JPH0746423A

JPH0746423A - 高圧電源回路

Info

Publication number: JPH0746423A
Application number: JP20898493A
Authority: JP
Inventors: Nobuaki Imamura; 宣明今村; Hideki Takagi; 秀樹高木; Nobuhiro Koyama; 伸広小山
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1993-07-29
Filing date: 1993-07-29
Publication date: 1995-02-14
Anticipated expiration: 2018-02-17
Also published as: JP3379161B2

Abstract

(57)【要約】【目的】陰極線管のマルチスキャン駆動に適した高圧
電源回路を提供する。【構成】水平ドライブ信号をオペアンプ31の外付け抵
抗器32とコンデンサ33の積分回路で積分して三角波を作
り、三角波の直流成分をコンデンサ38でカットする。ク
ランプ回路36は三角波の下側ピークレベルを基準電源34
の電源電圧にクランプし、反転増幅器37で反転して基準
三角波を作る。コンパレータ20は基準三角波と高圧出力
電圧の検出値とを比較し、高圧出力電圧の降下量が大き
くなるにつれパルス幅を大きくしたドライブ信号をＭＯ
ＳＦＥＴ11に加える。ＭＯＳＦＥＴ11のオフ期間に
共振コンデンサ６と一次コイル２とのＬＣ直列共振によ
ってフライバックパルスを作り出す。フライバックパル
スの波高値はＭＯＳＦＥＴ11のオン期間が大きいほ
ど、つまり、高圧降下量が大きいほど高くなり、高圧降
下分を補償して高圧出力電圧を安定化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マルチスキャンディス
プレイ等に用いられる高圧電源回路に関するものであ
る。１５

【０００２】

【従来の技術】一般に、テレビジョン受像機やディスプ
レイ装置の陰極線管を高圧駆動する高圧電源回路には、
高圧出力電圧を安定化する高圧安定化回路が設けられて
いる。

【０００３】この種の高圧安定化回路として、かつて
は、シリーズレギュレータやチョッパー方式によってフ
ライバックトランスの一次側の駆動電源の電圧を制御
し、高圧出力電圧の安定化を行っていたが、この方式で
は、制御の応答性が悪い等の問題があり、最近では、フ
ライバックトランスの一次側に設けたパルス波高値制御
専用のスイッチ素子のドライブ信号のパルス幅を、水平
ドライブ信号（ＨＤ信号）に同期しながら高圧出力電圧
の変動に応じて制御する方式が採用されつつある。この
スイッチ素子によるパルス幅制御（ＰＷＭ制御）の方式
は、一般的に、図10の（ｄ）に示すような水平ドライブ
信号ＨＤ１を積分して同図の（ｃ）の実線に示すような
三角波（この図ではランプ三角波）を作り出し、この三
角波と高圧出力電圧の高圧検出電圧とを比較し、高圧検
出電圧レベルが三角波を切る幅のドライブ信号を同図の
（ｂ）に示すように作成し、このドライブ信号をスイッ
チ素子に加えて高圧出力電圧の安定化を行っている。

【０００４】すなわち、同図の（ｃ）から分かるよう
に、高圧出力電圧が降下すると、高圧検出電圧も下が
り、この結果、高圧検出電圧が三角波を切る幅が広くな
るので、ドライブ信号のパルス幅が大きくなる。ドライ
ブ信号のパルス幅が大きくなれば、スイッチ素子のオン
期間が長くなることで、フライバックパルスを作り出す
エネルギが大きくなり、これにより、フライバックトラ
ンスの一次側で発生するフライバックパルスの波高値が
その分高くなって一次側の発生電圧が大きくなり、高圧
出力電圧を大きくする方向に制御する結果、高圧出力電
圧の降下分が補償されて、高圧出力電圧の安定化が達成
されるのである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】前記のパルス幅制御方
式による高圧安定化回路を採用することにより、陰極線
管を固定の水平ドライブ信号により動作させるときに
は、優れた回路性能を発揮するのであるが、最近におい
ては、例えばパソコン等のディスプレイでは、様々な周
波数の水平ドライブ信号を用いて陰極線管駆動を行う、
いわゆるマルチスキャン方式の使用態様が採用されつつ
あり、このようなマルチスキャン駆動を行う場合は、前
記固定周波数方式の高圧電源回路では満足すべき高圧の
安定化動作を行わせるのが難しいという問題がある。

