JPH0746041A - ２位相変調信号を復調する方法及び装置 - Google Patents
２位相変調信号を復調する方法及び装置Info
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- JPH0746041A JPH0746041A JP3216283A JP21628391A JPH0746041A JP H0746041 A JPH0746041 A JP H0746041A JP 3216283 A JP3216283 A JP 3216283A JP 21628391 A JP21628391 A JP 21628391A JP H0746041 A JPH0746041 A JP H0746041A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4904—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using self-synchronising codes, e.g. split-phase codes
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ２値ビットシーケンスで２位相変調された信
号を復調するための方法及び装置を提供することであ
る。 【構成】 本発明の方法において、２位相変調で変調を
受けた信号が、各変調ビットのハーフビットにおいて、
位相角０°に関して位相反転もしくは鏡映像の形で位相
跳躍を有することは、各ビットについて第１ハーフビッ
トに発生する位相と第２ハーフビットに発生する位相と
の間の相対関係を受信側で形成するのに利用される。こ
のようにして得られた位相関係は、ハーフビットの位相
関係が既に形成された各ビットの２値に限定的な状態を
与える。この関係又は比率配分が、第１ハーフビット又
は第２ハーフビットのいずれに大きな位相値をもつかに
よって、２値“１”又は“０”が対応するビットに書か
れる。
号を復調するための方法及び装置を提供することであ
る。 【構成】 本発明の方法において、２位相変調で変調を
受けた信号が、各変調ビットのハーフビットにおいて、
位相角０°に関して位相反転もしくは鏡映像の形で位相
跳躍を有することは、各ビットについて第１ハーフビッ
トに発生する位相と第２ハーフビットに発生する位相と
の間の相対関係を受信側で形成するのに利用される。こ
のようにして得られた位相関係は、ハーフビットの位相
関係が既に形成された各ビットの２値に限定的な状態を
与える。この関係又は比率配分が、第１ハーフビット又
は第２ハーフビットのいずれに大きな位相値をもつかに
よって、２値“１”又は“０”が対応するビットに書か
れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ビット値の変化が搬送
波の位相跳躍によって表わされ、２値ビット信号シーケ
ンスにより２位相変調された信号を復調する方法及びこ
のような復調をするための装置に関する。
波の位相跳躍によって表わされ、２値ビット信号シーケ
ンスにより２位相変調された信号を復調する方法及びこ
のような復調をするための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ある信号が２値ビット信号シーケンスに
よって２位相変調されるとき、各ハーフビットに対して
１つの位相が反転している。前記信号上で変調されるビ
ットシーケンスの２値化バランスが変化する場合、ビッ
ト変化の代わりに搬送波に１８０°の位相跳躍が生じ
る。
よって２位相変調されるとき、各ハーフビットに対して
１つの位相が反転している。前記信号上で変調されるビ
ットシーケンスの２値化バランスが変化する場合、ビッ
ト変化の代わりに搬送波に１８０°の位相跳躍が生じ
る。
【０００３】２値ビットシーケンスで２位相変調された
信号は、例えばＲＤＳシステム（ラジオデータシステ
ム）に使用される。ＲＤＳにおいて、各放送局は、局認
識（ＩＤ）、局選択周波数、番組の種類などのＲＤＳ情
報を送信する。ＲＤＳはＡＲＩ(Autofahrer-Rundfunk-I
nformation＝自動車用放送情報）システムとの両立性が
あり、交通情報を放送するＦＭ局の認識を可能にする。
更に詳しくは、1984年３月発行のブリュッセル ヨーロ
ッパ放送協会の技術センターによる技術レポート3244-E
(Tech. 3244-E, Technical Center of the European Br
oadcasting Union, Bruxelles, March 1984)”VHF/FM音
声放送のためのラジオデータシステムＲＤＳの仕様書”
に述べられている。
信号は、例えばＲＤＳシステム（ラジオデータシステ
ム）に使用される。ＲＤＳにおいて、各放送局は、局認
識（ＩＤ）、局選択周波数、番組の種類などのＲＤＳ情
報を送信する。ＲＤＳはＡＲＩ(Autofahrer-Rundfunk-I
nformation＝自動車用放送情報）システムとの両立性が
あり、交通情報を放送するＦＭ局の認識を可能にする。
更に詳しくは、1984年３月発行のブリュッセル ヨーロ
ッパ放送協会の技術センターによる技術レポート3244-E
(Tech. 3244-E, Technical Center of the European Br
oadcasting Union, Bruxelles, March 1984)”VHF/FM音
声放送のためのラジオデータシステムＲＤＳの仕様書”
に述べられている。
【０００４】ＲＤＳにおいては、１１８７．５Ｈｚの矩
形波は、ＲＤＳ情報を包含しているビットシーケンスに
よって送信側で２位相変調される。２値化バランスの変
化にともない、その矩形波は１８０°の位相跳躍をす
る。位相変調された矩形波は低域フィルタにかけられ、
更に搬送波で変調される。この搬送波周波数はＡＲＩシ
ステムと同じで５７ＫＨｚである。しかし、ＲＤＳ信号
は、ＡＲＩ信号に対して90°移相されている。このた
め、ＲＤＳ信号の位相変調の深度はＡＲＩ信号により影
響を受ける。ＡＲＩ信号が存在しない場合には、ＲＤＳ
信号は搬送波位相に対して交互に＋９０°及び−９０°
移相する。ＡＲＩ信号が存在する場合には、ＲＤＳ信号
は搬送波に対して±８．９°＜φ＜±３２°の移相を有
する。
形波は、ＲＤＳ情報を包含しているビットシーケンスに
よって送信側で２位相変調される。２値化バランスの変
化にともない、その矩形波は１８０°の位相跳躍をす
る。位相変調された矩形波は低域フィルタにかけられ、
更に搬送波で変調される。この搬送波周波数はＡＲＩシ
ステムと同じで５７ＫＨｚである。しかし、ＲＤＳ信号
は、ＡＲＩ信号に対して90°移相されている。このた
め、ＲＤＳ信号の位相変調の深度はＡＲＩ信号により影
響を受ける。ＡＲＩ信号が存在しない場合には、ＲＤＳ
信号は搬送波位相に対して交互に＋９０°及び−９０°
移相する。ＡＲＩ信号が存在する場合には、ＲＤＳ信号
