン
デンサに対して並列に設けられた放電回路は、第２のト
ランジスタのエミッタ−コレクタ区間により形成され、
前記第１のトランジスタおよび第２のトランジスタは、
制御器により制御され、一方のトランジスタが導通して
いる際には他方のトランジスタは不導通であるように構
成するのである。

変成器が複数の出力巻線を有する場合には、本発明によ
り達成される利点が重要となる。なぜなら、整流器の阻
止電圧に対する要求が複数の整流器に対しても課せられ
るからである。一般に、変成器巻線が多数設けられてい
る場合には、漂遊インダクタンスを小さくするのが困難
であり、インバータ回路装置の出力側における振動を減
衰するためのスイッチ手段を多重に設けなければなら
ず、そのために費用が特に大きくなり、電力損失も大き
くなる。しかし本発明のインバータ回路装置では整流器
の電圧負荷が低減されるので、そのような手段を設ける
必要がない。

本発明のインバータ回路装置を遠距離通信の給電装置に
使用すると有利である。遠距離通信の給電では、入力側
と出力側との間の電位差が大きいため変成器の耐絶縁性
に対して特に高い要求が課せられる。そのため通常の通
信用給電装置では絶縁のために多くの巻線スペースが使
用されている。しかしそれにより不可避的に漂遊インダ
クタンスが発生し、高周波振動を惹起し得る。本発明の
インバータ回路装置では、このような漂遊インダクタン
スの作用が実質的に無視し得るほどに低減されるので、
このような現場に使用するのが有利である。

実施例 図面に示したブロツキングインバータにおいて、入力直
流電圧U1が印加される直流電源１は電力MOS電界効果ト
ランジスタ17のソース−ドレイン区間を介して変成器20
の１次巻線19に接続される。電源１の負極が入力回路の
基準電位を形成しており、電界効果トランジスタ17のソ
ース接続端子に接続されている。さらに、補助電源３の
負極ならびに補助電源４の正極が直流電源１の負極に接
続されている。

変成器20の２次巻線21には、整流器22とコンデンサ23か
らなる直列回路が接続されている。コンデンサ23に対し
て並列に、出力端A1が設けられており、該出力端には負
荷抵抗器24が接続されている。

別の２次巻線21′には、別の出力電圧のための同様に形
成された出力回路が設けられている。整流器22′および
コンデンサ23′からなる直列接続回路が２次巻線21′に
接続されている。コンデンサ23′には並列に第２の出力
端A2が設けられ、該出力端には別の負荷抵抗器24′が接
続されている。

さらに他の出力電圧が所要の場合には、同様の仕方で構
成された別の２次巻線を設けることができる。

電界効果トランジスタ17のゲートには、ゲート前置抵抗
器16が前置接続されている。この前置抵抗器16のゲート
とは反対側の端は、抵抗器15とコンデンサ18との接続点
に接続されている。抵抗器15およびコンデンサ18は互い
に直列に接続されておつてRC回路を形成しており、該RC
回路はトランジスタ10のエミツタ−コレクタ区間を介し
て、２つの補助電源３および４の直列接続回路に接続さ
れている。

コンデンサ18には並列に、バイポーラトランジスタ12の
エミツタ−コレクタ区間が接続されている。トランジス
タ12のベース−コレクタ区間には並列に、トランジスタ
13のエミツタ−コレクタ区間が接続されている。トラン
ジスタ13のベースは抵抗器14を介して補助電源４の負極
もしくは電位−U_Hに接続されると共にトランジスタ11の
コレクタ−エミツタ区間を介してトランジスタ10のベー
スに接続されている。トランジスタ11のベースは抵抗器
７を介して補助電源３の正極もしくは電位＋U_Hに結合さ
れている。トランジスタ11のベースはさらにダイオード
８を介して、抵抗器６とダイオード９との接続点に接続
されている。この接続点はダイオード９を介してトラン
ジスタ11のコレクタに接続されると共に、抵抗器６と制
御器５の出力側を介して電位＋UHに接続されている。

変成器20は漂遊インダクタンスと巻線容量を有してい
る。最適に結合された巻線を有する巻線構造の場合に
も、振動周波数は数MHz台になり得る。このような変成
器の１次側を非常に迅速に動作するスイツチを介して電
源に接続した場合には、漂遊インダクタンスＬおよび巻
線容量C_Wから形成される振動回路の特性インピーダンス
に対応して電流が流れて振動回路を励振する。電圧はこ
の場合、電源の２倍の値で振動して、変成器20の鉄損に
よる減衰で周期的に減衰する。この振動過程で、２次側
の整流器（単数または複数）には電圧負荷がかかり、高
周波数の妨害源となる。