【０００６】この理由を模式的に示したものが図10の破
線の波形である。前記の如く、同図の（ｄ）に示す水平
ドライブ信号ＨＤ１を積分して三角波形を作り出すと同
図の（ｃ）の実線に示す三角波が得られるが、同図の
（ｅ）に示すように周波数が異なる水平ドライブ信号Ｈ
Ｄ２を同様に積分して三角波を作成すると、同図の
（ｃ）の破線で示すような波形の三角波が作成され、こ
の同図（ｃ）の実線と破線の波形から明らかな如く、水
平ドライブ信号の周波数が異なると三角波のレベルが異
なったものとなる。三角波のレベルが異なると、高圧検
出電圧が同じであっても、この高圧検出電圧が実線の三
角波を切る幅と破線の三角波を切る幅とが異なる結果、
実線の三角波を用いて作り出される同図（ｂ）のドライ
ブ信号のパルス幅と、破線の三角波を用いて作り出され
る同図（ａ）のドライブ信号のパルス幅が明らかに異な
ったものとなり、このため、高圧出力電圧の降下量が同
じであっても、水平ドライブ信号の周波数の違いによ
り、フライバックトランスの一次側で作り出されるフラ
イバックパルスの波高値が異なり、このため、使用する
水平ドライブ信号の周波数によって高圧出力電圧が変化
してしまうという問題が生じる。

【０００７】また、水平ドライブ信号の周波数が同じで
あっても、その水平ドライブ信号のデュティが異なる
と、同様にデュティの違いによって作り出される三角波
のレベルに差が生じ、同様な理由により、水平ドライブ
信号のデュティの違いによって高圧出力電圧が変動して
しまうという問題が生じる。

【０００８】本発明は上記従来の課題を解決するために
なされたものであり、その目的は、水平ドライブ信号の
周波数やデュティが異なっても、高圧出力電圧に変動が
生じることのない高圧電源回路を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、次のように構成されている。すなわち、本
発明は、フライバックパルスを昇圧して高圧出力電圧を
陰極線管に加えるフライバックトランスを備え、フライ
バックトランスの一次側にはメインスイッチ素子と、こ
のメインスイッチ素子のオフ期間にフライバックトラン
スとのＬＣ共振によってフライバックパルスを発生する
共振コンデンサを有し、高圧出力電圧の検出手段によっ
て検出された高圧検出値に基づき、フライバックパルス
の波高値を可変して高圧出力電圧を安定化する方向に前
記メインスイッチ素子のドライブ信号のパルス幅を制御
するスイッチング制御回路が設けられている高圧電源回
路であって、前記スイッチング制御回路は水平ドライブ
信号を波形整形して基準三角波を作成する基準三角波作
成回路と、前記基準三角波と前記高圧検出値とを比較し
て高圧出力電圧の降下量が大きくなるに従いパルス幅の
広いドライブ信号を作成してメインスイッチ素子に加え
るドライブ信号作成回路とを含み、前記基準三角波作成
回路は、水平ドライブ信号を利用して三角波を作る三角
波作成回路と、この作成された三角波形の直流成分をカ
ットする直流カット回路と、直流成分がカットされた三
角波の下側ピーク電圧を基準電圧にクランプするクラン
プ回路と、下側ピーク電圧がクランプされた三角波を反
転して基準三角波にする反転回路とを有することを特徴
として構成されている。

【００１０】また、スイッチオフによってフライバック
パルスを作成するメインスイッチ素子の他にスイッチオ
ン期間の制御によりフライバックパルスの波高値を制御
する波高値制御専用の補助スイッチ素子が設けられ、ス
イッチング制御回路から出力されるドライブ信号を前記
補助スイッチ素子に加えるようにしたことも本発明の特
徴的な構成である。

【００１１】

【作用】上記構成の本発明において、基準三角波作成回
路は、まず三角波作成回路により、水平ドライブ信号を
利用して三角波形を作り出すが、この三角波作成回路に
より作り出された三角波形のレベルは水平ドライブ信号
の周波数やデュティによってばらついたものとなる。作
成された三角波は次に直流カット回路により直流成分が
カットされ、クランプ回路に加えられる。クランプ回路
では、三角波の下側ピーク電圧を基準電圧にクランプす
る結果、水平ドライブ信号の周波数やデュティによって
レベルにばらつきがあっても、このクランプ回路のクラ
ンプ作用により、何れの三角波もその下側ピーク電圧は
一定の基準電圧に揃えられる。そして、次に、この下側
ピーク電圧がくクランプされた三角波が反転回路により
反転される結果、反転された三角波、つまり、基準三角
波の上側のピーク電圧（ピークレベル）は、水平ドライ
ブ信号の周波数やデュティに関わりなく一定の電圧に揃
えられる。