は搬送波に対して±８．９°＜φ＜±３２°の移相を有
する。
【０００５】ＲＤＳ変調の後に、５７ＫＨｚの搬送波は
抑制され (suppressed) 、１９ＫＨｚのステレオ監視搬
送波（stereo pilot carrier) を有するステレオ信号に
加えられる。この結果得られる信号はいわゆるＭＵＸ信
号と呼ばれ、ステレオ情報とＲＤＳ情報を結合した信号
を構成し、特定放送局の搬送周波数を有する周波数変調
送信信号に加工される。
抑制され (suppressed) 、１９ＫＨｚのステレオ監視搬
送波（stereo pilot carrier) を有するステレオ信号に
加えられる。この結果得られる信号はいわゆるＭＵＸ信
号と呼ばれ、ステレオ情報とＲＤＳ情報を結合した信号
を構成し、特定放送局の搬送周波数を有する周波数変調
送信信号に加工される。
【０００６】受信側、例えばカーラジオにおいては、水
晶発振子とデジタルの”コスタループ(Costas loop) ”
により、５７ＫＨｚの搬送波が再現される。ＲＤＳ情報
は通常、受信ＲＤＳ信号の位相と受信側で再生される５
７ＫＨｚの搬送波の位相との比較によって、再現され
る。受信側における５７ＫＨｚの搬送波の再生におい
て、受信側で発生される搬送波は、受信したＲＤＳ信号
に同期するようになっている。送信機と受信機間の送信
経路における障害、例えばビルによる反射障害により、
受信ＲＤＳ信号に位相誤差などの障害が生ずることが
る。受信ＲＤＳ信号は受信側で５７ＫＨｚの搬送波を再
生するために用いられるので、このような送信経路に生
ずる位相誤差は再生搬送波に影響を及ぼす。ＡＲＩ信号
の同時送信により、ＲＤＳ信号が比較的小さい位相偏差
しかもたない場合には、送信誤差を生じる再生搬送波の
位相誤差は、ＲＤＳ情報を包含する受信ＲＤＳ信号の位
相偏差より大きくなることがある。受信ＲＤＳ信号の位
相と、このような位相誤差を持った再生搬送波の位相と
を比較すると、ＲＤＳ情報を包含しているＲＤＳビット
シーケンスの再現において、誤差を生じることになる。
なぜならば、受信ＲＤＳ信号の位相跳躍は、その時まっ
たく認識されないからである。
晶発振子とデジタルの”コスタループ(Costas loop) ”
により、５７ＫＨｚの搬送波が再現される。ＲＤＳ情報
は通常、受信ＲＤＳ信号の位相と受信側で再生される５
７ＫＨｚの搬送波の位相との比較によって、再現され
る。受信側における５７ＫＨｚの搬送波の再生におい
て、受信側で発生される搬送波は、受信したＲＤＳ信号
に同期するようになっている。送信機と受信機間の送信
経路における障害、例えばビルによる反射障害により、
受信ＲＤＳ信号に位相誤差などの障害が生ずることが
る。受信ＲＤＳ信号は受信側で５７ＫＨｚの搬送波を再
生するために用いられるので、このような送信経路に生
ずる位相誤差は再生搬送波に影響を及ぼす。ＡＲＩ信号
の同時送信により、ＲＤＳ信号が比較的小さい位相偏差
しかもたない場合には、送信誤差を生じる再生搬送波の
位相誤差は、ＲＤＳ情報を包含する受信ＲＤＳ信号の位
相偏差より大きくなることがある。受信ＲＤＳ信号の位
相と、このような位相誤差を持った再生搬送波の位相と
を比較すると、ＲＤＳ情報を包含しているＲＤＳビット
シーケンスの再現において、誤差を生じることになる。
なぜならば、受信ＲＤＳ信号の位相跳躍は、その時まっ
たく認識されないからである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ＲＤＳ情報は、情報パ
ッケージごとに、言い換えれば２６ビットずつの４個の
ブロックによって構成される１０４ビットのグループご
とに送信される。各ブロックは、１６ビットの情報ワー
ドおよび１０ビットのチェックワードで構成されてい
る。情報パッケージのビット１つが間違って再現されて
も情報パッケージ全体としては誤った情報となり、使用
できなくなることもある。そのため、ＲＤＳ信号の各ビ
ットが受信側で正確に再現されることが大変重要であ
る。
ッケージごとに、言い換えれば２６ビットずつの４個の
ブロックによって構成される１０４ビットのグループご
とに送信される。各ブロックは、１６ビットの情報ワー
ドおよび１０ビットのチェックワードで構成されてい
る。情報パッケージのビット１つが間違って再現されて
も情報パッケージ全体としては誤った情報となり、使用
できなくなることもある。そのため、ＲＤＳ信号の各ビ
ットが受信側で正確に再現されることが大変重要であ
る。
【０００８】本発明の目的は、２値ビットシーケンスで
２位相変調された信号を復調するための方法及び装置を
提供することにあり、これにより、前記信号に基づいて
変調されたビットシーケンスの確実な再生を実現するこ
とができる。
２位相変調された信号を復調するための方法及び装置を
提供することにあり、これにより、前記信号に基づいて
変調されたビットシーケンスの確実な再生を実現するこ
とができる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、ビット値の変
化が搬送波の位相跳躍によって表現される２値ビットシ
ーケンスで２位相変調された信号を復調させる方法に関
するもので、本発明の上記目的は、各ビットについて、
第１ハーフビットの間に形成される位相角パターンと第
２ハーフビットの間に形成される位相角パターンとの相
対関係を確立し、どちらのハーフビットが大きな位相角
を持つかに基づいてそれぞれのビットに２値”０”また
は”１”を割り当てることによって達成される。
化が搬送波の位相跳躍によって表現される２値ビットシ
ーケンスで２位相変調された信号を復調させる方法に関
するもので、本発明の上記目的は、各ビットについて、
第１ハーフビットの間に形成される位相角パターンと第
２ハーフビットの間に形成される位相角パターンとの相
対関係を確立し、どちらのハーフビットが大きな位相角
を持つかに基づいてそれぞれのビットに２値”０”また
は”１”を割り当てることによって達成される。
【００１０】また、本発明は、ビット値の変化が搬送波
の位相跳躍によって表現される２値ビットシーケンスで
２位相変調された信号を復調するデジタルシステムの構
成としての装置に関するもので、本発明の上記目的は、
計数パルス入力、アップダウン切換制御パルス入力、リ
セット入力及びカウンタ出力を有するアップダウンカウ
ンタを備え、前記計数パルス入力が、上流に計数クロッ
ク入力、信号入力およびタイムウィンド入力をもつ論理
積回路を有し、前記カウンタ出力が、その下流に前記カ
ウンタのビットエンドにおける計数値を評価する評価手
段を有し、この計数の符号を基にして２値”１”また
は”０”を出力し、これらの２値によって復調ビットシ
ーケンスを決定し、アップダウン切換制御入力に、一方
のハーフビット中はアップカウント、他方のハーフビッ
ト中はダウンカウントに制御するような周期位置及び位
相位置でビットシーケンスに対応する信号を供給し、前
記リセット入力にリセット信号をビット遷移ごとに供給