図面に示したブロツキングインバータも、それ自体だけ
を取上げて見た場合には、非常に迅速に動作する電子ス
イツチ、即ち、電力MOS電界効果トランジスタ17を備え
ている。しかしながら、この電界効果トランジスタ17の
ゲートには特殊な仕方で構成された制御回路が前置接続
されている。この制御回路によれば、整流器22および2
2′の実効的な電圧負荷は公称値もしくは定格値に減少
され、したがって、適度の阻止電圧を有する整流器を使
用することができる。すなわち、阻止能力に大きな余裕
を見込む必要がない。

クロツク発生器とパルス幅変調器とを含む制御器５から
電界効果トランジスタ17に対するターンオン信号（閉成
信号）が印加されると、トランジスタ11および10は導通
になる。抵抗器14における電圧降下によりトランジスタ
12および13は阻止される。抵抗器15を介してコンデンサ
18は遅延を伴い、両端が電圧−UHに接続された状態から
電圧＋UHにまで充電される。それにより、電力MOS電界
効果トランジスタ17のゲート閾電圧がゆつくりと横切ら
れることになり、その結果、所定の遅延を伴なつて閉成
もしくはターンオンされる。この場合、電力MOS電界効
果トランジスタ17にて電圧降下が生じるので、１次巻線
19の電圧立上りdu/dtは緩慢となり、したがつて、振動
回路は実際上励振されることはない。

制御器５により発生されるターンオンパルスの立下り縁
によつて定められるターンオフ信号後に、トランジスタ
11および10は不導通になり、トランジスタ13および12は
導通になる。トランジスタ12を介してコンデンサ18はほ
とんど遅延を伴わずに放電し、両端が電圧−UHに接続さ
れた状態となる。従ってコンデンサ18の両端の電位差は
ゼロである。これにより電力MOS電界効果トランジスタ
は遅延なく不導通になる。トランジスタ12のエミツタ−
コレクタ区間に対して直列に保護抵抗器が設けられてい
る場合にも、電界効果トランジスタ17の不導通もしくは
阻止は実質的に遅延を伴なうことなく実現される。

変成器巻線の良好な結合は、１次巻線および２次巻線
（単数または複数）を可能な限り多く交互に巻装するこ
とにより達成される。変成器の１次巻線および２次巻線
を多数回交互に挾み込んで巻装すれば、特に良好な変成
器巻線の結合が達成される。変成器巻線の良好な結合が
得られれば、整流器のダイオード阻止電圧に関する所要
の要求を満たすためには、電力MOS電界効果トランジス
タのゲート電圧の立上りを僅かに緩慢にするだけでよ
い。それにより漂遊インダクタンスが許容できないほど
の作用を及ぼすことが回避される。

２つの補助電源３、４のうち補助電源４は省略可能であ
る。従ってインバータ回路をただ１つの補助電源により
駆動することができる。この場合は、トランジスタ12の
コレクタは直接直流電源１の負極に接続される。

LC振動回路が無限に高速のスイツチにより直流電源に開
閉されるとすると、固有特性インピーダンス|Z|＝L/Cに
より制限されて電流が流れる。コンデンサの電圧は電源
の２倍の値で振動して減衰度に従がい減衰する。

このような振動回路を非周期的に減衰するための最も単
純な方法は、振動回路のエネルギを無くす直列抵抗器R_C
＝２・|Z|を回路に挿入することである。しかし変成器
の場合、抵抗器を回路に直列接続するのは不可能であ
る。その代りにRC減衰素子を巻線に並列接続することが
できる。この場合、RC素子の容量Ｃは巻線容量の10倍に
なるように選択する（Ｃ＝10・Cw）。これにより固有特
性インピーダンスは約1/3に減少し、振動が減衰する。
ただし、振動回路を流れる電流は相応して大きくなるの
で、所要の減衰抵抗Ｒでは３倍の損失が生じることを甘
受しなければならない。

周期長Ｔを有する振動回路を、時定数 の指数関数に従がい零からＵに立上る電圧を有する直流
電源に接続すれば、振動回路に流れる電流は、コンデン
サ電圧が殆んど過振動しないように制限される。スイツ
チを所定の遅延でターンオンする場合にも同じような結
果が達成される。この場合に生ずる閉成損失は直列抵抗
器R_dの場合と同様小さい。即ち、外部抵抗器Ｒの電力消
費の約1/3に過ぎない。