【００１２】この結果、この基準三角波と高圧出力電圧
の検出電圧とを比較するとき、その比較の結果は高圧出
力電圧の降下量が同じであれば、水平ドライブ信号の周
波数やデュティ比に関わりなく同じとなり、したがっ
て、作成されるスイッチ素子のドライブ信号のパルス幅
も同じとなり、これにより、水平ドライブ信号の周波数
やデュティが異なっても、高圧出力電圧が降下したとき
には、その降下を補償する同一の電圧が加算され、水平
ドライブ信号の周波数やデュティに影響を受けず、高圧
出力電圧の安定化動作が正確に行われる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１には本発明に係る高圧電源回路の第１の実施
例の回路構成が示されている。同図において、フライバ
ックトランス１の一次コイル２の一端側（例えば巻き始
め端側）には駆動電源３が接続され、一次コイル２の他
端側（巻き終わり端側）にはメインスイッチ素子として
のＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）11のドレイ
ン側がダイオード30を介して接続され、ＭＯＳＦＥＴ
11のソース側はグランドに接続されている。そして、Ｍ
ＯＳＦＥＴ11とダイオード30の直列回路には該ＭＯＳ
ＦＥＴ11の電流の向きと逆向きのダンパーダイオード
５が並列に接続されている。このダンパーダイオード５
は電子部品のダイオードを外付けによって接続してもよ
いが、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ11を使用する
場合は、ＭＯＳＦＥＴ11自体が逆方向のダイオード特
性も有しているので、外付けのダイオード部品を省略
し、ＭＯＳＦＥＴ11のダイオード特性をダンパーダイ
オード５として機能させることができる。

【００１４】また、一次コイル２の巻き終わり端側には
共振コンデンサ６の一端側が接続され、共振コンデンサ
６の他端側にはダイオード12のカソード側が接続され、
ダイオード12のアノード側はグランドに接続されてい
る。そして、ダイオード12と共振コンデンサ６との接続
部にはダイオード13のアノード側が接続され、ダイオー
ド13のカソード側は一次コイル２と駆動電源３との接続
部に接続されている。このダイオード12，13は電流阻止
用クランプ回路14を構成している。

【００１５】フライバックトランス１の二次コイル７の
高圧端は高圧整流ダイオード８を介して陰極線管のアノ
ードに接続されている。この高圧端側には分圧抵抗器1
5，16の直列回路の一端が接続されており、この分圧抵
抗器15，16に抵抗分割されて、高圧出力電圧が検出され
ている。そしてこの検出電圧はオペアンプ17の非反転入
力端子に加えられており、このオペアンプ17と前記分圧
抵抗器15，16によって高圧検出手段が構成されている。
オペアンプ17の反転入力端子側には基準電源18から基準
電圧が加えられており、オペアンプ17は高圧出力電圧の
検出電圧（高圧検出電圧）と基準電圧とを比較し、高圧
出力電圧の降下量に対応する信号をドライブ信号作成回
路として機能するコンパレータ20の反転入力端子に加え
る。一方、コンパレータ20の非反転入力端子には基準三
角波作成回路21からの信号が加えられる。

【００１６】基準三角波作成回路21は、オペアンプ31の
外付け抵抗器32とコンデンサ33によって構成される三角
波作成回路として機能する積分回路と、直流カット回路
として機能するコンデンサ38と、基準電源34とダイオー
ド35によって構成されるクランプ回路36と、反転回路と
しての反転増幅器37とを有して構成されている。オペア
ンプ31の積分回路は、図２の（ｆ）に示すような水平ド
ライブ信号ＨＤ１，ＨＤ２を受けてこれを積分し、同図
の（ｅ）に示すような三角波を作り出す。なお、この図
２で、実線は水平ドライブ信号ＨＤ１に関する信号波形
を示し、破線は、周波数の異なる水平ドライブ信号ＨＤ
２に関する波形を示している。つまり、積分回路によ
り、水平ドライブ信号ＨＤ１の積分により、同図の
（ｅ）の実線で示す三角波が作り出され、水平ドライブ
信号ＨＤ２の積分により、破線で示す三角波が作り出さ
れる。この実線の三角波と破線の三角波は水平ドライブ
信号ＨＤ１，ＨＤ２の周波数が異なっているので、その
レベルに差が生じている。