し、前記計数クロック入力には搬送波周波数の倍数であ
る周波数の計数クロックを供給し、前記信号入力には２
位相変調信号を供給し、前記タイムウィンド入力には、
前記搬送波に対して所定の位相位置で各搬送波周期にお
ける所定の時間幅で論理積回路を開放するタイムウィン
ド信号を供給することによって達成される。
の位相跳躍によって表現される２値ビットシーケンスで
２位相変調された信号を復調するデジタルシステムの構
成としての装置に関するもので、本発明の上記目的は、
計数パルス入力、アップダウン切換制御パルス入力、リ
セット入力及びカウンタ出力を有するアップダウンカウ
ンタを備え、前記計数パルス入力が、上流に計数クロッ
ク入力、信号入力およびタイムウィンド入力をもつ論理
積回路を有し、前記カウンタ出力が、その下流に前記カ
ウンタのビットエンドにおける計数値を評価する評価手
段を有し、この計数の符号を基にして２値”１”また
は”０”を出力し、これらの２値によって復調ビットシ
ーケンスを決定し、アップダウン切換制御入力に、一方
のハーフビット中はアップカウント、他方のハーフビッ
ト中はダウンカウントに制御するような周期位置及び位
相位置でビットシーケンスに対応する信号を供給し、前
記リセット入力にリセット信号をビット遷移ごとに供給
し、前記計数クロック入力には搬送波周波数の倍数であ
る周波数の計数クロックを供給し、前記信号入力には２
位相変調信号を供給し、前記タイムウィンド入力には、
前記搬送波に対して所定の位相位置で各搬送波周期にお
ける所定の時間幅で論理積回路を開放するタイムウィン
ド信号を供給することによって達成される。
【００１１】
【作用】本発明の方法において、２位相変調で変調を受
けた信号が、各変調ビットのハーフビットにおいて位相
角０°に関して位相反転もしくは鏡映像の形で位相跳躍
を有することは、各ビットについて第１ハーフビットに
発生する位相と第２ハーフビットに発生する位相との間
の相対関係を受信側で形成するのに利用される。このよ
うにして得られた位相関係は、ハーフビットの位相関係
がすでに形成された各ビットの２値に限定的な状態を与
える。この関係または比率配分が、第１ハーフビット又
は第２ハーフビットのどちらに大きな位相値をもつかに
よって、２値”１”または”０”が対応するビットに書
かれる。
けた信号が、各変調ビットのハーフビットにおいて位相
角０°に関して位相反転もしくは鏡映像の形で位相跳躍
を有することは、各ビットについて第１ハーフビットに
発生する位相と第２ハーフビットに発生する位相との間
の相対関係を受信側で形成するのに利用される。このよ
うにして得られた位相関係は、ハーフビットの位相関係
がすでに形成された各ビットの２値に限定的な状態を与
える。この関係または比率配分が、第１ハーフビット又
は第２ハーフビットのどちらに大きな位相値をもつかに
よって、２値”１”または”０”が対応するビットに書
かれる。
【００１２】本発明によると、２値の再生は各ビットの
第１ハーフビット及び第２ハーフビット間の相対的な位
相関係にのみ依存し、各位相と誤差によって障害を受け
た絶対位相値との比較にはまったく依存することがな
い。このことにより、本発明の方法は、送信機及び受信
機間の送信中に大きな位相誤差が発生したとしても、信
号について変調されたビットシーケンスを受信側で確実
に回復させることができる。
第１ハーフビット及び第２ハーフビット間の相対的な位
相関係にのみ依存し、各位相と誤差によって障害を受け
た絶対位相値との比較にはまったく依存することがな
い。このことにより、本発明の方法は、送信機及び受信
機間の送信中に大きな位相誤差が発生したとしても、信
号について変調されたビットシーケンスを受信側で確実
に回復させることができる。
【００１３】両方のハーフビットに発生する位相の関係
を確立するために、２位相変調信号の最大位相角偏差よ
り大きくなるように基準位相角を設定し、これを利用す
ることができる。このようにするために、受信信号の位
相角から基準位相角までの距離は、復調されるそれぞれ
のビットの各ハーフビットごとに決定される。このよう
にして得られる各位相角距離の比率は、対応するビット
の２値情報を含む。再生搬送波の位相は、基準位相角を
発生するために用いることができ、このため、再生搬送
波は、２位相変調信号の最大位相偏差と受信信号に発生
する最大位相誤差との和よりも大きなシフト角によって
移相される。この場合、送信された信号に位相誤差が存
在したとしても、第１及び第２ハーフビット間の位相関
係は、絶対的にビットシーケンスの正の再生となる。好
ましくはシフト角は180 °が望ましい。
を確立するために、２位相変調信号の最大位相角偏差よ
り大きくなるように基準位相角を設定し、これを利用す
ることができる。このようにするために、受信信号の位
相角から基準位相角までの距離は、復調されるそれぞれ
のビットの各ハーフビットごとに決定される。このよう
にして得られる各位相角距離の比率は、対応するビット
の２値情報を含む。再生搬送波の位相は、基準位相角を
発生するために用いることができ、このため、再生搬送
波は、２位相変調信号の最大位相偏差と受信信号に発生
する最大位相誤差との和よりも大きなシフト角によって
移相される。この場合、送信された信号に位相誤差が存
在したとしても、第１及び第２ハーフビット間の位相関
係は、絶対的にビットシーケンスの正の再生となる。好
ましくはシフト角は180 °が望ましい。
【００１４】送信側のＲＤＳでなされたように低域フィ
ルタをかけると、位相変調された矩形波が搬送波に基づ
いて変調される前は、受信側の変調信号は矩形になって
おらず、近似的に正弦波の位相パターンをしている。こ
の場合、第１及び第２ハーフビットの位相角のパターン
関係は、それぞれ積分法によって形成されるのが望まし
い。このようにするために、先に述べたように基準位相
角を採ることが望ましく、受信信号のパターンと基準位
相角のパターンとの間の領域が、両ハーフビットのそれ
ぞれについて分離されて形成される。積分によって得ら
れる２つのハーフビットについての領域は互いに関係づ
けられ、その結果得られる関係が対応ビットの２値を決
定する。そのため、１つのハーフビットを積分加算(int
egratingup)し、もう１つのハーフビットを積分減算(in
tegrating down)する積分手段の利用はとりわけ有利で
ある。ビットエンドで得られる積分値が正であるか負で
あるかによって、２値”０”または”１”がその対応ビ
ットに割り当てられる。
ルタをかけると、位相変調された矩形波が搬送波に基づ
いて変調される前は、受信側の変調信号は矩形になって
おらず、近似的に正弦波の位相パターンをしている。こ
の場合、第１及び第２ハーフビットの位相角のパターン
関係は、それぞれ積分法によって形成されるのが望まし
い。このようにするために、先に述べたように基準位相
角を採ることが望ましく、受信信号のパターンと基準位
相角のパターンとの間の領域が、両ハーフビットのそれ
ぞれについて分離されて形成される。積分によって得ら