本発明のインバータ回路装置は、遠距離通信の給電装置
における電源装置として使用すると有利であることは既
に述べた。この場合、実際に使用した変成器は、６つの
２次巻線と７つの１次巻線を有し、巻線スペースのほぼ
1/2が絶縁のために使用される。変成器の共振周波数は
約5MHzであった。また4kVの検査交流電圧が印加され
る。

図面に示したインバータ回路の好ましい実施例において
は、ターンオン時間は200ns（ナノ秒）から400nsに増加
した。これにより、振動は無視し得る値に減衰する。タ
ーンオン時間およびターンオン損失は、例えば、1.5μ
秒のターンオン時間を有するバイポーラトランジスタの
場合よりも相当に小さい。

発明の効果 この構成によれば、電界効果トランジスタにおける比較
的小さい付加的なターンオン損失で、整流器の電圧負荷
は、著しく軽減され、したがつて整流器は、適した阻止
電圧で使用することができる。さらに、さもなくば振動
を減衰するような出力抵抗器およびコンデンサを省略す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、電力MOSトランジスタを備し阻止インバータ
として構成された逆変換回路（インバータ回路）を示
す。 １……直流電源、2,18,23……コンデンサ、3,4……補助
電源、５……制御器、8,9……ダイオード、10,11,13…
…トランジスタ、12……バイポーラトランジスタ、6,7,
14,15……抵抗器、16……ゲート前置抵抗器、17……電
界効果トランジスタ、19……１次巻線、20……変成器、
21……２次巻線、22……整流器、24……負荷抵抗器。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】１次巻線（19）が電力MOS電界効果トラン
   ジスタ（17）を介して直流電源（１）に接続され、少な
   くとも１つの２次巻線（21、21′）が整流器（22、2
   2′）を介して出力側（A1,A2）に接続される変成器を備
   えたインバータ回路装置において、 一端が前記電力MOS電界効果トランジスタのソースに接
   続されたターンオン電位を供給する補助電源（３）と、 一端が前記補助電源の他端に接続された電子スイッチ
   （10、11）と、 一端が前記電子スイッチの他端に接続された抵抗器（1
   5）と、 一端が前記抵抗器（15）の他端に接続され、他端が前記
   電力MOS電界効果トランジスタのゲートに接続されたゲ
   ート前置抵抗器（16）と、 一端が前記抵抗器と前記ゲート前置抵抗器の接続点に接
   続され、他端が前記電力MOS電界効果トランジスタのソ
   ースに接続されるコンデンサ（18）と、 前記コンデンサに並列に接続された制御可能な放電回路
   と、 前記電子スイッチをパルス幅制御された制御パルスによ
   りオンオフ制御する制御器（５）とを備え、 前記放電回路は前記電子スイッチがオンしているときに
   は遮断され、オフしているときには作動接続されること
   を特徴とする、変成器を備えたインバータ回路装置。
2. 【請求項２】前記放電回路は、直列に接続された保護抵
   抗器を備えたバイポーラトランジスタ（12）のエミッタ
   −コレクタ区間により形成される特許請求の範囲第１項
   記載のインバータ回路装置。
3. 【請求項３】前記抵抗器（15）及びコンデンサ（18）の
   値は、 前記電力MOS電界効果トランジスタのターンオン時に前
   記２次巻線に発生する電圧が前記整流器の阻止電圧の限
   界値以下となる大きさに選定される特許請求の範囲第１
   項または第２項記載のインバータ回路装置。
4. 【請求項４】前記電子スイッチが第１のトランジスタ
   （10）のコレクタ−エミッタ区間により形成されるとと
   もに、 前記コンデンサ（18）と前記電力MOS電界効果トランジ
   スタのソースとの間に、ターンオフ電位を供給する補助
   電源（４）が接続され、 前記コンデンサ（18）に対して並列に設けられた放電回
   路は、第２のトランジスタ（12）のエミッタ−コレクタ
   区間により形成され、 前記第１のトランジスタ（10）および第２のトランジス
   タ（12）は、前記制御器（５）により制御され、一方の
   トランジスタ（10ないし12）が導通している際には他方
   のトランジスタ（12ないし10）は不導通である特許請求
   の範囲第１項から第３項までのいずれか１項記載のイン
   バータ回路装置。
5. 【請求項５】前記変成器（20）は複数の出力巻線（21、
   21′）を備えている特許請求の範囲第１項から第４項ま
   でのいずれか１項記載のインバータ回路装置。
6. 【請求項６】当該インバータ回路装置を遠距離通信の給
   電装置に使用する特許請求の範囲第１項から第５項まで
   のいずれか１項記載のインバータ回路装置。