【００１７】コンデンサ38はオペアンプ31側から加えら
れる三角波信号の直流成分をカットして交流成分のみの
波形とし、これをクランプ回路36に加える。クランプ回
路36はコンデンサ38側から加えられる三角波の下側ピー
クの電圧を基準電源34の電圧Ｅ_Cにクランプする。この
結果、図２の（ｄ）に示すように、実線および破線の三
角波は、ともに、グランドに対し、電圧Ｅ_Cの一定電圧
の揃えられ、この下側ピーク電圧がクランプされた三角
波は反転増幅器37に加えられる。反転増幅器37はこの下
側ピークがクランプされた三角波を図２の（ｃ）に示す
ように反転する。この反転の結果、実線および破線で示
す三角波は、その上側ピークの電圧が一定に揃えらえた
状態の波形となる。この反転された三角波の信号は前記
コンパレータ20の非反転入力端子に加えられる。

【００１８】コンパレータ20は反転増幅器37から加えら
れる三角波と、前記オペアンプ17側から加えられる高圧
出力電圧の検出信号（高圧検出値）とを図２の（ｃ）に
示すように比較し、高圧検出値のレベルが三角波の上側
に突き出す部分を切る幅をパルス幅としたプレドライブ
信号、つまり、図２の（ｂ）に示す白抜きとハッチング
の部分を合わせた波形のパルスＰ_Sを出力する。

【００１９】一方、このコンパレータ20の出力側には電
圧Ｅ_Tを電源としたトランジスタTr₁，Tr₂の回路が接
続されている。トランジスタTr₁のベースには、抵抗器
を介して水平ドライブ信号が加えられるようになってお
り、このトランジスタTr₁は水平ドライブ信号を反転し
てトランジスタTr₂に加える。トランジスタTr₂はオン
のとき、つまり、水平ドライブ信号がＬ（ロウ）のとき
オンしてコンパレータ20の出力をグランドに落とす結
果、図２の（ｂ）に示すパルスＰ_Sのうち、三角波の頂
点よりも右側のハッチングで示す部分が切り取られた白
抜き部分の波形を作り出し、これがＭＯＳＦＥＴ11の
ドライブ信号としてＭＯＳＦＥＴ11のゲートに加えら
れるのである。このように、ＭＯＳＦＥＴ11には高圧
出力電圧の降下量が大きくなるにつれ、パルス幅を大き
くしたドライブ信号が加えられ、ＭＯＳＦＥＴ11はこ
のドライブ信号のオンパルス幅に応じてスイッチ動作を
行う。これらトランジスタTr₁，Tr₂の回路と基準三角
波作成回路21とコンパレータ20は本実施例の特徴的なス
イッチング制御回路を構成する。

【００２０】この実施例は上記のように構成されてお
り、次に、その動作を図１の回路および図２のタイムチ
ャートに基づき説明する。まず、ｔ₀で、ＭＯＳＦＥ
Ｔ11がオンすると、駆動電源３側から一次コイル２を通
り、さらにＭＯＳＦＥＴ11を通ってグランド側に電流
が流れる。この一次コイル２に流れる電流によって一次
コイル２に電磁エネルギが蓄えられる。

【００２１】次にｔ₁でＭＯＳＦＥＴ11がオフする
と、一次コイル２から共振コンデンサ６とダイオード13
を通るルートで電流が流れ、一次コイル２のインダクタ
ンスと共振コンデンサ６の容量とのＬＣ直列共振が開始
され、図２の（ａ）に示すようにフライバックパルス
（電圧パルス）が発生する。このフライバックパルスは
一次コイル２側の電磁エネルギが全て共振コンデンサ６
の静電エネルギに変換されたときに最大となる。一次コ
イル２の電磁エネルギが全て共振コンデンサ６に移った
後に、今度はダイオード12、共振コンデンサ６、一次コ
イル２を順に通って駆動電源３に至るルートで逆電流が
流れ、共振コンデンサ６の静電エネルギは一次コイル２
の電磁エネルギに逆変換されて行く。

【００２２】そして、フライバックパルスが作り終わっ
たｔ₂で、図１の回路のＦ点の電圧が零になり、このと
き、ダンパーダイオード５がオンし、グランド側からダ
ンパーダイオード５を通って一次コイル２側に電流が流
れる。この逆電流の流れによりＦ点の電圧が上昇してｔ
₃で駆動電源３の電源電圧Ｅ_Bと同電位になると、ダン
パーダイオード５はオフとなる。このとき、ＭＯＳＦ
ＥＴ11はオフしているため、駆動電源３側から共振コン
デンサ６側に電流が流れようとするが、本実施例ではダ
イオード12，13の電流阻止用クランプ回路14が設けられ
ることで、共振コンデンサ６の両端部の電圧は共に駆動
電源３の電源電圧Ｅ_BにクランプされてＥ_Bと同電位に
保持されるため、一次コイル２側から共振コンデンサ６
側に電流が流れることがない。