れる２つのハーフビットについての領域は互いに関係づ
けられ、その結果得られる関係が対応ビットの２値を決
定する。そのため、１つのハーフビットを積分加算(int
egratingup)し、もう１つのハーフビットを積分減算(in
tegrating down)する積分手段の利用はとりわけ有利で
ある。ビットエンドで得られる積分値が正であるか負で
あるかによって、２値”０”または”１”がその対応ビ
ットに割り当てられる。
【００１５】アナログシステムに関しては、１つのハー
フビットの間が正に充電され、残りのハーフビットの間
は負に充電されるコンデンサによって、積分が実行され
る。そして、ビットエンド時におけるコンデンサの符号
が、そのビットの２値を決定する。デジタルシステムの
場合には、積分装置としてアップダウンカウンタが特に
望ましい方法として用いられる。十分に高い周波数のク
ロックパルスが、最初のハーフビットの間にカウントア
ップされ、残りのハーフビットの間にカウントダウンさ
れる。ビットエンドの計数値が正か負かによって、その
ビットに２値が割り当てられる。
フビットの間が正に充電され、残りのハーフビットの間
は負に充電されるコンデンサによって、積分が実行され
る。そして、ビットエンド時におけるコンデンサの符号
が、そのビットの２値を決定する。デジタルシステムの
場合には、積分装置としてアップダウンカウンタが特に
望ましい方法として用いられる。十分に高い周波数のク
ロックパルスが、最初のハーフビットの間にカウントア
ップされ、残りのハーフビットの間にカウントダウンさ
れる。ビットエンドの計数値が正か負かによって、その
ビットに２値が割り当てられる。
【００１６】ＲＤＳの場合のように、搬送波の周波数が
ビット周波数の整数倍の場合には、搬送波の整数倍の周
波数が計数クロックの周波数として採用される。本発明
においては、搬送波の各周期の間に、所定時間のタイム
ウィンド及び所定の位相位置が再生された搬送波に対し
てとりわけ好ましい方法で提供される。計数クロック
は、受信された２位相変調信号が所定の２値を持つ間の
周期に各タイムウィンドで計数される。この間、第１ハ
ーフビット中に計数される計数クロックはすべて順次カ
ウントアップされ、また、残りのハーフビットの間に計
数される計数クロックは順次カウントダウンされる。こ
の場合も、ビットエンドでの計数値の符号が再生ビット
の２値を決定する。
ビット周波数の整数倍の場合には、搬送波の整数倍の周
波数が計数クロックの周波数として採用される。本発明
においては、搬送波の各周期の間に、所定時間のタイム
ウィンド及び所定の位相位置が再生された搬送波に対し
てとりわけ好ましい方法で提供される。計数クロック
は、受信された２位相変調信号が所定の２値を持つ間の
周期に各タイムウィンドで計数される。この間、第１ハ
ーフビット中に計数される計数クロックはすべて順次カ
ウントアップされ、また、残りのハーフビットの間に計
数される計数クロックは順次カウントダウンされる。こ
の場合も、ビットエンドでの計数値の符号が再生ビット
の２値を決定する。
【００１７】２位相変調信号の位相パターンのゼロ軸と
の交点に対応しているビット変化とハーフビット変化の
時間域において、障害による不確定動作が生ずることが
ある。本発明の好適な実施例においては、所定の時間幅
を持った遮断ウィンドが、ビット変化とハーフビット変
化の時間域に生成され、２つのハーフビット間に位相パ
ターンを形成しないようにしている。上記関係が計数、
好ましくはアップダウン計数によって形成されるデジタ
ルシステムにおいて、計数動作は遮断ウィンドの期間は
停止される。
の交点に対応しているビット変化とハーフビット変化の
時間域において、障害による不確定動作が生ずることが
ある。本発明の好適な実施例においては、所定の時間幅
を持った遮断ウィンドが、ビット変化とハーフビット変
化の時間域に生成され、２つのハーフビット間に位相パ
ターンを形成しないようにしている。上記関係が計数、
好ましくはアップダウン計数によって形成されるデジタ
ルシステムにおいて、計数動作は遮断ウィンドの期間は
停止される。
【００１８】本発明による復調方法を達成するために、
デジタルシステムにおいてはビット周波数に対応したク
ロックによって計数し、ハーフビットの変化を示してア
ップとダウンの間を周期的に切り換えるようになってい
るアップダウンカウンタを使用することが望ましい。更
に、カウンタは、各ビット変化にともないリセットされ
る。カウンタの計数クロック入力にはその上流にパルス
を計数するための入力、２位相変調信号、タイムウィン
ド信号のための入力が接続され、場合によっては遮断ウ
ィンドへの入力をもった論理積回路が接続されている。
カウンタ出力の下流には、ビットエンドでのカウンタの
計数を評価し、この計数の符号によって復調ビットの２
値を決定する評価回路が接続されている。
デジタルシステムにおいてはビット周波数に対応したク
ロックによって計数し、ハーフビットの変化を示してア
ップとダウンの間を周期的に切り換えるようになってい
るアップダウンカウンタを使用することが望ましい。更
に、カウンタは、各ビット変化にともないリセットされ
る。カウンタの計数クロック入力にはその上流にパルス
を計数するための入力、２位相変調信号、タイムウィン
ド信号のための入力が接続され、場合によっては遮断ウ
ィンドへの入力をもった論理積回路が接続されている。
カウンタ出力の下流には、ビットエンドでのカウンタの
計数を評価し、この計数の符号によって復調ビットの２
値を決定する評価回路が接続されている。
【００１９】
【実施例】以下、図面を用い、ＲＤＳのために設計され
た実施例によって本発明を更に詳しく説明する。
た実施例によって本発明を更に詳しく説明する。
【００２０】図１は、送信機と受信機から成るＲＤＳシ
ステムの受信機側におけるＲＤＳ信号の典型的部分を示
すもので、信号パターンＡ〜Ｇ及び２値シーケンスＨを
示している。ＲＤＳ信号の位相パターンＥは、低域フィ
ルタによって実質的に正弦波となっている。図１は、
（ｎ−１），ｎ，（ｎ＋１）の３ビットについて示して
いる。破線で示している時間軸は、同時に位相角０をも
示している。各ビットは更に、一方が正のハーフビット
となり、他方のハーフビットが負となる位相角で、ＲＤ
Ｓ信号を２つのハーフビットに小分割することができ
る。（ｎ−１）のビットにおいて、位相パターンは第１
ハーフビットでは正であり、第２ハーフビットでは負で
ある。ｎ及び（ｎ＋１）ビットにおいては、この反対に
なっている。つまり、（ｎ−１）ビットとｎビットの間
に位相跳躍が生じていて、これにより、１つの２値から
残りの２値への遷移（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を生じて
いる。
ステムの受信機側におけるＲＤＳ信号の典型的部分を示
すもので、信号パターンＡ〜Ｇ及び２値シーケンスＨを
示している。ＲＤＳ信号の位相パターンＥは、低域フィ
ルタによって実質的に正弦波となっている。図１は、
（ｎ−１），ｎ，（ｎ＋１）の３ビットについて示して
いる。破線で示している時間軸は、同時に位相角０をも
示している。各ビットは更に、一方が正のハーフビット
となり、他方のハーフビットが負となる位相角で、ＲＤ
Ｓ信号を２つのハーフビットに小分割することができ
る。（ｎ−１）のビットにおいて、位相パターンは第１
ハーフビットでは正であり、第２ハーフビットでは負で
ある。ｎ及び（ｎ＋１）ビットにおいては、この反対に
なっている。つまり、（ｎ−１）ビットとｎビットの間
に位相跳躍が生じていて、これにより、１つの２値から
残りの２値への遷移（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を生じて
いる。
【００２１】図１の２値シーケンスＨによれば、２値”
１”は第１ハーフビットにおいては正の位相パターンの
ビットに対応し、第２ハーフビットにおいては負の位相
パターンのビットに対応するように設定されている。一
方、２値”０”は反対の位相パターンビットに対応して
いる。この設定により、図１に示されるＲＤＳ信号の部
分は、ビットシーケンス”１，０，０”を表わしてい
る。ＲＤＳ信号Ｅの正弦波的なパターンは、図１の信号
パターンＧに示されているようなデジタル信号を低域フ
ィルタにかけることにより形成される。信号パターンＧ
は、各ハーフビットごとに位相が変化する。２値が変化
しないビットシーケンスの場合には、各ビット変化ごと
にこのような位相跳躍が起こる。２つの異なった２値が
連続する場合、異なった偏差がある。この結果、信号パ
ターンＧにおいて、ビットｎの第１ハーフビットはビッ
ト（ｎ−１）の第２ハーフビットと同じ位相値を持つ。
図１におけるパターンＤは、受信側で再生された５７Ｋ
Ｈｚの搬送波の位相誤差パターンの典型を示している。
ＲＤＳビットシーケンスの２値を再生させるために従来
技術が用いられる場合には、ＲＤＳ位相パターンは再生
搬送波の誤った位相位置を有する各ビットのハーフビッ
トと比較されるので、ビット（ｎ−１）及びビットn に
ついては正確な結果が得られるが、ビット（ｎ＋１）に
ついては正確な値が得られない。というのは、ビット
（ｎ＋１）の場合には、両ハーフビットの間のＲＤＳ位
相パターンは位相誤差が生じている再生搬送波の位相角
より下にあるからである。両ハーフビットにおいてＲＤ
Ｓ位相パターンが搬送波の位相角より小さい。第１ハー
フビットと第２ハーフビットの間のＲＤＳ位相パターン
の位相反転は、こうして認識されず、その結果ＲＤＳビ
ットシーケンスの復調は誤ったものとなってしまう。
１”は第１ハーフビットにおいては正の位相パターンの
ビットに対応し、第２ハーフビットにおいては負の位相
パターンのビットに対応するように設定されている。一
方、２値”０”は反対の位相パターンビットに対応して
いる。この設定により、図１に示されるＲＤＳ信号の部
分は、ビットシーケンス”１，０，０”を表わしてい
る。ＲＤＳ信号Ｅの正弦波的なパターンは、図１の信号
パターンＧに示されているようなデジタル信号を低域フ
ィルタにかけることにより形成される。信号パターンＧ
は、各ハーフビットごとに位相が変化する。２値が変化
しないビットシーケンスの場合には、各ビット変化ごと
にこのような位相跳躍が起こる。２つの異なった２値が
連続する場合、異なった偏差がある。この結果、信号パ
ターンＧにおいて、ビットｎの第１ハーフビットはビッ
ト（ｎ−１）の第２ハーフビットと同じ位相値を持つ。
図１におけるパターンＤは、受信側で再生された５７Ｋ
Ｈｚの搬送波の位相誤差パターンの典型を示している。
ＲＤＳビットシーケンスの２値を再生させるために従来
技術が用いられる場合には、ＲＤＳ位相パターンは再生
搬送波の誤った位相位置を有する各ビットのハーフビッ
トと比較されるので、ビット（ｎ−１）及びビットn に
ついては正確な結果が得られるが、ビット（ｎ＋１）に
ついては正確な値が得られない。というのは、ビット
（ｎ＋１）の場合には、両ハーフビットの間のＲＤＳ位
相パターンは位相誤差が生じている再生搬送波の位相角
より下にあるからである。両ハーフビットにおいてＲＤ
Ｓ位相パターンが搬送波の位相角より小さい。第１ハー
フビットと第２ハーフビットの間のＲＤＳ位相パターン
の位相反転は、こうして認識されず、その結果ＲＤＳビ
ットシーケンスの復調は誤ったものとなってしまう。
【００２２】これに対して、本発明による復調方法は、
第１ハーフビットにおけるＲＤＳ位相パターンと第２ハ
ーフビットにおけるＲＤＳ位相パターンとの関係を構成
すると共に、その関係の評価を提供している。このた
め、所定の移相角（１８０°が好ましい) だけ再生搬送
波をシフトさせることにより形成された基準位相パター
ンＦが用いられる。上記低域フィルタ操作により、ＲＤ
Ｓ移相パターンは近似的に正弦波であるので、この相対
関係を確立するために積分法が用いられる。この方法
は、基準位相パターンＦとＲＤＳ位相パターンＥとの間
の２つのハーフビットに存在する領域を、第１ハーフビ
ット及び第２ハーフビットについてそれぞれ別々に積分
することによって確定させ、対応するビットエンドにお
いて互いに比較することによって実行される。これを、
図１においてはビットｎについて示している。このよう
な積分により２つの領域Ａ及びＢは確定され、ビットｎ
のエンドで比較される。領域Ａが領域Ｂより小さい場
合、図１に設定された２値の関係の場合においては、２
値は”０”とされる。しかし、領域Ａが領域Ｂより小さ
い場合には、２値”１”が与えられる。これは、ビット
（ｎ−１）の場合に対応する。ＲＤＳ信号Ｅの０位相と
基準位相パターンＦとの間の位相距離が、ＲＤＳ信号の
最大位相偏差及び誤差の最大値に比べて十分に大きく採
られているかぎり、この方法は瞬間的な位相誤差にまっ
たく影響されず、正確な２値を再現する結果となる。
第１ハーフビットにおけるＲＤＳ位相パターンと第２ハ
ーフビットにおけるＲＤＳ位相パターンとの関係を構成
すると共に、その関係の評価を提供している。このた
め、所定の移相角（１８０°が好ましい) だけ再生搬送
波をシフトさせることにより形成された基準位相パター
ンＦが用いられる。上記低域フィルタ操作により、ＲＤ
Ｓ移相パターンは近似的に正弦波であるので、この相対
関係を確立するために積分法が用いられる。この方法
は、基準位相パターンＦとＲＤＳ位相パターンＥとの間
の２つのハーフビットに存在する領域を、第１ハーフビ
ット及び第２ハーフビットについてそれぞれ別々に積分
することによって確定させ、対応するビットエンドにお
いて互いに比較することによって実行される。これを、
図１においてはビットｎについて示している。このよう
な積分により２つの領域Ａ及びＢは確定され、ビットｎ
のエンドで比較される。領域Ａが領域Ｂより小さい場
合、図１に設定された２値の関係の場合においては、２
値は”０”とされる。しかし、領域Ａが領域Ｂより小さ
い場合には、２値”１”が与えられる。これは、ビット