【００２３】次に、ｔ₄の時点で、ＭＯＳＦＥＴ11が
オンすると、Ｆ点は接地されることとなり、駆動電源３
から一次コイル２を通る電流はＭＯＳＦＥＴ11を通っ
てグランド側に流れ、最初のｔ₀の状態に一致する。こ
れらｔ₀からｔ₄の動作の繰り返しにより、回路動作が
継続される。

【００２４】本実施例では、高圧出力電圧が降下するに
つれ、ＭＯＳＦＥＴ11のオン期間が長くなり、これに
より、一次コイル２に蓄えられる電磁エネルギが大きく
なって発生するフライバックパルスの波高値も高くなる
ので、高圧出力電圧の安定化が効果的に行われることと
なる。しかも、高圧出力電圧を制御するスイッチ素子を
ＭＯＳＦＥＴ11だけの１個の素子によって構成したの
で、部品点数が非常に少なくなり、回路構成も簡易とな
っている。

【００２５】また、ダンパー期間の終わりからＭＯＳ
ＦＥＴ11がオンする期間は、共振コンデンサ６の両端部
の電圧が駆動電源３の電源電圧と同電位にクランプされ
るので、駆動電源３から一次コイル２を通って共振コン
デンサ６に電流が流れることがなく、この期間でノイズ
の原因となる不要なパルス電圧Ｐ_W（図９の（ａ））の
発生（共振コンデンサ６に電流が流れると共振が行われ
るためダンパー期間で不要なパルス電圧Ｐ_Wが発生す
る）を防止することができる。

【００２６】さらに、この実施例は、前記の如く、不要
電圧パルスＰ_Wの発生の防止を電流阻止用クランプ回路
14で行うものであるため、この不要電圧パルスの発生を
防止するために図９の（ｃ）中に破線で示すように、Ｍ
ＯＳＦＥＴ11のオン期間をダンパー期間にオーバーラ
ップさせるという制約がなく、これにより、ＭＯＳＦＥ
Ｔ11をスイッチ動作するドライブ信号のパルス幅を最大
限水平ドライブ信号のパルス幅まで広げることができ、
極めて広い範囲に亙って電圧制御が可能となる。

【００２７】さらに、本実施例の回路では偏向周期の１
周期毎にチャージ、ディスチャージする共振型の回路の
ため、高圧出力電圧の安定化の応答性が極めて良く、高
圧安定化の制御性能を格段に高めることができる。

【００２８】さらに、本実施例の回路では、基準三角波
作成回路21で基準三角波を作るとき、積分回路を通して
作り出された三角波の下側のピークをクランプ回路36に
より基準電圧にクランプし、これを反転増幅器37で反転
して基準三角波としているため、基準三角波のピーク電
圧が水平ドライブ信号の周波数の如何に拘わらず一定と
なり、かつ、そのピーク点が水平ドライブ信号の立ち下
がりに同期し、この特定の同レベルの位置から積分回路
の抵抗器32の抵抗値Ｒ₁とコンデンサ33の容量Ｃ₁との
Ｒ₁Ｃ₁の積分直線にしたがって三角波の斜線が描かれ
ることとなるので、水平ドライブ信号の周波数が異なっ
ても、この基準三角波のピーク点および三角波の斜線の
傾きが同一の波形となる。そのため、高圧出力電圧の降
下量が同じであれば、高圧検出値が基準三角波を切る幅
は水平ドライブ信号の周波数に拘わらず同じとなり、し
たがって、コンパレータ20で作り出されるＭＯＳＦＥ
Ｔ11のドライブ信号のパルス幅は水平ドライブ信号の周
波数の如何に拘わらず同じとなる。これにより、水平ド
ライブ信号の周波数の如何に拘わらず高圧出力電圧の降
下量が同じであれば、フライバックパルスの波高値も同
じに制御され、水平ドライブ信号の周波数の如何に左右
されることなく、高圧出力電圧の安定化が正確に行われ
ることとなる。

【００２９】また、同様に、水平ドライブ信号のデュテ
ィが異なる場合も、同様の理由により、デュティの如何
に拘わらず、ピークレベルおよび斜線の傾きが同一の基
準三角波が作り出されることとなるので、水平ドライブ
信号のデュティの如何に左右されずに、高圧出力電圧の
安定化制御を行うことができる。