（ｎ−１）の場合に対応する。ＲＤＳ信号Ｅの０位相と
基準位相パターンＦとの間の位相距離が、ＲＤＳ信号の
最大位相偏差及び誤差の最大値に比べて十分に大きく採
られているかぎり、この方法は瞬間的な位相誤差にまっ
たく影響されず、正確な２値を再現する結果となる。
【００２３】図１はまた、受信側で生成される信号Ａ、
Ｂ、Ｃも示している。これら信号Ａ〜Ｃは、すべて受信
側で生成される８．６６４ＭＨｚの発信器周波数からの
分周により形成される。信号Ａは、ＲＤＳビットシーケ
ンスのビット反復比率に対応する周波数１１８７．５Ｈ
ｚを有するＲＤＳクロックを示している。また信号Ａは
同時に、アップダウンカウンタ２５（図４参照）のアッ
プダウン切換信号でもある。信号Ｂは、遮断ウィンド信
号PCE2を示している。信号Ｃは、アップダウンカウンタ
２５のためのリセット信号ＲＰＣを示している。これら
信号Ａ〜Ｃの機能については、以下に詳細を述べる。
Ｂ、Ｃも示している。これら信号Ａ〜Ｃは、すべて受信
側で生成される８．６６４ＭＨｚの発信器周波数からの
分周により形成される。信号Ａは、ＲＤＳビットシーケ
ンスのビット反復比率に対応する周波数１１８７．５Ｈ
ｚを有するＲＤＳクロックを示している。また信号Ａは
同時に、アップダウンカウンタ２５（図４参照）のアッ
プダウン切換信号でもある。信号Ｂは、遮断ウィンド信
号PCE2を示している。信号Ｃは、アップダウンカウンタ
２５のためのリセット信号ＲＰＣを示している。これら
信号Ａ〜Ｃの機能については、以下に詳細を述べる。
【００２４】図２は信号パターンＡ〜Ｇを示している。
信号パターンＡは上記発振子信号であり、周波数は８．
６６４ＭＨｚである。発振器信号Ａを分周することによ
り、それぞれ１１４ＫＨｚと５７ＫＨｚの周波数を持つ
矩形波信号Ｂ及びＣが形成される。周波数５７ＫＨｚの
信号Ｃは、受信側で再生される搬送波を構成する。信号
パターンＤは周波数５７ＫＨｚの搬送波を持つが、前に
述べた再生搬送波Ｃに対して９０°位相がシフトしてい
るタイムウィンド信号PCE1を示している。図２には更に
信号パターンＥ〜Ｇが示されており、これらは図１の信
号Ａ〜Ｃの信号パターンに対応している。
信号パターンＡは上記発振子信号であり、周波数は８．
６６４ＭＨｚである。発振器信号Ａを分周することによ
り、それぞれ１１４ＫＨｚと５７ＫＨｚの周波数を持つ
矩形波信号Ｂ及びＣが形成される。周波数５７ＫＨｚの
信号Ｃは、受信側で再生される搬送波を構成する。信号
パターンＤは周波数５７ＫＨｚの搬送波を持つが、前に
述べた再生搬送波Ｃに対して９０°位相がシフトしてい
るタイムウィンド信号PCE1を示している。図２には更に
信号パターンＥ〜Ｇが示されており、これらは図１の信
号Ａ〜Ｃの信号パターンに対応している。
【００２５】図３は、受信されたＲＤＳ信号の種々の位
相位置について、１つのＲＤＳビットの２つのハーフビ
ット部分を、５７ＫＨｚのＲＤＳ搬送波と比較して示し
ている。信号パターンＡはＲＤＳ搬送波を示している。
ＲＤＳ搬送波の周波数５７ＫＨｚはＲＤＳビット反復比
率１１８７．５Ｈｚの４８倍であるので、各ハーフビッ
トについて、ＲＤＳ搬送波は２４周期存在する。図３
は、ハーフビットの３周期弱分の状態を示している。図
３における信号パターンＢは、ＲＤＳ搬送波と同じ周波
数を持ち、９０°位相がシフトされているタイムウィン
ド信号PCE1を示している。図３の信号パターンＣ、Ｅ、
Ｇは、ＲＤＳ信号の３つの例をＲＤＳ搬送波と比較して
示している。第１ハーフビットにおいて、移相がそれぞ
れ＋４５°，０°，−４５°であり、第２ハーフビット
においては、移相がそれぞれ−４５°，０°，＋４５°
である。図３において、移相＋４５°及び−４５°が位
相角として選ばれたのは、単に図として描きやすいとい
う理由からである。既に述べたように、ＲＤＳ変調の他
にＡＲＩ変調が存在する場合、最大＋３２°及び−３２
°の移相が発生する。
相位置について、１つのＲＤＳビットの２つのハーフビ
ット部分を、５７ＫＨｚのＲＤＳ搬送波と比較して示し
ている。信号パターンＡはＲＤＳ搬送波を示している。
ＲＤＳ搬送波の周波数５７ＫＨｚはＲＤＳビット反復比
率１１８７．５Ｈｚの４８倍であるので、各ハーフビッ
トについて、ＲＤＳ搬送波は２４周期存在する。図３
は、ハーフビットの３周期弱分の状態を示している。図
３における信号パターンＢは、ＲＤＳ搬送波と同じ周波
数を持ち、９０°位相がシフトされているタイムウィン
ド信号PCE1を示している。図３の信号パターンＣ、Ｅ、
Ｇは、ＲＤＳ信号の３つの例をＲＤＳ搬送波と比較して
示している。第１ハーフビットにおいて、移相がそれぞ
れ＋４５°，０°，−４５°であり、第２ハーフビット
においては、移相がそれぞれ−４５°，０°，＋４５°
である。図３において、移相＋４５°及び−４５°が位
相角として選ばれたのは、単に図として描きやすいとい
う理由からである。既に述べたように、ＲＤＳ変調の他
にＡＲＩ変調が存在する場合、最大＋３２°及び−３２
°の移相が発生する。
【００２６】図４は本発明の理に従って作動するＲＤＳ
復調器の好適な実施例である。論理積（ＡＮＤ）回路11
は４つの入力１３，１５，１７，１９を有している。論
理積回路１１の出力２１はアップダウンカウンタ２５の
計数クロック入力２３に接続されている。アップダウン
カウンタ２５は、更に切換制御入力２７及びリセット入
力２９を有している。アップダウンカウンタ２５の出力
３１には評価手段３３が接続されており、この評価手段
３３の出力３５で復調ＲＤＳビットシーケンスが作動す
るようになっている。論理積回路11の入力１３，１５，
１７，１９には、タイムウィンド信号PCE1、遮断ウィン
ド信号PCE2、発振器信号CLose 、受信ＲＤＳ信号がそれ
ぞれ入力される。図１の信号パターンＢに従って、遮断
ウインド信号PCE2は、ビット変化及びハーフビット変化
の間一時的に低い信号値を呈し、これにより論理積回路
１１が遮断され、また、計数クロック信号はアップダウ
ンカウンタ25に達することができなくなる。遮断ウィン
ド時以外は、遮断ウインド信号PCE2は高い値をもち、論
理積回路１１はこの間、開放される。
復調器の好適な実施例である。論理積（ＡＮＤ）回路11
は４つの入力１３，１５，１７，１９を有している。論
理積回路１１の出力２１はアップダウンカウンタ２５の
計数クロック入力２３に接続されている。アップダウン
カウンタ２５は、更に切換制御入力２７及びリセット入
力２９を有している。アップダウンカウンタ２５の出力
３１には評価手段３３が接続されており、この評価手段
３３の出力３５で復調ＲＤＳビットシーケンスが作動す
るようになっている。論理積回路11の入力１３，１５，
１７，１９には、タイムウィンド信号PCE1、遮断ウィン
ド信号PCE2、発振器信号CLose 、受信ＲＤＳ信号がそれ
ぞれ入力される。図１の信号パターンＢに従って、遮断
ウインド信号PCE2は、ビット変化及びハーフビット変化
の間一時的に低い信号値を呈し、これにより論理積回路
１１が遮断され、また、計数クロック信号はアップダウ
ンカウンタ25に達することができなくなる。遮断ウィン
ド時以外は、遮断ウインド信号PCE2は高い値をもち、論
理積回路１１はこの間、開放される。
【００２７】図３の信号パターンＢから明らかなよう
に、タイムウィンド信号PCE1は、ＲＤＳ搬送波の新周期
始まり位置９０°手前から９０°後まで、毎回論理積回
路１１を開く。この間、タイムウィンド信号PCE1は論理
積回路11を開放する。受信側の発振器からのクロックパ
ルスClosc は図３には示されていないが、遮断ウィンド
時間外に論理積回路１１を通過し、アップダウンカウン
タ２５の計数入力２３に達する。この時、タイムウィン
ド信号PCE1及びＲＤＳ信号は高い電位値を持っている。
タイムウィンド信号PCE1が計数動作を許容する間の時間
域は、図３において斜線で示されている。図３は更に信
号パターンＤ、Ｆ、Ｈの表現に斜線部を示しているが、
これは、ＲＤＳ信号についての３つの例Ｃ、Ｅ、Ｇにお
いて、クロックパルスClosc がパルスとして計数される
期間を示している。図３から分るように、両ハーフビッ
トの計数回数は、再生されたＲＤＳ搬送波に対してＲＤ
Ｓ信号が位相差を持たない時にのみ同じとなる。しかし
ながら、そのほかの場合には、両ハーフビットにおける
計数回数は異なる。ＲＤＳ搬送波に対するＲＤＳ信号の
移相が第１ハーフビットで４５°の場合、すなわち第２
ハーフビットでは−４５の場合には、信号パターンＤの
表現によると、第１ハーフビットにおける各ビット周期
の計数時間が、第２ハーフビットのビット周期の計数時
間の３倍になっている。このように、ＲＤＳ周期毎にカ
ウンタ25は、第１ハーフビットに第２ハーフビットの３
倍の計数パルスを計数する。図３の信号パターンＨの表
現は、これと逆の結果となっている。というのは、この
例では、再生ＲＤＳ搬送波に対して−４５°の移相が第
１ハーフビットに存在し、第２ハーフビットでは、再生
ＲＤＳ搬送波に対して＋４５°の移相が存在するからで
ある。
に、タイムウィンド信号PCE1は、ＲＤＳ搬送波の新周期
始まり位置９０°手前から９０°後まで、毎回論理積回
路１１を開く。この間、タイムウィンド信号PCE1は論理
積回路11を開放する。受信側の発振器からのクロックパ
ルスClosc は図３には示されていないが、遮断ウィンド
時間外に論理積回路１１を通過し、アップダウンカウン
タ２５の計数入力２３に達する。この時、タイムウィン
ド信号PCE1及びＲＤＳ信号は高い電位値を持っている。
タイムウィンド信号PCE1が計数動作を許容する間の時間
域は、図３において斜線で示されている。図３は更に信
号パターンＤ、Ｆ、Ｈの表現に斜線部を示しているが、
これは、ＲＤＳ信号についての３つの例Ｃ、Ｅ、Ｇにお
いて、クロックパルスClosc がパルスとして計数される
期間を示している。図３から分るように、両ハーフビッ
トの計数回数は、再生されたＲＤＳ搬送波に対してＲＤ
Ｓ信号が位相差を持たない時にのみ同じとなる。しかし
ながら、そのほかの場合には、両ハーフビットにおける
計数回数は異なる。ＲＤＳ搬送波に対するＲＤＳ信号の
移相が第１ハーフビットで４５°の場合、すなわち第２
ハーフビットでは−４５の場合には、信号パターンＤの
表現によると、第１ハーフビットにおける各ビット周期
の計数時間が、第２ハーフビットのビット周期の計数時
間の３倍になっている。このように、ＲＤＳ周期毎にカ
ウンタ25は、第１ハーフビットに第２ハーフビットの３
倍の計数パルスを計数する。図３の信号パターンＨの表
現は、これと逆の結果となっている。というのは、この
例では、再生ＲＤＳ搬送波に対して−４５°の移相が第
１ハーフビットに存在し、第２ハーフビットでは、再生
ＲＤＳ搬送波に対して＋４５°の移相が存在するからで
ある。
【００２８】個別のＲＤＳ周期にカウンタ２５に達した
計数パルスは、各ハーフビット毎に、第１ハーフビット
においては加算的に計数され、第２ハーフビットにおい
ては減算的に計数され、このようなアップダウン計数で
累積的に計数される。アップ計数パルスのダウン計数パ
ルスに対する割合は、当然、唯一のＲＤＳ周期だけの各
ハーフビットに計数されたとしても同じになる。
計数パルスは、各ハーフビット毎に、第１ハーフビット
においては加算的に計数され、第２ハーフビットにおい
ては減算的に計数され、このようなアップダウン計数で
累積的に計数される。アップ計数パルスのダウン計数パ
ルスに対する割合は、当然、唯一のＲＤＳ周期だけの各
ハーフビットに計数されたとしても同じになる。
【００２９】第１ハーフビットから第２ハーフビットへ
の瞬間に、カウンタ２５がＲＤＳクロックを切換えて制
御入力２７に供給することにより、アップ計数からダウ
ン計数へ切り換えられる。第２ハーフビットのエンド、
すなわち対象ビットのエンドに、カウンタ２５はリセッ
ト信号RPC をリセット入力２９で受けることによりリセ
ットされる。カウンタ２５がリセットされる前にビット
エンドに達したカウンタ２５の計数値は、その出力３１
を経由して評価手段３３に送られる。その評価で必要な
ことは、単に最終計数値が正か負かを判断することであ
る。最終計数値が正である場合には、図１の領域Ａが領
域Ｂより大きいことを意味し、このことは、図１の仮定
された例において、対象ＲＤＳビットが２値”０”にな
ることを意味する。逆にカウンタ25の最終計数値が負の
場合には、領域Ｂが領域Ａより大きいことを意味し、そ
れによって２値”１”が割り当てられることになる。送
信側の信号に基づいて変調されたＲＤＳビットシーケン
スは、このように評価手段33の出力で得ることができ
る。
の瞬間に、カウンタ２５がＲＤＳクロックを切換えて制
御入力２７に供給することにより、アップ計数からダウ
ン計数へ切り換えられる。第２ハーフビットのエンド、
すなわち対象ビットのエンドに、カウンタ２５はリセッ
ト信号RPC をリセット入力２９で受けることによりリセ
ットされる。カウンタ２５がリセットされる前にビット
エンドに達したカウンタ２５の計数値は、その出力３１
を経由して評価手段３３に送られる。その評価で必要な
ことは、単に最終計数値が正か負かを判断することであ
る。最終計数値が正である場合には、図１の領域Ａが領
域Ｂより大きいことを意味し、このことは、図１の仮定
された例において、対象ＲＤＳビットが２値”０”にな
ることを意味する。逆にカウンタ25の最終計数値が負の
場合には、領域Ｂが領域Ａより大きいことを意味し、そ
れによって２値”１”が割り当てられることになる。送
信側の信号に基づいて変調されたＲＤＳビットシーケン
スは、このように評価手段33の出力で得ることができ
る。
【００３０】
【発明の効果】本発明によると、２値の再生は各ビット
の第１ハーフビット及び第２ハーフビット間の相対的位
相関係にのみ依存し、各位相と誤差によって障害を受け
た絶対位相値との比較にはまったく依存することがな
い。このことにより、本発明の方法は、送信機及び受信
機間の送信中に大きな位相誤差が発生したとしても、信