【００３０】図３には本発明の第２の実施例が示されて
いる。この実施例が前記第１の実施例と異なることは、
水平ドライブ信号を利用して三角波を作る三角波作成回
路を、オペアンプの積分回路とせずに、コンデンサ33と
抵抗器32の充放電の回路によって構成したことであり、
それ以外の構成は前記第１の実施例と同様である。本実
施例の特徴的な充放電の回路は、コンデンサ33と抵抗器
32を直列に接続して構成し、その直列接続部に直流カッ
ト回路として機能するコンデンサ38の一端側が接続され
ている。そして、コンデンサ33にはトランジスタTr₃が
並列に接続されている。

【００３１】また、抵抗器32は、ダイオード40を介して
水平ドライブ信号を反転するトランジスタTr₁のコレク
タ側に接続されている。このトランジスタTr₁のエミッ
タ側はクランプ回路36の基準電源34の負極側に接続され
ている。トランジスタTr₁のコレクタは抵抗器を介して
トランジスタTr₂のベースに接続され、トランジスタTr
₂のコレクタはＭＯＳＦＥＴ11のゲートに接続されて
おり、トランジスタTr₁，Tr₂は前記第１の実施例と同
一の動作を行うものである。

【００３２】次に、この第２の実施例の基準三角波の作
成動作を図４のタイムチャートに基づいて説明する。ま
ず、トランジスタTr₁に水平ドライブ信号が加えられて
オンすると、コンデンサ33に蓄えられていた電荷が放電
し、コンデンサ33の容量Ｃ₁と抵抗器32の抵抗値Ｒ₁の
Ｃ₁Ｒ₁の時定数でＡ点（コンデンサ33と抵抗器32の接
続点）の電圧が図４の（ｃ）に示すように低下してい
く。このＡ点の電圧がトランジスタTr₁のカットオフ電
圧まで降下すると、トランジスタTr₁がオフすると同時
に、スイッチ素子のトランジスタTr₃がオンし、今度
は、コンデンサ33を充電し、Ａ点の電圧が元の電源Ｅ_T
の電圧まで回復させる。このトランジスタTr ₁とTr₃の
スイッチング動作の繰り返しにより、コンデンサ33と抵
抗器32の充放電回路による充放電によって、図４の
（ｃ）に示す三角波が作り出される。そして、この三角
波はコンデンサ38により直流成分がカットされ、次に、
クランプ回路36により、三角波の下側ピークの電圧が基
準電源34の電源電圧Ｅ_Cにクランプされ、図４の（ｂ）
に示す波形が得られる。すなわち、水平ドライブ信号の
周波数やデュティが異なっていて充放電回路の充放電に
より作成された三角波のレベルがばらついていても、ク
ランプ回路36のクランプ作用により、三角波の下側ピー
クのレベルは基準電源34の電圧に一定に揃えられる。そ
して、この下側ピークのレベルがクランプされた三角波
は、反転増幅器37により反転されて図４の（ａ）に示す
基準三角波が作り出される。

【００３３】したがって、この実施例においても、基準
三角波の上側ピークのレベルは水平ドライブ信号の周波
数やデュティの如何に拘わらず一定となり、また、その
三角波の斜線の傾きも同じになるので、前記第１の実施
例と同様に、水平ドライブ信号の周波数やデュティの違
いによって高圧出力電圧が変動するということがなく、
水平ドライブ信号の周波数およびデュティの如何に拘わ
らず、高圧出力電圧の高精度の安定化動作を行うことが
できる。

【００３４】なお、本発明は上記各実施例に限定される
ことはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上
記各実施例の回路は、高圧出力発生専用の回路とした
が、図５に示すように、共振コンデンサ６に並列に偏向
ヨークＤ_YとＳ字補正コンデンサＣ_Sとの直列回路を接
続して、高圧発生と偏向駆動の一体型の回路構成にする
とともに、コンパレータ20の出力側にパルス幅リミッタ
23を介設したものでもよい。

【００３５】一般に、低周波数から高周波数にかけて広
範囲の偏向駆動が可能なマルチスキャンタイプの回路で
は、偏向周波数が高周波数となる側でフライバックパル
スの波高値の上限電圧が設計段階で設定されている。本
実施例の回路では、ＭＯＳＦＥＴ11のドライブ信号のパ
ルス幅が最大水平ドライブ信号の幅まで広くできる構成
であるため、マルチスキャン駆動を行う場合、低周波駆
動時に、ドライブ信号のパルス幅がＨＤ信号まで目一杯
広がると、ＭＯＳＦＥＴ11のオン期間が高周波駆動の
場合よりも遙かに長くなり、一次コイル２に流れる電流
も大きくなる結果、発生するフライバックパルスの波高
値が高周波駆動の場合よりも遙かに大きくなり、前記フ
ライバックパルスの波高値の上限電圧、つまり、設計上
の上限電圧を越えてしまうという問題が生じる。この実
施例では、これを避けるために、パルス幅リミッタ23を
設け、高周波駆動を基準として設定した上限電圧を低周
波偏向駆動にも越えないようにドライブ信号のパルス幅
を制限することによって、低周波から高周波にかけての
広範囲な周波数範囲のマルチスキャン駆動を支障なく行
うことができる。

【００３６】このマルチスキャン駆動の回路としては、
図６に示すように、共振コンデンサを６ａと６ｂの直列
回路によって構成し、スイッチ19により、低周波数駆動
のときと高周波数駆動のときとで共振容量を切り換える
ようにすることもできる。

【００３７】さらに、図７に示すように、電流阻止用ク
ランプ回路14のダイオード12に並列にスイッチ素子のト
ランジスタ24を接続してもよい。前記第１および第２の
実施例におけるフライバックパルスの波形を誇張して描
くと図８の（ａ）に示したものとなる。第１および第２
の実施例では、ＭＯＳＦＥＴ11がオフして駆動電源３
側から一次コイル２を経て共振コンデンサ６にＬＣ直列
共振の電流が流れるとき、ダイオード12が逆向きのた
め、この電流がグランド側に落ちないので、フライバッ
クパルスがピークとなったときに、ダイオード12がない
ときのピーク値よりも駆動電源３の電源電圧Ｅ_Bだけ持
ち上げられた格好の波形となり、パルス波形が左右非対
称となる。

【００３８】この実施例ではこれを避けるためにダイオ
ード12に並列にトランジスタ24を設け、フライバックパ
ルスパルスを作成する期間でトランジスタ24をオンする
ようにすればよい。このトランジスタ24のオンにより、
一次コイル２側から共振コンデンサ６を通る電流はトラ
ンジスタ24を経てグランド側に流れることとなり、これ
により、フライバックパルスのピーク電圧は駆動電源３
の電源電圧Ｅ_B分だけ持ち上げられることがなくなり、
図８の（ｂ）に示すように、左右対称のフライバックパ
ルス波形を得ることができる。

【００３９】さらに、上記各実施例の回路において、破
線で示すように二次コイル７の高圧端側に平滑コンデン
サ９を設けたり、高圧安定化の応答性を高めるためのス
ピードアップコンデンサ28を設けたものでもよい。ま
た、各実施例の回路は、高圧安定化の制御幅が広く、か
つ、応答性が良いので、一般的にはレギュレーションを
改善するためのチョークコイルをフライバックトランス
１の一次コイルに並列に接続する必要は特にないが、も
ちろん、このチョークコイルを一次コイル２に並列に接
続してもよい。

【００４０】さらに、上記各実施例では高圧出力電圧を
取り出すために、分圧抵抗器15，16の直列回路を二次コ
イル７の一端側に接続しているが、通常の高電圧発生回
路では二次コイル側にフォーカス電圧とスクリーン電圧
を取り出す抵抗回路が接続されるので、この抵抗回路を
利用して高圧出力電圧を検出するようにしてもよい。

【００４１】さらに、前記各実施例では、ＭＯＳＦＥ
Ｔ11のドレイン側にダイオード30を設けたが、ソース側
に設けてもよく、場合によっては、このダイオード30は
省略することもあり得る。

【００４２】さらに、上記実施例では、スイッチ素子を
ＭＯＳＦＥＴ11によって構成したが、このスイッチ素
子はバイポーラトランジスタ等、他のスイッチ素子を用
いて構成することができる。また、Tr₁，Tr₂，Tr₃の
スイッチ素子をトランジスタにより構成したが、これを
ＭＯＳＦＥＴ等、他のスイッチ素子を用いて構成する
ことができる。

【００４３】さらに、上記各実施例ではＭＯＳＦＥＴ
11のドライブ信号を作成する際、図２（ｂ）のパルスＰ
_Sのハッチングの波形部分をトランジスタTr₁，Tr₂の
動作により取り除くようにしたが、トランジスタTr₁，
Tr₂を省略し、ＭＯＳＦＥＴ11のドライブ信号を白抜
きの部分とハッチングの部分を合わせたＰ_Sの波形の信
号として利用する場合もあり得る。

【００４４】さらに、基準三角波作成回路の三角波作成
回路と、直流カット回路と、クランプ回路と、反転回路
は、本実施例の回路に限定されるものではなく、同一の
機能を有する回路であれば、回路構成の異なる他の回路
であってもよい。例えば、三角波作成回路は、定電流回
路とコンデンサを用い、水平ドライブ信号によりフリッ
プフロップをオンすることで達成することも可能であ
る。