号について変調されたビットシーケンスを受信側で確実
に回復させることができる。
の第１ハーフビット及び第２ハーフビット間の相対的位
相関係にのみ依存し、各位相と誤差によって障害を受け
た絶対位相値との比較にはまったく依存することがな
い。このことにより、本発明の方法は、送信機及び受信
機間の送信中に大きな位相誤差が発生したとしても、信
号について変調されたビットシーケンスを受信側で確実
に回復させることができる。
【図１】受信側におけるＲＤＳ信号の位相パターン及び
受信側のデジタル信号パターンの例を示す図である。
受信側のデジタル信号パターンの例を示す図である。
【図２】受信側のデジタル信号のパターン例を示す図で
ある。
ある。
【図３】ＲＤＳビットの第１ハーフビット及び第２ハー
フビットの部分において、異なった位相位置をもってい
るＲＤＳ信号の３つの例を含む信号パターンを示す図で
ある。
フビットの部分において、異なった位相位置をもってい
るＲＤＳ信号の３つの例を含む信号パターンを示す図で
ある。
【図４】本発明の復調方法を実現するための装置例を示
す図である。
す図である。
１１ 論理積（ＡＮＤ）回路 ２５ アップダウンカウンタ ３３ 評価手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ゲルハルト ロイセル ドイツ連邦共和国 8017 エベルスベルグ グラフィンゲル プラーツ ２
Claims (14)
- 【請求項１】 ビット値の変化が搬送波の位相跳躍によ
って表現される２値ビットシーケンスで２位相変調され
た信号を復調させる方法において、各ビットについて、
第１ハーフビットの間に形成される位相角パターンと第
２ハーフビットの間に形成される位相角パターンとの相
対関係を確立し、どちらのハーフビットが大きな位相角
を持つかに基づいてそれぞれのビットに２値”０”また
は”１”を割り当てるようにしたことを特徴とする信号
復調方法。 - 【請求項２】 前記各ハーフビットにおける位相角関係
が、２位相変調信号の最大位相角偏差より大きな値を有
する基準位相角から受信信号までの距離によって決定さ
れ、このようにして得られた２つの位相角距離の関係を
確立するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の
信号復調方法。 - 【請求項３】 前記搬送波が送信側において取り除か
れ、受信側で再生させるために位相誤差が発生し得る信
号復調方法であって、基準位相角が２位相変調された信
号の最大位相角及び発生し得る位相角誤差の合計と少な
くとも同程度の大きさのシフト角で、再生された搬送波
の位相角をシフトすることによって前記基準位相角が得
られることを特徴とする請求項１または２に記載の信号
復調方法。 - 【請求項４】 前記シフト角が１８０°であることを特
徴とする請求項３に記載の信号復調方法。 - 【請求項５】 相対的な位相角の関係を、各ビット毎に
２つのハーフビットのそれぞれにおいて前記位相角パタ
ーンを積分し、２つの積分値の差をとることにより確定
することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載
の信号復調方法。 - 【請求項６】 前記２つの積分の形態が、前記各ハーフ
ビットの中における基準位相角パターンと２位相変調信
号の位相角パターンとの間の領域形態を有することを特
徴とする請求項５に記載の信号復調方法。 - 【請求項７】 １つのハーフビットでは正方向に、他の
ハーフビットでは負方向に充電されるコンデンサが積分
のために使用され、ビットエンドにおける充電の符号が
対応する２値を決定することを特徴とする請求項５また
は６に記載のアナログシステムによる信号復調方法。 - 【請求項８】 クロックパルスを、１つのハーフビット
においては加算的に計数し、他のハーフビットにおいて
は減算的に計数し、ビットエンドにおける計数値が対応
するビットの２値を決定するようなアップダウン計数が
積分のためになされることを特徴とする請求項５または
６に記載のデジタルシステムによる信号復調方法。 - 【請求項９】 前記搬送波の周波数がビット周波数の整
数倍であり、計数クロック周波数が前記搬送波の周波数
の倍数であり、各搬送波の周期ごとに、所定の時間幅及
び再生された搬送波に対して所定の位相位置を持つタイ
ムウィンドを形成し、各タイムウィンドに受信した２位
相変調信号が所定の信号を有する時間幅に計数クロック
を計数し、１つのハーフビットに計数パルスを加算的に
計数し、他のハーフビットに前記計数パルスを減算的に
計数することを特徴とする請求項８に記載の信号復調方
法。 - 【請求項１０】 ビット及びハーフビットが遷移する時
間域に所定の時間幅を持った遮断ウィンドを形成し、こ
の時間内においては位相角関係の形成を遮断することを
特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の信号復調
方法。 - 【請求項１１】 前記計数クロックの計数動作を、前記
遮断ウィンドの間はしないようにしたことを特徴とする
請求項１０に記載の方法。 - 【請求項１２】 ビット値の変化が搬送波の位相跳躍に
よって表現される２値ビットシーケンスで２位相変調さ
れた信号を復調するデジタルシステムの構成としての装
置において、計数パルス入力、アップダウン切換制御パ
ルス入力、リセット入力及びカウンタ出力を有するアッ
プダウンカウンタを備え、前記計数パルス入力が、上流
に計数クロック入力、信号入力およびタイムウィンド入
力をもつ論理積回路を有し、前記カウンタ出力が、その
下流に前記カウンタのビットエンドにおける計数値を評
価する評価手段を有し、この計数の符号を基にして２
値”１”または”０”を出力し、これらの２値によって
復調ビットシーケンスを決定し、アップダウン切換制御
入力に、一方のハーフビット中はアップカウント、他方
のハーフビット中はダウンカウントに制御するような周
期位置及び位相位置でビットシーケンスに対応する信号
を供給し、前記リセット入力にリセット信号をビット遷
移ごとに供給し、前記計数クロック入力には搬送波周波
数の倍数である周波数の計数クロックを供給し、前記信
号入力には２位相変調信号を供給し、前記タイムウィン
ド入力には、前記搬送波に対して所定の位相位置で各搬
送波周期における所定の時間幅で論理積回路を開放する
タイムウィンド信号を供給するようにしたことを特徴と
する信号復調装置。 - 【請求項１３】 前記論理積回路が、ビット及びハーフ
ビット遷移の時間域に各遮断ウィンド信号の間、前記論
理積回路を遮断する遮断ウィンド信号を供給するための
遮断制御入力を備えていることを特徴とする請求項１２
に記載の信号号復調装置。 - 【請求項１４】 前記２位相変調された信号がRDS 信号
であることを特徴とする請求項１から１３のいずれかに
記載の信号復調方法または装置。
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