【００４５】さらに、上記各実施例は水平出力スイッチ
素子として機能するメインスイッチ素子のＭＯＳＦＥ
Ｔ11にスイッチング制御回路からドライブ信号を加える
ようにしたが、前記メインスイッチ素子はそのオフ動作
によってフライバックパルスを作成するスイッチ素子と
して機能させ、フライバックパルスの波高値の制御は他
の補助スイッチ素子を用いて行うように構成することも
可能である。このような回路は周知であり、その構成と
作用の詳細説明は省略するが、このような補助スイッチ
素子を設けた回路にあっては、本実施例の特徴的な上記
スイッチング制御回路のドライブ信号を補助スイッチ素
子に加えて高圧出力電圧の安定化を図るように構成する
ことができる。

【００４６】

【発明の効果】本発明によれば、水平ドライブ信号を利
用して作り出した三角波の下側ピークレベルを基準電圧
にクランプし、この下側ピークレベルをクランプした三
角波を反転して基準三角波を作成するように構成したも
のであるから、この基準三角波のピークレベルは水平ド
ライブ信号の周波数やデュティの如何に拘わらず一定と
なる。したがって、この基準三角波と高圧検出値を比較
して第１の発明のメインスイッチ素子や第２の発明の補
助スイッチ素子のドライブ信号を作成すれば、水平ドラ
イブ信号の周波数やデュティの如何に拘わらず高圧出力
電圧の降下量が同じならば、同じパルス幅のスイッチド
ライブ信号が作り出されることとなり、これにより、水
平ドライブ信号の周波数やデュティによって高圧出力電
圧が変動するという問題がなくなり、水平ドライブ信号
の周波数やデュティに左右されることなく高圧出力電圧
の安定化動作を高精度の下に行うことができ、特に、マ
ルチスキャンタイプの陰極線管駆動用の高圧電源回路と
して今までにない最適なものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。

【図２】同実施例の動作を示すタイムチャートである。

【図３】本発明の第２の実施例を示す回路図である。

【図４】同実施例の動作を示すタイムチャートである。

【図５】ＭＯＳＦＥＴのゲート側にパルス幅リミッタ
を設けた高圧偏向一体型の他の実施例の回路図である。

【図６】共振容量の切り換え手段を設けた他の実施例の
回路の説明図である。

【図７】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。

【図８】同実施例の回路によるフライバックパルスの波
形と前記第１および第２の各実施例のフライバックパル
スの波形との比較説明図である。

【図９】不要なパルス電圧Ｐ_Wの発生を説明するための
タイムチャートである。

【図10】従来の高圧電源回路の動作説明図である。

【符号の説明】

１フライバックトランス２一次コイル 11 ＭＯＳＦＥＴ 21 基準三角波作成回路 36 クランプ回路 37 反転増幅器 38 コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】フライバックパルスを昇圧して高圧出力
電圧を陰極線管に加えるフライバックトランスを備え、
フライバックトランスの一次側にはメインスイッチ素子
と、このメインスイッチ素子のオフ期間にフライバック
トランスとのＬＣ共振によってフライバックパルスを発
生する共振コンデンサを有し、高圧出力電圧の検出手段
によって検出された高圧検出値に基づき、フライバック
パルスの波高値を可変して高圧出力電圧を安定化する方
向に前記メインスイッチ素子のドライブ信号のパルス幅
を制御するスイッチング制御回路が設けられている高圧
電源回路であって、前記スイッチング制御回路は水平ド
ライブ信号を波形整形して基準三角波を作成する基準三
角波作成回路と、前記基準三角波と前記高圧検出値とを
比較して高圧出力電圧の降下量が大きくなるに従いパル
ス幅の広いドライブ信号を作成してメインスイッチ素子
に加えるドライブ信号作成回路とを含み、前記基準三角
波作成回路は、水平ドライブ信号を利用して三角波を作
る三角波作成回路と、この作成された三角波形の直流成
分をカットする直流カット回路と、直流成分がカットさ
れた三角波の下側ピーク電圧を基準電圧にクランプする
クランプ回路と、下側ピーク電圧がクランプされた三角
波を反転して基準三角波にする反転回路とを有すること
を特徴とする高圧電源回路。
【請求項２】スイッチオフによってフライバックパル
スを作成するメインスイッチ素子の他にスイッチオン期
間の制御によりフライバックパルスの波高値を制御する
波高値制御専用の補助スイッチ素子が設けられ、スイッ
チング制御回路から出力されるドライブ信号を前記補助
スイッチ素子に加えるようにした請求項１記載の高圧電
源回路。